TW200933976A - Antenna design for FM radio receivers - Google Patents

Description

200933976 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 此發明係關於一種用於接收調頻類比與數位無線電廣播 信號的天線’且更特定言之係關於用於在一可擴式數位無 線電接收器中實施一用於接收一數位無線電廣播信號之天 線的方法及裝置。 【先前技術】 數位無線電廣播技術向行動、可攜式及固定接收器遞送 數位音訊與資料服務。一類型之數位無線電廣播（稱為帶 内同頻（IBOC)數位音訊廣播（DAB))將地面發射器用於現有 中頻（MF)與超高頻（VHF)無線電頻帶中。由汨如一 Digital Corporation開發的HD Radi〇TM技術係針對數位無線 電廣播與接收之一 IBOC實施方案之一範例。IB〇c 〇八8信 號可以-併合格式來發射，其包括—類比調變的載波結合 複數個數位調變的載波，或以一全數位格式發射，其中不 使用該類比調變的載波。使用併合模式，廣播員可繼續發 射類比AM與FM，同時亦發射更高品質與更為強固的數位 信號’從而允許廣播員及其收聽者自類比至數位轉換無線 電同時維持其目前頻率分配。 — 數位傳輸系統之一特徵係同時發射數位化音訊與資料的 固有能力。因而’該技術還允許來自鳩與⑽無線電么的 無線資料服務。廣播信號可包括元資料，例如演出者:歌 曲標題或電台呼號。還可包括關於事件、交通及天氣的特 疋訊心例如，當使用者收聽一無線電台時可橫跨一無線 134370.doc 200933976 電接收器的顯示器捲動所有交通資訊、天氣預報、新聞及 運動競賽得分。 IBOC DAB技術可提供優於現有類比廣播格式之數位品 質音訊。因為各IBOC DAB信號係在一現有AM或FM頻道 分配之頻譜遮罩内發射，故其不要求新的頻譜分配。 IBOC DAB促進頻譜的經濟性，同時致能廣播員向目前的 收聽者基礎供應數位品質音訊。 多重廣播（其能夠在AM或FM頻譜中之一頻道上遞送數個 程式或資料流）致能電台在主要頻率之分離的補充或子頻 道上廣播多個資料流。例如，多個資料流可包括替代性的 音樂格式、本地交通、天氣、新聞及體育。可以與傳統電 台頻率相同的方式使用調諧或搜尋功能來接取補充頻道。 例如’若該類比調變的信號以94.1 MHz為中心，則IBOC DAB中的相同廣播可包括補充頻道94.1-1、94.1-2及94.1-3。可將補充頻道上高度特殊化的節目編排遞送至緊密目 標聽眾，從而為廣告客戶建立更多的機會來整合其商標與 節目内容。如本文中所使用，多重廣播包括一或多個節目 在一單一數位無線電廣播頻道中或在一單一數位無線電廣 播信號上的傳輸。多播内容可包括一主要節目服務 (MPS)、補充節目服務（sps)、節目服務資料（PSD)及/或其 他廣播資料。 國家無線電系統委員會（全國廣播員協會與消費電子協會 贊助的標準設定組織）在2005年9月採用—IB〇c標準（指定為 NRSC-5A)。NRSC-5A(其揭示内容以引用方式併入本文中）提出 134370.doc 200933976 在AM與FM廣播頻道上廣播數位音訊與輔助資料的要求。該 標準及其參考文件包含RF/傳輸子系統與運輸與服務多工子 系統的詳細說明。可於 http://www.nrscstandards.org/standards.asp 自 NRSC獲得該標準的複本。iBiquity的HD 1^(1丨〇1^技術係該 NRSC-5A IBOC標準之一實施方案。可於www.hdradio.com 與www.ibiquity.com找到關於HD RadioTI^iL術的進一步資 訊。

其他類型的數位無線電廣播系統包括衛星系統（例如XM Radio、Sirius及WorldSpace)與地面系統（例如數位無線電 調幅聯盟（DRM)、Eureka 147(屬於DAB)、DAB第2版及 FMeXtra)。如本文中所使用，短語”數位無線電廣播"涵蓋 包括帶内同頻廣播的數位音訊廣播以及其他數位地面廣播 與衛星廣播。 硌要具有一可攜式或手持式FM數位無線電接收器器 件。然而，現有FM類比可攜式與手持式無線電接收器器 件通常具有很差的接收。此等器件呈現數個挑戰，包括較 小的大小與重量、藉由鄰近電子器件之天線引起的刪、 由於人體之效應所致的可變性及支援室内接收的需要。目 前’可攜式與手持式類比無線電接收器可使用—耳筒導線 型天線，其可以係偶極或單極…耳筒偶極天線解決方式 由於針對該天線之上部元件與下部元件的耳之間的有限距 離所致產生較差效能，而-單極耳筒天線解決方式需要添 加一接地平面以取代一偶極 乏下牛0卩兀件。理想上，該接 地平面在大小上係約四分之-波長。然而，現今的手持式 134370.doc 200933976 器件通常小仔多。&良—接地平面之—方式係包括一曲折 (螺旋)¾路。此一迴路增加有效接地平面大小並且該螺旋 之電感減低南電容電抗。目前該曲折迴路型天線可在行動 電話中及在一些桌上型無、線電接收器中找到，但在可攜式 無線電器件中找不到。一更佳的方法會係使用不需要一接 地平面的天線凡件。針對單極與偶極耳筒天線兩者的接收 品質係可變且不可預測的，其顯著地取決於使用者與天線 元件之方位。使用者移動或觸摸天線或接收器可改變信號 的品質，人體本身便可衰減信號。此外，天線與附近電子 元件（例如電源供應）之間的EMI可造成效能的損失。此 外，此等天線具有不平衡阻抗。該阻抗係方位相依的並且 與該接收器匹配的阻抗係有損耗的。為了克服此等問題， 一現有解決方式係將天線包括於一針對手持式接收器的銜 接站中n此解決方式不合需要，因為該天線元件不 可攜並且不能與使用者一起行進。需要具有一克服此等及 其他問題的天線設計，尤其係與一可攜式手持式接收器一 起使用以用於接收類比與數位無線電廣播信號。 【發明内容】 在一第一態樣中，本發明提供一種裝置，其包括：第一 揚聲器與第二揚聲器；以及一天線，其包括連接至該第一 揚聲器之一第一對導線、連接至該第二揚聲器之一第二對 導線及圍繞該第一對導線與第二對導線之部分的一導電套 筒’該套筒與該第一對導線與第二對導線形成一同轴電容 器。 I34370.doc 200933976 〜、樣中，本發明提供一用於接收一無線電信號 的万法。