TW201101669A - DC/AC converter device of solar cell - Google Patents

Description

201101669 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明是有關於一種直交流電源轉換裝置，特別是指 一種太陽能電池之直交流電源轉換裝置。 【先前技術】 如圖1所示’習知一混合供電型太陽能能源轉換系統1 包含一太陽能電池陣列11、一電力調節器12(power

Conditioner)、一蓄電池13及一負載14。該電力調節器12 主要疋由一充/放電控制器121、一直流/直流換流器 122(Converter)及一直流/交流反流器i23(Invener)所组成。 太陽能電池是由許多P_N接面的半導體所組成，可將 光能轉換為電能輸出，因此可以假設太陽能電池經陽光照 射後如同電流源一般而供應負載使用。 如圖2所示為一太陽能電池之等效電路圖，圖中^表 示太陽能電池經光照射後產生之光電流，£);表示一個 接面二極體，弋與心分別代表太陽能電池内部的等效串聯電 及等效並聯電阻’ p與，則為太陽能電池的輸出電壓及輸 出電流。透過等效電路並結合p_N接面半導體的特性，可 將太陽能電池等效數學模型表示如方程式⑴所示 Ά Ή+巩)/心 ⑴ “其中L為太陽能電池逆向飽和電流；《為―個電子所 電何量（1.6χΐ〇庫幻；j為太陽能電池理想因 β . 為波茲曼常數（L3Sx1〇-23j/ ’ 、 ）’為太％此電池溫度（絕對溫. 程式⑴可以得知太陽能電池的—些基本特性， 201101669 太陽能電池在沒有照光的情況下，光電流冑〇安诗，此士 太陽能電池如同普通的二極體，❿在太陽能電池短路時: 壓為〇伏特，短路電流將等於光電流。 - 如圖3所示，習知—用於上述能源轉換系統之傳統 屢式轉換器電路是藉由調整—功率半導體開關^責任週期 (Duty Cycle) ’以提高輸入電壓^之位準。該昇壓式轉換器 之功率半導體開關⑽截止時，兩端跨壓〜同為輸出側電壓 值K，因此必須選擇耐壓大於或等於輸出側電壓匕之功率半 導體開關2 ’倘若採用M0SFET元件，其特性含有較大導 通阻抗，自然彳β生較高之導通損失。此外，該昇塵式轉 換益中輸出端的二極體％存在逆向恢復(Reverse Re⑽ery) 門題田《玄功率半導體開關ρ導通瞬間，輸出端的二極體 %必須幾乎以突波電流建立逆偏電壓，此電流流經該功率 半導體開關㈣會引起嚴重之切換損失，以致於其轉換效率 不彰。 ,另外，如圖4所示，另外一種高昇壓比例之耦合電感 :昇壓電路’已經利用漏感成分中制二極❹。逆向恢 復電流之問題’而且昇壓比例超過匝數比。然而漏感所形 成之突波電壓將橫跨在該功率半導體開關0兩端，必須增加 咼耗能之緩震電路（Snubb〇r Circuit)，以避免該功率半導體 開關2燒毁。然而，後續所開發之新型耦合電感架構（圖未 不）’已經抑制開關突波電壓問題，充分利用高低壓側元件 谷量達成回效率轉換目的，然而沒有高低壓隔離是其中一 項缺點，使用之場合將有所受限。 201101669 【發明内容】 因此，本發明之目的，即在提供一種可以達成高轉換 效率’且可省略用於隔離高低壓側之緩震電路的太陽能電 池之直交流電源轉換裝置。 於是’本發明太陽能電池之直交流電源轉換裝置，適 • 用於與一太陽能電池的一直流輸入端電連接，並用於產生 . 一交流輸出電壓，該電源轉換裝置包含：一箝制單元、一 雙繞組升壓變壓器及一反流單元。 〇 該箝制單元包括一第一低壓功率開關、一第二低壓功 率開關及一低壓電容。該等低壓功率開關與該低壓電容相 互串聯後再與該直流輸入端並聯。 該雙繞組升壓變壓器包括一與相互串聯之低壓電容及 S玄第二低壓功率開關並聯的輸入繞組、一輸出繞組，及一 與该輸入繞組並聯的激磁電感。在該交流輸出電壓位於正 半週期間時觸發該第一低壓功率開關，使電流自該直流輸 入端流出，經過該輸入繞組與該第一低壓功率開關對該激 磁電感儲能，使流過該激磁電感之電流上升，並利用該變 壓益感應電壓至該輸出繞組。 .該反流單元是用於將自該輸出繞組輸出之電壓 該交流輸出電壓。 ' β 本發明之功效在於：本發明之低壓側大電流部分採用 低壓低導通損失之元件，高壓側則抑制在低電流且無電壓 應力’ 2有開關均具有柔性切換.特性，從理論分析、模擬 結果及實作佐證，均可達成高轉換效率兼具低成本之優點 5 201101669 而且本發明之最高轉換效率可大於92%。 【實施方式】 有關本發明之前述及其他技術内容、特點與功效，在 乂下配&參考圖式之一個較佳實施例的詳細說明中，將可 清楚的呈現。 如圖5所示，本發明太陽能電池之直交流電源轉換裝 置之較佳實施例是適用於與一太陽能電池的一直流輸入端2 電連接，並用於產生一交流輸出電壓|；。，該電源轉換裝置包 含一村制單元3、—雙繞組升壓變壓器7；、一升降壓單元4 及一反流單元5。該直流輸入端2兩端之跨壓為。。 該箝制單元3包括一第一低壓功率開關&、一第二低壓 功率開關*S*2及一低壓電容心。該等低壓功率開關&、&與該 低壓電容Q相互串聯後再與該直流輸入端2並聯。 該雙繞組升壓變壓器厂包括一與相互串聯之低壓電容匕 及該第二低壓功率開關。並聯的輸入繞組、、一輸出繞組、 、一與該輸入繞組並聯的激磁電感心、一輸入漏電感心及 一輸出漏電感勾2。在該交流輸出電壓v〇位於正半週期間時觸 發該第一低壓功率開關&，使電流自該直流輸入端2流出， 經過該輸入繞組尽與該第一低壓功率開關&對該激磁電感心 儲能，使流過該激磁電感、之電流上升，並利用該變壓器乃 感應電壓至該輸出繞組&。 該升降壓單元4包括一第一高壓電容Cy、一第二高壓 電容CV、一第一高壓二極體a及一第二高壓二極體^。該 第一南壓電容Cy與該輸出繞組A串聯，該第二高壓電容Q先 201101669 與該第一高壓二極體q串聯後，再與相互串聯之該輸出繞 組A及該第一高壓電容並聯。該第二高壓二極體％之正 極電連接於該第二高壓電容G與該第一高壓二極體A之間 Y該第二高壓二極體仏之負極電連接於該輸出繞組4與該 第同壓電谷Q之間。該輸出繞組Z之跨壓會透過該第-古 Μ二極一徑對該第一高壓電容⑽二： 第一咼壓二極體之電壓。 當該第一低壓功率開關&截止時，流過該輸入繞組、之 電流會通過該第二低壓功率開關&的一基體二極體〜並對 該低壓電容匕充電，並利用該變塵器^將能量釋放至該輸出 繞組&，並與相互串聯的第二高壓電容cv透過該第二高屋二 極體久之路徑對該第一高壓電容。儲@，藉此累積下一週 期所需之能量。在該第二低壓功率開關&的基體二極體〜 導通時觸發該第二低壓功率開^，形成同步整流技術 可箝制該第一低壓功率開關4之跨壓。當該低壓電容CV開始 D 轉向放電時會形成零電塵切換（zero voltage Sw心h叫， zvs)特性，此時該低壓電容Q與該激磁電感W時透過該 輸入繞組Z,將能量傳至該輸出繞組6。當第二低壓功率開關 A截止時’流過該低Μ電容G之電流降為零，但因受到該輸 入漏電感Α,影響’該輸入繞組咖該第一低壓功率開㊆ 的一基體二極體仏之路徑續流，此時立即觸發該第-低壓 功率開關4,再次形成零電壓切換特性。 該反流單元5是用於將自該輸出繞組々輸出之電虔轉換 為該交流輸出電壓，並包括相互串聯的一第一全橋功率開 201101669 關刁與一第二全橋功率開關乃、相互串聯的一第-八 、 開關Γ2與-第四全橋功率開關A、分別與 =橋功率 mu聯的第-、第二、第：、第^率開關 n n 弟一第四全橋二極體 ”、仏、仏、仏4,及一用於產生該交流輪出電 出電容Q。該輸出電容c〇之正極電連接於該 二： 開與該第三全橋功率開關,3之間，該輸出電容丄力率 電連接於該第二全橋功率開關[與該第四全橋開= 間。在該交流輸出電壓0於正半週期間裡該第 :=第四全橋功率開關7^持續導通，該輸出繞組、之 …、“第一焉壓電容Cy之跨壓，聯，經該 開關η與該第四全橋功率聞關Γ，说文 王備力早 Ο i橋力革開關[之導通路徑對該輪出電容c< 充電’以累積該交流輸出電壓v。。該等全橋二極體％ 1 &是用於防止該交流輸出電壓v〇於該等全橋:率開2 π U、2；之間形成的短路電流。在該交流輸出電壓 I:於負半週期間時’則改由該第二全橋功率開關咖第 ~王橋功率開關巧持續導通。 如圖6所示為本發明之電路工作時序圖，共有七種工 2式’纟中從模式―至模式切經歷的時μ好為觸發 ，壓功率開關㈣一觸發電％、的一個週期，該觸發 、如疋用於對該第一低壓功率開關^做⑽池之高獎 切換。 如圖7所示為本發明 以及所對應的電壓極性與 開關及二極體之導通壓降 之等效電路圖，所有元件之代號 電流方向之定義均揭示於此。各 皆不予考慮。為簡化該等全橋功 201101669 率開關η、：r、、 為。―，該輪出二莫式推導，令該輸出交流波形 出之直流電壓，全橋端一入擦 馭獲為可變輪 橋功率開關7；導通(今算入德 率開關^與該第四全 引正半週之路A之橋功率開叫為截止)負責導 . ，僅需將該第-入播/人使该輸出交流電麼〜為負半週時 弟一全橋功率開關Γ與 發導通（該等全橋 2、。Χ第—王橋功率開闕7；觸 之㈣比定義：::開關…為截止)即可。將嶋& 〇入繞組電残值：’而漏電感為與、，其中“輸 这值則耦合係數々定義為 k:KKLk'+LM、= LJL、 在本貧知例中，該變壓器z A古 限於使用高耦合係數之最接又回漏感成分，不傳 繞植分繞方式，只須運用習用兩 開繞法即可完成。此方式除易於繞製外，且體積』 於習用返馳式靼搂m , %衣冲丑胆積小 電流，錯，、 輸入繞組^包含激磁電流與感應 u體積與繞組Ε數皆可降低，同時漏感也能昇壓 〇 ;霉：設計較高之漏感’以限制該等低壓功率開關&、 厭導^間之感應電流攸升率。在大功率應用時，使該等低 ^率開關4 1在導通時不會產生極大㈣泉電流(1⑽sh _nt)，繞製時加大氣隙亦可增加能量儲存密度，不侷限 於高耦合係數之製造標準。 ^為2細分析各個工作模式之原理，以及昇降壓操作模 ' 模式至模式七之分析是在該輸出交流電壓v〇為 又机弦波正半週波形，且該第一全橋功率開關η與該第四全 橋功率開關7；恆導通之狀態。該等二極體^ 201101669 、〜、仏與該等開關& m、w4之導通電壓均 忽略。 如圖6、8所示，電路之模式一開始於該第一低壓功率 開關A導通一段時間後且該第二低壓功率開關&截止，此時 該變壓器7；極性點電壓為正，該輸人繞組‘之電流從該直流 'J而2之跨壓4流出，經由該輸入繞組心、該激磁電感心 與δ亥第一低壓功率開關A之路徑，對該激磁電感4激磁，流 過該激磁電感、之電流開始線性增加，同時依照匝數比感 應電壓至该輸出繞組A，該輸出繞組A之跨壓vu可表示為 w(u (3) 其中〜為該輸入漏電感&兩端之跨壓，此時該輪出 繞組A提供兩分路電流路徑，其一為該輸出繞組乙 聯電宏_ γ s