該士、+ a ,一 線之至小 下步驟：在一第一天線與一第二天 " 者上接收該無線電信號；針對該接收的無線電 :置計算一第一品質度量；針對該接收的無線電信號來 計算一兹· 第一品質度量；選擇該第一天螓、該第二天線或該 一口天、線與第二天線之一組合以基於該第—品質度量與第 ❹ ❹ 又量來接收該無線電信號；以及調諧該選擇的天線 之阻抗以匹配一接收器之阻抗。 在一第三態樣中，本發明提供一用於接收一無線電信號 的裝置。該梦署今#· 褒置匕括·一第一天線；一第二天線；一處理 器其用於針對該接收的無線電信號計算一第一品質度量 並用於針對該接收的無線電信號計算一第二品質度量；一 線選擇器’其用於選擇該第一天線、該第二天線或該第 天線與第二天線之一組合以基於該第一品質度量與第二 ρσ質度量來接收該無線電信號；以及一阻抗匹配電路，其 用於調諸該選擇的天線之—阻抗以匹配―接收器的阻抗。 在一第四態樣中，本發明提供一用於偵測一類比無線電 信號之品質的方法。該方法包括以下步驟：接收一無線電 仏號，其包括一導頻信號；在該導頻信號頻率周圍之一預 定頻率範圍内估計該無線電信號之一部分的信雜比；以及 變換該信雜比以形成一類比信號品質度量。 【實施方式】

圖1至11與本文隨附說明提供一 IBOC系統的一般說明， 其包括廣播設備結構與操作、接收器結構與操作及IBOC 134370.doc 200933976 DAB波形的結構。圖12至16及29與本文隨附說明提供依據 本發明之態樣的天線設計之一詳細說明。圖17至28與本文 隨附說明提供依據本發明之態樣的天線元件分集與適應阻 抗匹配演算法之結構與操作之一詳細說明。 IBOC系統與波形 參考圖式’圖1係可用以廣播一 FM IBOC DAB信號的一 • 播音室站台10、一 FM發射器站台12及一播音室發射器連 結（STL) 14之相關組件的功能方塊圖。該播音室站台除了別 ^ 的以外還包括播音室自動化設備34、包括一輸入器18、一 輸出器20、一激發器輔助服務單元（EASU) 22之一總體操作 中心（EOC) 16及一 STL發射器48。該發射器站台包括一 接收器54與一數位激發器56，該數位激發器包括一激發器 引擎（exgine)子系統58與一類比激發器60。雖然在圖j中該 輸出器駐留於一無線電台的播音室站台並且該激發器位於 該傳輸站台，但此等元件可共同位於該傳輸站台。 φ 於該播音室站台，該播音室自動化設備將主要節目服務 (MPS)音訊42供應至該EASU ’將!^”資料4〇供應至該輸出 器，將補充節目服務（SPS)音訊38供應至該輸入器，並將 SPS資料36供應至該輸入器。MPS音訊用作該主要音訊節 • 目編排源。在併合模式中，其保存在類比與數位傳輸兩者 中現有的類比無線電節目編排格式。Mps資料（亦稱為節 目服務資料（PSD))包括諸如音樂標題、演出者、專輯名稱 等的資訊。補充節目服務可包括補充音訊内容以及節目關 聯資料。 134370.doc •11· 200933976 該輸入器包含硬體與軟體以用於供應先進應用服務 (AAS) ° "服務”係經由一IBOC DAB廣播遞送至使用者的内 容’並且AAS可包括未係歸類為MPS、spS或電台資訊服 務（sis)的任何類型之資料。SIS提供電台資訊，例如呼叫 符號、絕對時間、與GPS相關的位置等。AaS資料的範例 包括即時交通與天氣資訊、導航地圖更新或其他影像、電 子節目指南、多媒體節目編排、其他音訊服務及其他内 容。可藉由服務提供者44來供應針對Aas的内容，其經由 一應用程式介面（API)向該輸入器提供服務資料46。服務 提供者可以係位於該播音室站台之一廣播員或來源於外部 的第二方服務與内容提供者。該輸入器可建置多個服務提 供者之間的會期連接。該輸入器編碼與多工服務資料46、 SPS音訊38及SPS資料36以產生輸出器連結資料24，其係 經由一資料連結來輸出至該輸出器。 4輸出器20包含供應用於廣播的主要節目服務與SIS所 必需的硬體與軟體。該輸出器透過一音訊介面來接受數位 MPS音汛26並壓縮該音訊。該輸出器還多工Mps資料4〇、 輸出器連結資料24及該壓縮的數位]^!^音訊以產生激發器 連結-貝料52。此外，該輸出器透過其音訊介面來接受類比 MPS音訊28並向其施加一預程式化的延遲以產生一延遲類 比MPS音訊信號30。可將此類比音訊作為針對併合IB〇c DAB廣播之一備份頻道來廣播。該延遲補償數位1^1^音訊 之系統延遲，從而允許接收器在數位與類比程式之間混合 而無時間偏移。在一AM傳輸系統中，該延遲1^]?8音訊信 134370.doc 12 200933976 號3 0係藉由該輸出器轉換成一單音信號並作為該激發器連 結資料52之部分而係直接傳送至該STL。 EASU 22接受來自該播音室自動化設備的MPS音訊42， 將其速率轉換成適當的系統時脈，並輸出該信號的兩個複 本，一數位（26)與一類比（28)。該EASU包括一 GPS接收 器，其係連接至一天線25。該GPS接收器允許該EASU導 • 出一主時脈信號，其係藉由使用GPS單元來與該激發器的 時脈同步。該EASU提供藉由該輸出器使用的主系統時 © 脈。若輸出器具有一災難性故障並且不再具操作性，則該 EASU還係用以旁通（或重新引導）該類比MPS音訊以不通過 該輸出器。可將旁通音訊32直接饋送至該STL發射器中， 從而消除一死寂事件。 STL發射器48接收延遲類比MPS音訊50與激發器連結資 料52。其透過STL連結14來輸出激發器連結資料與延遲類 比MPS音訊，其可以係單向或雙向的。例如，該STL連結 可以係一數位微波或乙太網路連結，並可使用標準使用者 參 資料元協定或標準TCP/IP。 該發射器站台包括一 STL接收器54、一激發器56及一類 - 比激發器60。該STL接收器54透過該STL連結14來接收激 „ 發器連結資料，其包括音訊與資料信號以及命令與控制訊 息。該激發器連結資料係傳遞至該激發器56，其產生該 IBOC DAB波形。該激發器包括一主機處理器、數位升頻 轉換器、RF升頻轉換器及exgine子系統58。該exgine接受 激發器連結資料並調變該IBOC DAB波形之數位部分。該 134370.doc -13- 200933976 激發器56的數位升頻轉換器自數位至類比地轉換該以以此 輸出的基頻部分。