Cy W,L入全橋電路之該第一、第四全橋二極體 " 心與該第一、第四全橋功率開關7；、7；之路徑， '别出電容C0充電。其次，該輸出繞組心之電壓可透 過該莖 —a 南壓二極體A之導通路徑，對該第二高壓電容 ^ ^ ’同時亦可箝制該第一高壓二極體A之電壓，該 第—向壓電容Q之電壓心〃可表示為 V^==\s~vt2=NVm~2Nvki (4) 上式v*2為該輸出漏電感Μ之跨壓，該交流輸出電壓v 則可分类-a 〇 乃表不為 v〇=vC)/+Vu (5) 此時流經該輸入繞組、之電流貫穿該第一低壓功率 關 iS"!，龙^ _ >、電、成分包含激磁電流及感應電流，前者斜率為正 10 201101669 ’後者斜率為負’設定該變壓器7；之激磁電感4與耦合係數 女兩參數，可使流經該第一低壓功率開關g之電流接近方波 ，有助於大幅減少該第一低壓功率開關&之導通損失及切換 損失。 如圖6、9所示，模式二開始於該第一低壓功率開關$ 載止瞬間，該輸入繞組尽之電流受限於該輸入漏電感ztl之能 I續/爪衫響，此續流能量與該輸入電壓匕串聯，持續對該

.支壓rr之激磁電感儲能，及透過該輸入繞組々感應至該 輸出繞組八。因此該變壓器I之極性點處仍為正電壓，故該 輪出繞組㈣維持前—模式運作，該輸人繞組&之電流則維 持同樣路徑對該第一低壓功率開關乂兩端之寄生電容充電， 使該第一低壓功率開關&之跨壓開始上升，並迫使該第二 低壓功率開關&之寄生電容放電。由於磁能並未立即全部轉 移至該輸出繞組~，因此該輸人漏電感A,於本模式中並未造 成突波電壓’該等低壓功率開關I ^之跨壓〜、〜低於習 用耦合電感架構，因此該第二低壓功率開關&之跨壓、亦同 步下降。由此得知該等低壓功率開關乂、&之跨壓〜具 相互箝制之效果’該等低壓功率開關I &跨壓之關係式 表示為 vsiUw+vCT 本模式止於該第 零伏特時。 ⑹ 低壓功率開關&之寄生電容放電至 當該第二低 ’該第二低 如圖6、10所示為本發明電路之模式三， 壓功率開關&之寄生電容放電至零伏特時 11 201101669 壓功率開關&之基體二極體化導通，流經該第二低壓 功率開關&之電流全部導入該低壓電容匕，該第—低壓 功率開關X之跨壓〜彳〒止上升並箝制於此。定義該第 一低壓功率開關&之導通責任週期為j，並依據伏-秒 (voltage-second)定理計算，該低壓電容心之電壓％為^ = !(\-d) (?)、 並依據式（6)及（7)得知該第一低壓功率開關&之最 高跨壓vsi為 1 (8) V5. =^w+vCT =FW/(1-J) 由於該輸入電壓L屬於低電位，具有高電流特性，參 該第二低壓功率開關&之基體二極體仏導通時，奋有: 額的二極㈣降造成損I此時對該第二減功率開關= 施以觸發導通訊號形成同步整流’可大幅改料通壓降與2 導通損失之問題。 〃 受到流經該激磁電感〜之激磁電流續流的影經，咳 輸入繞組&電隸㈣始反向，在非姉點騎為正電壓 ’感應至該輸出繞組4亦為相同情形。此時該輸出繞心之 跨壓、可表示為 、 ’ s 同時流經該輸出繞組4之電流開始反向，對該第二高 一極體仏之寄生電容充電， 2 弟阿壓二極體 °電容放電，因此可以得到該等高壓二極 電壓關係 < 〜Ί. VDW +VDy =vcy (10) 12 201101669 依據上式可爲^ ' 0 ’該·#高壓二極體£)y、4之電壓相互 箝制，該等高壓_先

一極體外、ZV之最高跨壓等於該第一高壓 電谷之跨魔Vr。间吐A

受到該變壓器厂電壓極性反向之影塑， 流經該輸出繞組z B _ ^ s之電w的其中一部分穿越該輸出電容， 亥第四全橋功率開關開關C、7：之基體二極體 V、％此串聯路徑，開始對該第一、第四全橋二極體乃 、/^之寄生電容以小量 里电机充電，s亥第一、第四全橋二極 體"^丨、乃7"4開始由導i甬趙·主进1·. . Ο Ο 命通轉為截止。由於流經該輸出繞组£之 電"IL值在此模式期間，受限於該於ψ -昆贵式、 又丨κ K巧輸出漏電感心之影響