該數位至類比轉換係基於一 Gps時脈， 與自該EASU導出之輸出器的基於Gps之時脈相同。因 而，該激發器56包括一 GPS單元與天線57。一用於同步輸 出器與激發器時脈的替代性方法可在美國專利申請案第 11/0 81,267说（公開案第200 6/0209941 A1號）中找到，其揭 示内容特此以引用方式併入。該激發器的RF升頻轉換器將 該類比信號升頻轉換至適當的帶内頻道頻率。接著，該升 頻轉換的js號係傳遞至高功率放大器62與天線64以用於廣 播。在一 AM傳輸系統中，該exgine子系統將該備份類比 MPS音訊連貫地添加至該併合模式中的數位波形；因而， 該AM傳輸系統不包括該類比激發器6〇。此外，該激發器 56產生相位與量值資訊並且該類比信號係直接輸出至該高 功率放大器。 可使用各種波形在AM與FM無線電頻帶兩者中發射ib〇c DAB信號。該等波形包括一 併合ib〇C DAB波形、一 FM全數位IBOC DAB波形、一 AM併合IBOC DAB波形及一 AM全數位IBOCDAB波形。 圖2係一併合FM IBOC波形70的示意性表示。該波形包 括位於一廣播頻道74之中心處之一類比調變信號72，在一 上方旁帶78中之第一複數個均勻間隔的正交分頻多工副载 波76及在一下方旁帶82中之第二複數個均勻間隔的正交分 頻多工副載波80。該等數位調變副載波係分成分區，並且 各種副載波係指定為參考副載波。一頻率分區係一丨9個 134370.doc 200933976 OFDM副載波之群組，其包含18個資料副載波與一個參考 副載波。 該併合波形包括一類比FM調變的信號，加上數位調變 的初級主要副載波。該等副載波係位於均勻間隔的頻率位 置處。該曰彳載波位置係自_546至+546來編號。在圖2之波 形中，該等副載波處於位置+356至+546與-356至-546處。 各初級主要旁帶係由十個頻率分區組成。初級主要旁帶中 還包括副載波546與-546，其係額外的參考副載波。各副 載波之振幅可藉由一振幅比例因數來縮放。 圖3係一延伸併合!^]^ IB〇c波形9〇的示意性表示。該延 伸併合波形係藉由將初級延伸旁帶92、94添加至存在於該 併合波形中的初級主要旁帶來建立。可將一、二或四個頻 率勿區添加至各初級主要旁帶之内部邊緣。該延伸併合波 形包括β亥類比FM信號加上數位調變的初級主要副載波（副 載波+356至+546與-356至-546)，及一些或所有初級延伸副 載波（副載波+280至+355與-280至-355)。 上方初級延伸旁帶包括副載波337至355(一頻率分區）、 318至355(兩個頻率分區）或28〇至355(四個頻率分區）。下 方初級延伸旁帶包括副載波_337至_355(一頻率分區）、_318 至-35 5(兩個頻率分區）或_28〇至_355(四個頻率分區）。各副 載波之振幅可藉由一振幅比例因數來縮放。 圖4係一全數位FM IB〇c波形100的示意性表示。該全數 位波形係藉由停用該類比信號，完全擴張該初級數位旁帶 102、104之頻寬並在藉由該類比信號所空出的頻譜中添加 I34370.doc 15 200933976 更低功率次級旁帶106、108來建構。該說明的具體實施例 中的全數位波形包括在副載波位置_546至+546處之數位調 變的副載波，而無類比FM信號。 除了十個主要頻率分區之外，在全數位波形之各初級旁 帶中還存在所有四個延伸頻率分區。各次級旁帶亦具有十 個次級主要（SM)及四個次級延伸（sx)頻率分區。然而，與 該等初級旁帶不同，該等次級主要頻率分區係映射至更靠 近頻道中心’其中該等延伸頻率分區遠離該中心。 各次級旁帶亦支援一較小次級受保護（sp)區域丨丨〇、 112，其包括12個OFDM副載波及參考副載波279與_27^ 該4旁帶係稱為"受保護"，因為其位於最不可能受類比或 數位干擾影響的頻譜區域中。一額外的參考副載波係置於 該頻道的中心（〇)。該sp區域的頻率分區順序因為該sp區 域並不包含頻率分區而不適用。 各次級主要旁帶橫跨副載波1至19〇或_丨至_19〇。該上方 -人級延伸旁帶包括副載波191至266，而該上方次級受保護 旁帶包括剎載波267至278，加上額外的參考副載波279。 該下方次級延伸旁帶包括副載波_191至_266，而該下方次 級受保護旁帶包括副載波_267至-278，加上額外的參考副 載波-279。整個全數位頻譜之總頻率跨距為396,8〇3 Hz。 各副載波之振幅可藉由一振幅比例因數來縮放。該等次級 旁帶振幅比例因數可係使用者選擇。可選擇該四個中之任 一者來應用到該等次級旁帶。 在該等波形之各波形中，該數位信號係使用正交分頻多 134370.doc -16 - 200933976 t )來調變。〇FDM係一平行調變方案，其中該資料 "*變大量的正交剖載波，其係同時傳輸。OFDM本身具 從而合易允許邏輯頻道至不同的副載波群組的映 射。 在^ γ併口波形中，該數位信號係在該併合波形中的類比 L號之任一側上的初級主要（pM)旁帶中發射。各旁帶 率位準明顯低於該類比FM信號中的總功率。該類比

信號可以係單聲道或立體聲，並可包括授權付費通信 (SCA)頻道。 在該延伸併合波形中，該等併合旁帶之頻寬可朝向該類 比FM信號延伸以增加數位容量。此額外分配給各初級主 要旁帶之内部邊緣的頻譜係稱為初級延伸（ρχ)旁帶。 在該全數位波形中，該類比信號係移除，並且該初級數 位旁帶之頻寬如在該延伸併合波形中係完全延伸。此外，