得高壓側所有二極體H T2 外4之疋向恢 復電流非常低。當高壓側所有二極體m、乃 、珥4均為載止時，本模式結束。 π η 如圖6、11所示，模式四開始前該低壓電容^已瘦 充電-段時間，流經該激磁電感、之激磁電流能量亦； 降一個階段，此時該低壓電容Cx釋能並與激磁電流之 能量以感應電流方式反向一同流入該輸入繞組尽，然 後傳遞到高壓側，因此該變壓器C具有雙向磁路特2 ’此模式之電流可彌補耦合電感架構於責任週期太小 時形成激磁不連續的問題。由於該低壓電容c電节反 向流經該第二低壓功率開關A時，該第二低壓功率開 關足早已觸發且為零電壓，自然形成零電壓切換之效 能。此模式期間，該輸出繞組Is之跨壓與該第二言 壓電容CV之跨壓vCr串聯並對該第一高壓電容Cr充電，結 合方程式（3)與式（6)，得知該第一高壓電容q之跨麗v 13 201101669 可表示為 VC. = + vw = NVm /(1 ~ 2Nv ⑴） 第四全橋二 依據式（4)之〜關係式可求得該第—、 極體^之跨塵、、vfl4，分別表示如下 νβ.+νβ4 =v0-vc^-NVm 本模式止於該第 止時。 二低壓功率開關 (12) &之觸發信號截 如圖6 ' 12所示， &觸發信號V#截止時 電容電流續流影響 儲存與釋放該等低壓 ，該等低壓功率開關4 。當該第一低壓功率 模式五始於該第二低壓功率開關 ，由於該輸入漏電感心受到該低壓 ，流經該輸入繞組‘之電流開始 功率開關4、&之寄生電容電壓 、&之跨壓關係如方程式（6)所示 開關5；之寄生電容放電至零伏特 時，該第一低壓功率開關&之基體二極體^導通以承 接全部電流，於是該第二低壓功率開關&之跨壓〜停 止上升並箝制於此，因此可以得知該第二低壓功率開 關&的对壓規格與該第一低壓功率開關&相同。 如圖6、13所示’模式六始於該第一低壓功率開關 4再次觸發導通’此時該輸入漏電感々承受全部電壓， 可有效抑制感應電流之爬升率，故不會造成湧泉電流 之現象發生。兩側繞組電壓極性仍保持前一模式狀辩 ，在非極性點處仍為正電壓。因受限於該輸入漏電感^ 之影響，流經該輸入繞組之電流無法立即由負向轉 正向，因此該輸出繞組is仍維持前一模式運作，激磁 14 201101669 能量仍然持續下降並透過該變壓器7；釋放至該輸出繞 組4。因該第一低壓功率開關&之基體二極體％仍有電 流通過，形成該第一低壓功率開關&導通時零電壓切換 之柔性切換特性。 如圖6、14所示，當該輸入 且流經該輸入繞組之電流振幅等於流經該激磁電感 、之激磁電流時，該輸入繞組々重新接受該輸入電愿7 的能量。此時該變壓器在極性點處由負轉為正電壓，

流經該激磁電感之激磁電流開始線性上升，同時該激 磁電感心之跨壓亦透過該輸入繞組尽感應電壓至該輸 出繞組，流經該輸出繞組之電流再次反向狀升， 其電流路徑分別恰可釋放該第二高壓二極體乃，R — & 姐％，及s亥第 一 '第四全橋二極體乃η、久4，同時對該第—高摩_極 體Z)y之寄生電容充電並使其截止。而當該第二高壓-極 體％，及該第一、第四全橋二極體A·,、導通時，漭 經s玄輸出繞組As之電'"il再-入分別對該第二高壓電容c及 該輸出電容C。充電’其充電路徑與模式—柏同。者穿 經該激磁電感k之激磁電流逐漸升高、流蛵兮# '、二吻稱I出繞組 乙之感應電流由高點逐漸下降時，會再次回到模式一 之狀態，進入下-個週期’以逐漸累積該交流輸：電 壓V。之弦波電壓。 綜合上述並利用式（4)及（1 1 )計算， J Μ筏得該 輸出電容c0之充電關係式’該交流輸出雷厭 叫电7坚V。關係式 可表示為 15 (13) 201101669 在此定義本電路架構之電壓增益為，其關係式 可表示為 (14)

Gy =1^1-Λγ(2~^) 4NVil V，N i^-d) vm 上式第一項無論導通責任週期C?為何值（〇^rf<1)， 電壓增益G,仍有倍以上之電壓。至於第二項4iW /r

*1 7 V IN 之符號為負，代表漏感成分會影響電壓增益。在低導通責 任週期0^· ’該輸入漏電感Ztl須承受大部分跨壓，僅剩少許電 壓分配至該激磁電感4與該輸入繞組A部份，因此該輸出繞 組£s無法汲取較高能量，同時該輸入繞組、之電流皆為不連 續狀態。由於該交流輸出電壓v。為正弦電壓，故本架構之電 壓轉換包含昇壓及降壓此兩種功能，在此必須進—步 分析漏感影響，以完成線性調壓功能。 如圖15所示為降壓條件下電感電流不連續之分析，其 中L為流經該輸入繞組Z,之電流，其峰值為d為該第一 低壓功率開關4之導通責任週期。因太陽能電池所提供之 電流僅在該第一低壓功率開關4導通階段，故將其週期平 均電流令為‘，及/。分別表示交流輸出波形於分析波形區 域之有效電壓及電流值，Λ則表示負載電阻值。依據功率平 衡得知，輸入功率匕乘以轉換效率"等於輪出功率ρ。，為簡 化分析在此將轉換效率▽定為丨，其關係式可表示為 Ρ,Ν = Ρ0 (15) 16 201101669 V<^iAya=lV〇-Ioz=V〇l R 〜、 U6) 因該第二低壓功率開關&為截止狀態，所

^ ^ h\l iAVQ 會等於電流L，將上述各電壓電流代入式（16)可改窝為 .^YL " 2 R 電流^其關係式可表示為 i - 2·^ "R-vm-d (17) (18) Ο 式⑷中該輸入漏電感之跨壓\可表示為 (19) 任周』的日守間，並且為切換頻率Λ的倒 數’ k為該變壓器Γ m樾、, ,<耦σ係數，將式（19)代入式（14)，電 壓増W之關係式可改寫為 〇 整理後之方程式 (1-J)令式（21)中 (20) (21) 6 = 1 (22) (23) (24) 17 (1-^) 201101669 因6為1且電壓增益G,>〇 G,, = -—b + 4 · a · η V 2.a 或 故二次方程式僅有一解 (25) R-d2 ~\ [l6N(l~k)Lp.f^ -1+Ji+^Li^z^)^k)Lp. /c L 1 (^dXR^)~- (26) 以上所述模式一至模式七之理 1〇〇kHz切換中-個完整的週期。”，乃是局頻 〇 如圖16所示為全橋電路時序圖，如圖η、18所 不則分別為全橋模式— 圖。以IT Α + ”全橋杈式—之電路工作模式 圖以下敘述料全橋電路歸z之操作模式，其中 、、心、V及、分別為該等全橋功率開關 『、 之觸發信號，該交户& & φ @ 2 3汉4 艾机輪出電壓之正半週期間為Α臂 功率開關认Γ4觸發導通，負半週期間為Β臂之 全橋功率開關觸發導通〜為弦波命令電壓”