此波形允許更低功率數位次級旁帶在該類比？1^信號所空 出的頻譜中進行傳輸。 圖5係一 AM併合IBOC DAB波形120的示意性表示。該併 合格式包括傳統的AM類比信號122(頻寬限於大約±5 kHz) 以及一差不多30 kHz寬的DAB信號124。該頻譜係包含於 具有一大約3 0 kHz之頻寬的頻道126内。該頻道係分成 上方頻帶130與下方頻帶132。該上方頻帶自該頻道之中心 頻率延伸至離該中心頻率大約+1 5 kHz。該下方頻帶自該 中心頻率延伸至離該中心頻率大約_丨5 kHz。 在一範例中，該AM併合IBOC DAB信號格式包含類比調 134370.doc -17- 200933976 變的載波信號134加上橫跨上方頻帶與下方頻帶的〇fdm副 載波位置。代表欲發射之音訊或資料信號的編碼數位資訊 (節目材料）係在該等副載波上進行傳輸。由於符號之間之 一保護時間所致，符號速率係小於該副載波間隔。 如圖5所示，該上方頻帶係分成一初級區段丨3 6、一次級 區段138及一三級區段144。該下方頻帶係分成一初級區段 140、一次級區段1 42及一三級區段1 43。出於此說明之目 的，該等三級區段143與144可以係視為包括在圖5中標記 為146、148、150及152的複數個副載波群組。接近該頻道 之中心定位的三級區段内之副載波係稱為内部副載波，而 遠離該頻道之中心定位的三級區段内之副載波係稱為外部 副載波。在此範例中，群組148與丨5〇中的内部副載波之功 率位準係顯示隨與該中心頻率之頻率間隔而線性減小。該 等二級區段中的其餘副載波群組146與1 52具有實質上恆定 的功率位準。圖5還顯示用於系統控制的兩個參考副載波 154與156，其位準係固定於不同於其他旁帶之一值。 數位旁帶中的副載波之功率顯著低於該類比AM信號中 的總功率。一給定初級區段或次級區段内之各OFDM副載 波的位準係固定於一恆定值。可彼此相對地縮放初級或次 級區段。此外’狀態與控制資訊係在位於主要載波之各側 上的參考副載波上傳輸。可在就位於該上方次級旁帶與下 方次級旁帶之頻率邊緣之上與之下的個別副載波中傳輸一 分離的邏輯頻道，例如一 IBOC資料服務（IDS)頻道。各初 級OFDM剎載波之功率位準係相對於未調變的主要類比載 134370.doc 200933976 波固定。然而’該等次級副載波、邏輯頻道副載波及三級 副載波之功率位準係可調整的。 使用圖5之調變格式，該類比調變載波與該數位調變副 載波係在針對美國的標準AM廣播指定的頻道遮罩内進行 傳輸。該併合系統使用該類比AM信號以用於調諧與備 份。 圖ό係針對一全數位am IBOC DAB波形之副載波指派的 示意性表示。該全數位AM IBOC DAB信號160包括均勻間 隔的副載波之第一與第二群組1 62與1 64(稱為初級副載 波），其係定位於上方與下方頻帶166與168中。第三副載 波群組170與第四副載波群組172(分別稱為次級與三級副 載波）亦係定位於上方與下方頻帶166與168中。該第三群 組的兩個參考副載波174與176最接近該頻道的中心。可使 用副載波178與180來發送節目資訊資料。 圖7係一 AM IBOC DAB接收器200的簡化功能方塊圖。 該接收器包括一連接至一天線204之輸入202、一調諧器或 前端206及一用於產生線21〇上之一基頻信號的數位降頻轉 換器208。一類比解調變器212解調變該基頻信號之類比調 變部分以產生線214上之一類比音訊信號。一數位解調變 器21 6解調變該基頻信號之數位調變部分。接著，該數位 信號係藉由一解交錯器218來解交錯，並藉由一維特比解 碼器220來解碼。一服務解多工器222自資料信號分離主要 與補充節目信號。一處理器224處理該等節目信號以產生 線226上之一數位音訊信號。該等類比與主要數位音訊信 134370.doc 19 200933976 號係如區塊228所示來混合，或使一補充數位音訊信號通 過，以產生線230上之一音訊輸出。一資料處理器232處理 該等資料信號並產生線234、236及238上之資料輸出信 號。該等資料信號可包括（例如）一電台資訊服務（SIS)、主 要節目服務資料（MPSD)、補充節目服務資料（SPSD)及一 或多個輔助應用服務（AAS)。 圖8係一 FM IBOC DAB接收器250的簡化功能方塊圖。 該接收器包括一輸入252，其係連接至一天線254與一調諧 器或剛端2 5 6。一接收的信號係提供至一類比至數位轉換 器與數位降頻轉換器258以產生於輸出260之一基頻信號， 其包含一系列複合信號樣本。該等信號樣本係複合的，因 為各樣本皆包含一"實數”成分與一"虛數”成分，其係與該 實數成分正交取樣。一類比解調變器262解調變該基頻信 號之類比調變部分以產生線264上之一類比音訊信號。該 取樣的基頻信號之數位調變部分接下來係藉由旁帶隔離渡 波器266來濾波’該旁帶隔離濾波器具有包含存在於該接 收的OFDM信號中的統一副載波fi至fn集之一通帶頻率響 應。濾波器268抑制一第一相鄰干擾器的效應。複合信號 298係選路至獲取模組296的輸入，其獲取或恢復來自如接 收的複合彳§號298中所示之接收的〇fDM符號之OFDM符號 序偏移或誤差與載波頻率偏移或誤差。獲取模組296發 展符號時序偏移At與載波頻率偏移Af，以及狀態與控制 資訊。接著’該信號係解調變（區塊272)以解調變該基頻信 號之數位調變部分。接著，該數位信號係藉由一解交錯器 134370.doc -20- 200933976 274來解交錯，並藉由一維特比解碼器276來解碼。一服務 解多工器278自資料信號分離主要與補充節目信號。一處 理器280處理該等主要與補充節目信號以產生線282上之一 數位音訊信號。該等類比與主要數位音訊信號係如區塊 284所示來混合，或使該補充節目信號通過，以產生線 上之一音訊輸出。一資料處理器288處理該等資料信號並 產生線290、292及294上之資料輸出信號。該等資料信號 可包括（例如）一電台資訊服務（SIS)、主要節目服務資料 (MPSD)、補充節目服務資料（spSD)及一或多個先進應用 服務（AAS)。 實際上，可使用一或多個積體電路來實施圖7與8之接收 器中顯示的許多信號處理功能。 圖9a與9b係自發射器視角之一 IB〇c DAB邏輯協定堆疊 的圖式。自接收器視角，將在相反方向上橫過該邏輯堆 疊。在該協定堆疊内的各種實體之間傳遞的大部分資料係 協定"貝料單元（PDU)的形式。一 PDU係藉由該協定堆疊之 一特定層（或一層内之程序）產生之一結構化資料區塊。一 、、’。疋層的PDU可囊封來自該堆疊之下一更高層的/或 包括源自該層（或程序）本身的内容資料與協定控制資訊。 藉由該發射器協定堆疊中之各層（或程序）產生的pDU係至 該接收器協定堆疊中之一對應層（或程序）的輸入。 如圖9a與9b所示，存在一組態管理器33〇，其係一將組 態與控制資訊供應至該協定堆疊内之各種實體的系統功 能。該組態/控制資訊可包括使用者定義的設定以及自該 134370.doc -21 · 200933976

--’ j乙、爾々与ivirs首訊與§ps 音訊兩者以逢哇MPS叙QPC立扣ΛΑ Μ ..