則為輸出端之回授雷厭 ^ ^ FB p 扠電壓。當该父流輸出電壓v。位於正 半週期間由A臂持螬臨i i ,s 丹續觸發涂通，對该輸出電容C。充電 、^父流輸出電壓V。，其充電模式同上述高 1〇㈣之分析，其電流流向如圖17之全橋模式一戶 示。 當該交流輸出 期間因該輪出電容 過負載消耗至零伏 進入弦波負半週， 電壓V。接近零父越之區域時，在此 c。之跨壓極小，其能量無法完全透 特。若直接以低頻60Hz觸發b臂 勢必增加開關切換之應力造成較高 18 201101669 之切換損失’亦會造成該交流輸出電壓v。波形失真， 尤其無載時失真會更為嚴重。 因此ΛΒ兩臂之全橋開關除了大部份時間持續採 60Hz之操作模式外，在弦波電壓即將進入下一半週 之父越期間，需採用AB兩臂立補之模式以高頻切換 ’此高頻切換方式與電流流向如圖1 8之全橋模式二 所不，主要透過該弦波命令電壓Vcw準位與該回授電 Q 壓、準位兩者間之比較，並搭配正反器控制時脈，以 確保ΛΒ兩臂切換之頻率為固定。釋放該輸出電容匸。 内之殘餘能量之控制方式為導通B臂之全橋功率開關& 及g、串聯該.第—高壓電容&之路徑’使該輸出繞組々兩 端之反向感應電壓釋放電流至該低壓電容q，可確保 該交流輸出電壓V。於下一半週導通時，其電壓可由零 電位開始建立。由於此區域電壓很低，且該等全橋功 率開關η、Γ2、7；、7；切換損失不高，僅有高壓小電流所造 Q 成之導通損失。 同理，欲產生之交流輸出電壓V。為正弦波負半週 輪出時’由Β臂之全橋功率開關r2及7；持續觸發導通， 子°亥輸出電谷C〇反向充電以累積負半週輸出。當負半 週接近零父越區域時’亦須透過全橋A臂之路徑將能 量釋放至該低壓電容q，操作方式及原理如同正半週 所述β 综上所述，本發明之低壓側大電流部分採用低壓低導 通損失之元件’高壓側則抑制在低電流且無電壓應力，所 19 201101669 有開關均具有柔性切換特性，從理論分析、模擬結果及實 作佐迅，均可達成南轉換效率兼具低成本之優點，而且本 發明之最高轉換效率可大於92%，故確實能達成本發明之 目的。 准以上所述者’僅為本發明之較佳實施例而已，當不 能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明中請專利 範圍及發明說明内容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍 屬本發明專利涵蓋之範圍内。 【圖式簡單說明】 圖1是習知一混合供電型太陽能能源轉換系統的—系 統方塊圖； 圖2是一太陽能電池的一等效電路圖； 圖3是習知一昇壓式轉換器電路的一電路圖； 圖4疋習知一高昇壓比例之耦合電感型昇壓電路的一 電路圖； 圖5是本發明太陽能電池之直交流電源轉換裝置之較 佳實施例的一電路圖，說明該較佳實施例與一相位偵測與 電壓迴授控制電路及一電壓電流控制與驅動電路的連結關 係； 圖6是該較佳實施例的一電路工作時序圖，說明該電 路共有七種工作模式； 圖7是該較佳實施例的一等效電路圖； 圖8是該較佳實施例.的一等效電路圖，說明電路位於 模式一期間内之工作狀態； 201101669 圖9是該較佳實施例的一等效電路圖，說明電路位於 模式二期間内之工作狀態； 圖10是該較佳實施例的一等效電路圖，說明電路位於 模式三期間内之工作狀態； 圖11是該較佳實施例的一等效電路圖，說明電路位於 板式四期間内之工作狀態； 圖12是該較佳實施例的一等效電路圖，說明電路位於 ◎ 模式五期間内之工作狀態； 圖13是該較佳實施例的一等效電路圖，說明電路位於 杈式六期間内之工作狀態； 圖14是該較佳實施例的一等效電路圖，說明電路位於 模式七期間内之工作狀態； 圖15是該較佳實施例位於降壓條件下一輸入繞組電流 不連續之狀態圖； 圖16是該較佳實施例的一全橋電路時序圖； 〇 圖17是該較佳實施例的一等效電路圖，說明電路位 ;王橋模式一期間内之工作狀態；及 是該較佳實施例的一等效電路圊，說明電路位於 橋模式二期間内之工作狀態。 21 201101669 【主要元件符號說明】 2....... ......直流輸入端 ^S2 •…基體·—極體 3…… …· ·箝制單元 Cy ••… …··第一高壓電容 4....... --···升降壓單元 ...... ••…第二高壓電容 5....... ......反流單元 Dy •.… •…·第一高壓二極體 Tr…… ••…升壓變壓器 Dw •…. .....弟一南壓一極體 LP …·. …·輸入繞組 Ά •…· ----弟 全橋開關 Ls .…. …·輸出繞組 τ2 •.… -…第二全橋開關 lm •…· 激磁電感 Ά….· ----第二全橋開關 K ••… 輸入漏電感 τ, •…· •…第四全橋開關 At 2 .....輸出漏電感 D 丁' •…第一全橋二極體 第 低壓開關 Dr2 •…第二全橋二極體 A…… ••…第二低壓開關 Df3 •…第三全橋二極體 Q •…· ••…低壓電容 ^T4 •…第四全橋二極體 Ds\ …基體二極體 C〇…… •…輸出電容 22

Claims (1)