332還將未使用的容量狀態中繼至該系統的其他部分，因 而允許包含機會資料。MPS與SPS資料係藉由節目服務資 料（PSD)運輸334來處理以產生MPS與SPS資料PDU，其係 傳遞至音訊運輸333。音訊運輸333接收編碼的音訊封包與 PSD PDU並輸出包含壓縮的音訊與節目服務資料兩者的位 元流。SIS運輸335接收來自該組態管理器之SIS資料並產 生SIS PDU。一 SIS PDU可包含電台識別與位置資訊、節 目類型以及絕對時間與GPS相關位置。Aas資料運輸336接 收來自該服務介面的AAS資料以及來自該音訊運輸的機會 頻寬資料’並產生AAS資料PDU，其可基於服務參數的品 質。該等運輸與編碼功能係統稱為該協定堆疊之層4並且 該等對應的運輸PDU係稱為層4 PDU或L4 PDU。屬於頻道 多工層的層2 (3 37)接收來自該SIS運輸、AAS資料運輸及 音訊運輸的運輸PDU，並將其格式化至層2 PDUf。一層2 PDU包括協定控制資訊與一封包承載，其可以係音訊、資 134370.doc -22· 200933976 料或一音訊與資料之組合。層2 PDU係透過正確邏輯頻道 選路至層1 (33 8)，其中一邏輯頻道係以一指定的服務等級 引導LI PDU通過層1之一信號路徑。基於服務模式存在多 個層1邏輯頻道，其中一服務模式係指定輸送量、效能位 準及選擇的邏輯頻道之操作參數的特定組態。作用層1邏 輯頻道的數目與界定其之特性針對各服務模式改變。狀態 -資訊亦在層2與層1之間傳遞。層1將來自層2的PDU與系統 控制資訊轉換成一 AM或FM IBOC DAB波形以用於傳輸。 © 層1處理可包括擾頻、頻道編碼、交錯、OFDM副載波映射 及OFDM信號產生。OFDM信號產生的輸出係一複合、基 頻、時域脈衝，其表示針對一特定符號的一 IBOC信號之 數位部分。離散符號係序連以形成一連續的時域波形，其 係調變以建立一 IBOC波形以用於傳輸。 圖1 0自接收器視角顯示該邏輯協定堆疊。一 IBOC波形 係藉由實體層（層1 (560))來接收，其解調變該信號並處理 其以將該信號分成多個邏輯頻道。邏輯頻道的數目與種類 將取決於服務模式，並可包括邏輯頻道P1至P3、PIDS、 S1至S5及SIDS。層1產生對應該等邏輯頻道的LI PDU並將 • 該等PDU傳送至層2 (565)，其解多工該等LI PDU以產生針 對該主要節目服務與任何補充節目服務的SIS PDU、AAS PDU、PSD PDU及流0(核心）音訊PDU與流1(可選增強）音訊 PDU。接著，該等SIS PDU係藉由SIS運輸570來處理以產 生SIS資料，該等AAS PDU係藉由AAS運輸575來處理以產 生AAS資料，並且該等PSD PDU係藉由PSD運輸580來處理 134370.doc -23- 200933976 以產生MPS資料（MPSD)與任何SPS資料（SPSD)。接著，該 SIS資料、AAS資料、MPSD及SPSD係傳送至一使用者介 面590。接著，若一使用者要求，則可顯示該SIS資料。同 樣，可顯示MPSD、SPSD及任何基於文字的或圖形AAS資 料。該流〇與流1 PDU係藉由層4來處理，其由音訊運輸59〇 與音訊解碼器595組成。可能存在對應在該IB〇c波形上接 收之節目數目的高達N個音訊運輸。各音訊運輸產生編碼 的MPS封包或SPS封包，其對應該等接收節目之各節目。 層4接收來自該使用者介面的控制資訊，其包括諸如儲存 或播放節目與搜尋或掃描廣播一全數位或併合IB〇c信號 之無線電台的命令。層4還將狀態資訊提供至該使用者介 面。 如先前所說明，一 IB0C信號之數位部分係使用正交分 頻多工（OFDM)來調變。參考圖丨“，用於本發明之一 OFDM信號的特徵為包含複數個等距間隔的副載波&至&之 一多頻載波信號。相鄰副載波（例如匕與f2)係彼此分離一預 定頻率增量以使得相鄰副載波彼此正交。就正交而言，其 思味著當係適當尼奎斯特（Nyquist)加權時，該等副載波不 展現串擾。在併入本發明並使用數位與類比傳輸頻道兩者 之一併合系統中’在各旁帶中存在191個載波，其中每一 旁帶具有一 70 kHz頻寬。在本發明之一全數位實施方案 中，在各旁帶中存在267個载波，其中各旁帶具有一 97 kHz頻寬。 圖11b顯示時域中之一〇FDM符號5 ^該符號具有一有效 134370.doc -24- 200933976 符號週期或時間寬度τ與一完全符號週期Τα。該〇FDM副 載波正交性要求建立該有效符號週期T與相鄰〇fdm副載 波之間的頻率間隔之間的功能互依性。明確地說，相鄰副 載波之間的頻率分離係限制以等效於各〇FDM符號5之有效 符號週期τ的反轉。即，該頻率分離係等於1/τ。橫跨各 OFDM符號5之有效符號週期τ延伸的係一預定數目ν之等 距間隔的時間符號樣本（圖式中未顯示）。此外，橫跨各 OFDM符號5之完全週期τα延伸的係一預定數目Να=Ν(1+α) 之等距間隔的時間符號樣本。α係針對該符號之振幅漸縮 因數，並且在此處可以係視為一分數乘數。在調變期間， 一 OFDM調變器產生一系列〇FDM符號5，其各包含對應完 全符號週期Τα的一預定數目Να之時間符號樣本，其中各符 號之前αΝ個樣本與最後αΝ個樣本係漸縮並具有相等的相 位。在一具體實施例中，橫跨各完全符號週期八延伸的時 間樣本之預定數目Να係1080，橫跨各有效符號週期τ延伸 之時間樣本的預定數目Ν係1024，並且前αΝ個樣本與最後 αΝ個樣本之各αΝ個樣本中的樣本數目係56。此等值僅係 範例性並可依據系統要求改變。同樣在調變期間，一循環 前置係應用以使得各傳輸的符號之引導與尾隨部分係高度 相關。 預定振幅時間輪廓或包絡11、1 5、1 3係施加至此等樣本 之信號位準上。此振幅輪廓包括分別處於各符號5之引導 部分與尾隨部分處的對稱上升與下降的振幅漸縮η、15及 在其間延伸之一平坦振幅輪廓13。在該時域中提供的此等 134370.doc -25- 200933976 圓形或漸縮的邊緣用作實質上減低該頻域中不合需要的旁 波瓣能量’以因而提供一更為頻譜高效的〇FD二信號：雖 然符號5之完全符號週期τ«延伸超出該有效符號週期τ，作 只要符號5之振幅漸縮U、15遵循—尼奎斯特或上升餘弦 漸縮函數’該頻域（®lla)中相鄰副載波之間的正交性便不 受損。更明確地說，正交性係在.本發明中透過組合傳輸符 號之根升餘弦加權（或振幅漸縮）與接收符號之根升餘弦匹 配濾波來保持。 ❹

OFDM符號5之引導與尾隨部分共用—額外重要特徵即 橫跨OFDM符號5之引導部分（其具有一時間持續時間叫延 伸的前cxN個0FDM符號樣本具有與橫跨〇fdm符號5之尾隨 部分（其亦具有一日夺間持、續時間αΤ)延伸的最後⑽個符號樣 本實質上等效的相位。再次應注意，α係針對該符號之振 幅漸縮因數，並且在此處可以係視為一分數乘數。 天線設計 為了減輕由於較差接收所致的效能問題，尤其係針對較 小或可攜式接收器，需要具有不需要一接地平面的天線。 兩個此類天線元件包括一套筒偶極與小FM迴路，如本文 中所說明。該套筒偶極（如針對圖12至16所說明）形成一共 振LC電路，其排除對一接地平面的需要並允許自該元件之 端饋送。該小環形天線（如針對圖29所說明）亦不需要一接 地平面並可位於該接收器底盤内。 圖12顯示依據本發明之一態樣之一端饋套筒偶極天線 1201。該天線係由一中心導體12〇2(其具有一基底12〇4以 I34370.doc -26- 200933976 用於連接至對-接收ϋ輸人（未顯示）之同轴饋送丨2〇6)以及 一端點1208(其表示該天線之頂部）組成。一金屬套 1〇 圍繞該中心導體接近其基底1204之一部分，從而形成一同 軸電容器。一介電護套1211位於該套筒與該中心導體之 間，從而使該兩者彼此絕緣，出於測試目的的此設計之一 天線係藉由採取一段同軸電纜（例如RG 58 coax)並將該外 部導電層部分剝除從而留τ作為該套筒之該外部導電 屏蔽之另-部分來製成4佳的係，該天線係大約3〇英忖 (四分之一波長）長。可將一可選第一電感器1212連接於該 套筒與中心導體之間。可將一可選第二電感器1214串聯連 接於至該接收器之同軸饋送與該天線之端之間，並用作匹 配該LNA輸入阻抗並以調諧的頻率來提供信號增益。對於 一 75歐姆天線而言，該套筒121〇較佳的係大約6英吋長並 且該中心導體1202超出該套筒延伸大約另一24英吋。該第 一電感器較佳的係〇·44 μΗ而該第二電感器較佳的係〇 7〇 μΗ。 圖12所示之天線之一限制係該天線由於其低阻抗所致而 不能實現高共振峰值電壓增益。因而，圖13顯示一替代性 設計。圖13顯示依據本發明之一態樣之一高阻抗端饋套筒 偶極天線1301。該天線係由一中心導體j 3〇2(其具有一基 底13 04以用於連接至對一接收器輸入（未顯示）之同軸饋送 1 306)以及一端點1 3〇8(其表示該天線之頂部）組成。一導電 套筒1310圍繞該中心導體接近其基底13〇4之一部分，從而 與該天線導線形成一同軸電容器。一介電護套13u位於該 134370.doc •27- 200933976 套筒與該中心導體之間’從而使該兩者彼此絕緣。出於測 試目的的此設計之一實驗天線係藉由採取一段同轴電境 (例如RG-58 Coax)並將該外部導電層之一部分剝除從而留 下作為s亥套靖之該外部導電屏蔽之另一部分來製成。較佳 的係’ 3亥天線係大約3 0央对（四分之一波長）長〇可將一可 選電感器13 12連接於該套筒與中心導體之間。對於一高阻 抗天線而吕’電感器1312之電感較佳的係在大約〇·2 μΗ至 大約0.4 μΗ之範圍内，且特定言之係〇 2 。可將一可選 可變電容器1314與至該接收器之同軸饋送與該天線之端並 聯連接並用作以調諧的頻率來提供具有一動態共振峰值之 信號增益。電容器13 14視需要地可以係一變容器二極體， 其中可改變至該電容器之電壓來動態調譜該電容以便將該 天線之共振頻率與該接收器之調諧的頻率匹配。 圖14顯示一端饋套筒偶極天線設計，其包括一變容器手 動調諧電路1401作為實施一自動適應阻抗匹配演算法之一 替代。端饋套筒偶極天線14〇2係連接至一高阻抗低雜訊放 大器1404，其代表一接收器前端。該調諧電路係由一第一 變容器二極體14〇6、一第二變容器二極體14〇8、第一電阻 器1410、第二電阻器1412及電容器1414組成。電阻器丨41〇 與1412較佳的係1〇〇尺〇電阻器並且電容器1414較佳的係1 μΓ?。一調諧電壓係橫跨一第三（可變）電阻器1416施加，該 第二電阻器亦較佳的係1 00 ΚΩ。 可組合一或多個揚聲器來使用本文中說明的天線，該一 或多個揚聲器可以係（例如）各種類型之耳機或耳筒β再次 134370.doc -28 - 200933976 ❹ Φ 參考圖13，於該端饋套筒偶極之頂部處的電感器13〗2之位 置會複雜化一耳筒組態中的天線之生產化。若以四個耳筒 導線來取代該中心導體，則此一設計可能針對四個耳筒導 線之每一者需要一分離的電感器，從而增加複雜性與成 本。相反，本發明之一不同具體實施例將該電感器置於該 套筒之基底處，而該套筒之上部端係終止於一開路，如圖 15所不。較佳的係，天線15〇2的高度（hi+h)係大約π英吋 (四分之一波長）並且套筒1504的高度hi係大約5 5英吋。