1. 201101669 七、申請專利範圍： 1. 一種太陽能電池之直交流電源轉換裝置，適用於與一太 陽能電池的一直流輸入端電連接’並用於產生一交流輸 出電壓’該電源轉換裝置包含： 一甜制單元，包括一第一低壓功率開關、一第二低 壓功率開關及一低壓電容，該等低壓功率開關與該低壓 電容相互串聯後再與該直流輸入端並聯； 〇 一雙繞組升壓變壓器，包括一與相互串聯之低壓電 谷及該第二低壓功率開關並聯的輸入繞組、一輸出繞組 ，及—與該輸入繞組並聯的激磁電感，在該交流輸出電 壓位於正半週期間時觸發該第一低壓功率開關，使電流 自5亥直流輸入端流出，經過該輸入繞組與該第一低壓功 率開關對该激磁電感儲能，使流過該激磁電感之電流上 升’並利用該變壓器感應電壓至該輸出繞組；及 ▲—反流單元，用於將自該輸出繞組輸出之電壓轉換 〇 為垓交流輪出電壓。 2 · 依* 4虑由上 、、申請專利範圍第1項所述之太陽能電池之直交流電 二轉換裝置，更包含一升降壓單元，該升降壓單元包括 及"★间壓電各、一第二高壓電容、一第一高壓二極體 第一南壓二極體，該第一高壓電容與該輸出繞組串 爿叶，^'女笛一古 Γ-- 與彳 一局堅電容先與該第一高壓二極體串聯後，再 互串聯之該輸出繞組及該第一高壓電容並聯，該第 :巧壓二極體之正極電連接於該第二高壓電容與該 向壓二搞 一不體之間，該第二高壓二極體之負極電連接於該 23 201101669 輸出繞且與s亥第一商壓電容之間，該輸出繞組之跨廢會 透過該第二高壓二極體之路徑對該第一高壓電容充電， 藉此箝制該第一高壓二極體之電壓。 依據申μ專利範圍第2項所述之太陽能電池之直交流電 源轉換裝置，其中，當該第一低壓功率開關截止時，流 過該輸入繞組之電流會通過該第二低壓功率開關的一基 體二極體並對該低壓電容充電，並利用該變壓器將能量 釋放至該輸出繞組’並與相互串聯的第二高壓電容透過 肩第一向壓二極體之路徑對該第一高壓電容儲能，藉此 累積下一週期所需之能量，在該第二低壓功率開關的基 ，二極體導通時觸發㈣二低壓功率開關，形成同步整 :技街，並可箝制該第一低壓功率開關之跨壓，當該低 壓電容開始轉向放電時會形成零電壓切換特性，此時該 低壓電容與該激磁電感同時透過該輸人繞組將能量傳至 j輸出、’堯，.且，虽第二低壓功率開關截止時，流過該低壓 電合之電流降為零，但因受到該變壓器的一輸入漏電感 衫響，该輸入繞組透過該第一低壓功率開關的—基體二 極體之路徑續流，此時立即觸發該第一低壓功率開關， 再次形成零電壓切換特性。 4.依據f請專利範圍第2項或第3項所述之太陽能電池之 直父流電源轉換裝置，其中，該反流單元包括相互串聯 的一第一全橋功率開關與一第三全橋功率開關、相互串 聯的第—全橋功率開關與一第四全橋功率開關、分別 與該等全橋功率開關串聯的第一、第二、第三、第四全 24 201101669 橋二極體，n 及—用於產生該交流輸出電壓的鈐a 該輸出電交夕电竖的輸出電各， 电各之正極電連接於該第—全 =全柊# # 金橋功车開關與該第 二+樁丄亡 电今之負極電連接於該第 於φ:開關與該第四全橋功率開關之間，在該交流 勒電壓位於正半週期間裡該第—全 '

   :全橋功率開關持續導通，該輸出繞組之跨麼與該第— :壓電容之跨壓串聯’經該第一全橋功率開關與該第四 全橋功率開關之導通路徑對該輸出電容充電，以累積該 交流輸出電壓，該等全橋二極體是用於防止該交流輸： 電壓於該等全橋功率開關之間形成的短路電流。 5.依據申請專利範 源轉換裝置，其 時，則改由該第 持續導通。 圍第4項所述之太陽能電池之直交流電 中，在該交流輸出電壓位於負半週期間 二全橋功率開關與該第三全橋功率開關 〇 25