、類 似於端饋套筒偶極之其他具體實施例，該天線套筒15〇4與 中心導體15〇6形成一同抽電容器，其與該基底電感器15〇8 共振以形成供應一電荷儲存庫之一共振電路，從而排除對 一接地平面的需要。該天線之下部端⑽會係連接至該接 收器中之-高阻抗低雜訊放大器（未顯示），其電容亦與該 電感L，、振以於該放大器輸入處形成一共振電壓峰值。可 藉由本文中說明的適應阻抗匹配演算法來調整可變電容器 1512(其可以係實施為—變容器二極體）之電容以使該放大 器輸入處之電麼共振峰值與該接收器調諧的頻率對準，及 考慮人體效應與天線方位。如下所示’分別假定3奸⑴ Mohm之一 LNA分路電容與電阻，—卜〇9阳之值會將該 共振峰值置於該讀頻帶之上部端處。接著，藉由適應阻 抗匹配演算法的。之自動調整會將該峰值偏移至適當頻 率，如藉由接收器調諧與收聽者互動所決定。 將電感器置於天線之基底允許端饋套筒偶極之直接生產 化，因為僅需要一個電感器。對於大量生產的可搞式器 134370.doc •29 200933976 件，可以-耳料線天線16〇2之形式來組態該端饋套筒偶 極，如圖16所示。現有揚聲器（例如，耳筒）導線的長度與 該套筒偶極天線的所需30英吋長度一致。該天線之基底 1604可以類似於現有耳筒導線天線類似之一方式（例二，_ 經由迷你插塞）來直接連接至該接收器輸入16〇6。該天線 之下部5_5英吋具有一額外的外部套筒16〇8，其由一導電 金屬屏蔽組成並與該左導線與右導線161〇與1612實質上同 軸。可將電感器16!4模製於天線内或置於接收器中，同時 可變電容器161 6可位於該接收器内，作為類比111?前端中之 一離散組件或係直接整合於RF/IF處理器IC 17〇1(圖Η) 内。可使用在典型可攜式接收器中可找到的耳筒介面電路 1618其中電感器1620自該音訊輸入抗流.rf，並且電容器 對1622與1624自該RF輸入阻隔音訊。 圖29顯示依據本發明之一態樣之一環形天線29〇〇。該天 線係由具有一半徑β之一導線29〇2組成。該導線係成形以 形成具有一第一尺寸^與一第二尺寸l2並形成一方形、矩 形或其他適合形狀的N個匝（或迴路）》出於測試目的，顯 示該天線係連接至一高阻抗放大器2904，其係模型化為與 一電容C並聯之一電阻r。可使用一調諧電容器29〇6來控 制共振以使得該天線在該FM頻帶中間（約100 MHz)共振， 或以調諧的頻率針對高Q高增益操作而共振。電容器2906 的電容需要超過該高阻抗放大器2904(代表一接收器輸入） 的内部電容，其係約為3 pF ^該環形天線較佳的係併入一 接收器器件之外殼内，其周長與尺寸限制該迴路的大小與 134370.doc -30- 200933976 形狀。作為一範例，給出一矩形迴路，其中L1=12英吋且 L2 = 1.7英吋，具有半徑α=0·015英吋之一導線並且Ν=ι匝， 该電容器2906較佳的係於一 1〇8 MHz之調諧的頻率約4 PF，於一98 MHz之調諳的頻率約5 pF，並且於—88 MHz 之調諧的頻率約6 pF。預期該天線電壓增益因數隨N增加 而增加並且該迴路之電感隨N2增加。因為該天線係位於一 接收器器件内，故重要的係控制電磁干擾（EMI)，其可劣 化該天線的效能。此外，該迴路對該接收器中之一金屬接 地平面的接近亦可劣化效能^可與分集演算法一起使用一 正交疋向的環形天線對以實現針對該無線電接收器之任何 方位的全向涵蓋。此對天線亦可與用於一 3元件分集系統 之套筒天線一起使用。 一環形天線元件可結合整合於耳筒中之一端饋套筒偶極 來使用，或其可以係單獨使用，例如與不與耳筒一起使用 的具備藍芽能力墊器件一起使用◊較佳的係，一接收器器 件將使用兩種天線以便利用環形天線與耳筒導線天線之互 補性質。用作一E場元件的耳筒導線受其相對於人體之位 置影響，其可引起電紐路並衰減信號。相比之下，接近人 體可增強用作一 Η場元件的環形天線之效能。此外，採用 天線分集可減低間歇性接收中斷，該等間歇性接收中斷尤 其使數位無線電廣播之收聽者感到困擾。 天線元件分集與適應阻抗匹配 圖1 7係依據本發明之一態樣的一 FM接收器之一功能 圖，該FM接收器具有多個天線元件17〇2、17〇4及17〇6並 134370.doc •31- 200933976 採用天線元件》集以及適應阻抗匹配功能。天線元件^ 端饋套筒偶極天線，如先前 卜、一環形天線，如先前所說 可以係併入一耳筒導線中之一端4 所說明；天線元件1 7〇4可以係一 明；而元件1706表示一或多個額外可選天線。在一 RF/IF 處理器1701内，

天線7L件1 704之阻抗動態與該接收器匹配，並可使用可選 額外天線匹配電路1712來使任何額外天線元件之阻抗動態 與該接收器匹配。雖然該天線匹配功能性在圖17中係顯示 為該RF/IF處理器之部分，可在一接收器器件（例如一 RF前 端）之其他離散組件中實施此功能性。該等天線匹配演算 法回應一適應阻抗匹配控制信號丨7丨4並且其依據本文中說 明的適應阻抗匹配演算法較佳地起作用。天線元件選擇器 1716基於一天線元件分集控制信號1718選擇來自該等天線 元件之一者之一信號’並將該信號作為一 rF輸入172〇來傳 遞至RF調諧器1722。替代地，該天線元件選擇器可傳遞各 種天線元件之和或差。RF調諧器產生一 IF信號丨724，其係 自類比轉換至數位並藉由IF處理器1726數位降頻轉換以於 每秒744,187· 5個複合樣本之一速率產生基頻信號1728。 該基頻信號係藉由基頻處理器1730來接收，該基頻處理 器施加隔離濾波器1732以於每秒186,(M6.875個複合樣本之 一速率來產生一數位取樣的類比信號1734，於每秒 186,046_875個複合樣本之一速率來產生初級上方旁帶與下 方旁帶數位信號1736並於每秒372,093.75個複合樣本之一 134370.doc -32- 200933976 速率來產生一全數位次級信號1738。類比解調變器丨74〇接 收該數位取樣的類比信號1734並產生一類比音訊輸出1742 與一類比信號品質度量（ASQM) 1744。圖26至28及隨附說明 更詳細地顯示與說明類比解調變器174〇之操作與該asqm 之計算。一第一相鄰消除操作1745係施加至該初級上方與 下方旁帶以便最小化來自一第一相鄰信號之任何干擾、符 號分配器1746對準傳入資料流並將該傳入資料流分配成 段，其表示一OFDM符號。接著，該全數位次級信號與初 級上方與下方旁帶係解調變、解交錯並解碼（1748)，並接 著係作為邏輯頻道1750傳遞至該接收器協定堆疊之層2以 用於解多工，如針對圖10所說明。一預獲取濾波程序1752 係施加至該等初級上方與下方旁帶以於每秒46,5丨丨71 875 個複合樣本之一速率來產生渡波的上方與下方旁帶信號 1754。DSQM估計1756計算一數位信號品質度量（dsqm) 1758，其係藉由該分集控制邏輯177〇與其餘獲取處理176〇 使用，該其餘獲取處理產生符號時序與頻率偏移。圖18至 25及隨附說明更詳細地顯示與說明該預獲取濾波、dsqm 估計及獲取功能性。分集控制邏輯177〇接收該類比信號品 質度量1744與數位信號品質度量1758並產生一適應阻抗匹 配控制信號1714(在隨後章節中更詳細地說明）與天線元件 分集控制信號1718。分集控制邏輯1770較佳的係針對可攜 式器件以大約20 Hz或更低之一更新速率來接收信號1744 與1758 。 分集控制邏輯 134370.doc -33- 200933976 ❹

對於4天線元件分集控制信號而言，該分集控制邏輯 1 770可知用一演算法，其在該等天線元件或其某一組合之 中進订選擇。例如，兩個天線元件£。與&可提供高達四個 選擇選項· eq、Ει、Ε()+Ει及Ε〇_Ει。在另—具體實施例 中，該分集控制邏輯實施—，，f目"分集演算法，其中當該 第-天線元件失效時使用一第二天線元件，其與該第二^ 線元件是否會好於或壞於該第一天線元件無關。較佳的 係，該分集控制邏輯用作一狀態機，其係更新以評估應係 基於針對各天線元件之一阻抗匹配或調⑽來採取的叫 動作。該分集控制邏輯將允許該接收器停留在一特定天線 7C件與阻抗匹配值上直至該ASQM信號與dsqm信號1叫 與⑽無法滿足特定動態準則’例如最小所需信號品質臨 限值或以旨在最大化效能之一演算法建置的動態臨限值， 即使當前度量僅僅可接受。接著，該邏輯決定偏向最佳天 線元件與阻抗值之一切換序列。例如，一特定天線元件一 般可提供比其他元件或組合更佳之一信號’不過偶爾一替 代元件或組合係較佳。在此情況下，該演算法會瞭解更佳 元件’並傾向於在其並非完全盲目的切換序列中比其他選 項更頻繁地偏向此元件。以此方式，避免由於不大可能組 合所致的過度切換，並且該切換序列可基於狀態與梯度之 最新歷史來適應改變的條件。在另一具體實施例中，$使 用該接收信號強度指示（RSSI)。雖然此方法可能更簡單， 但其並不與DSQM或ASQM方法一樣有效。 適應阻抗匹配控制 134370.doc -34- 200933976 如先A針對圖12至15所說明，需要將該端饋套筒偶極天 線裒形天線之輸出共振電壓峰值動態調諧至該接收器 調白的頻率’以便考量人體對天線的效應與使用者的移 動可出於e亥目的來使用依據本發明之一態樣的適應阻抗 匹配可使用調諧一共振峰值之一電壓控制天線匹配電路 (圖 1 7〇8)來完成適應阻抗匹配，其中該電壓控制可以 7進入一 RC濾波器中之一脈衝寬度調變的數位信號。此 ❿ 提供用於針對該天線匹配電路1708中之一變容器二極體產 纟、緩It改變的直流控制電壓的經濟構件，因$其排除對 D/A轉換器與一低通RC濾波器的需要，該轉換器係 使用其負載循環決定該直流電壓之—數位信號輸出來取 代替代地，可自針對各天線元件之一組值選擇一阻抗匹 配值例如，兩個阻抗值乙丨與三2提供四個選擇選項，即Ζι 或乙2或Ζ,+Ζ2或Z!||Z2(並列）。分集控制邏輯177〇(圖17)使 用下面說明的數位信號品質度量與類比信號品質度量來控 _ 制此選擇。

I 數位信號品質度量 為了實施一數位信號品質度量，使用一獲取模組。圖18 - 顯示在美國專利第6,539,063與6,891，898號中說明之一基本 • 獲取模組296之一具體實施例。接收的複合信號298係提供 至峰值發展模組1100之輸入，其提供第一階段的信號處理 以用於獲取該接收的0FDM信號之符號時序偏移。峰值發 展模組1100於其一輸出發展一邊界信號13〇〇，其中具有複 數個信號峰值，各信號峰值表示針對在輸入至峰值發展模 134370.doc -35- 200933976 ”且1100中的接收信號298中表示之各接收的沉蘭符號之一 接收符號邊界位置。因為此等信號峰值表示接收符號邊界 位置&其時間位置指示接收符號時序偏移。更明確地 說’因為該接收器不具有真實或實際接收符號邊界位置的 初始或先驗知識’故此一位置係最初假定或任意建立以致 能接收器處理操作。獲取模組296建置存在於此一先驗假 設與該真實的接收符號邊界位置之S的符號時序偏移Μ， 因而致能該接收器恢復並循跡符號時序。 在發展表示〇FDM符號邊界的信號峰值中，峰值發展模 組1100利用藉由該發射器應用的循環前置以及各接收的 OFDM符號之引導與尾隨部分中固有的狀振幅漸縮與相 位性質。特定言之，共軛複數乘積係形成於當前樣本與其 N個樣本之前的樣本之間。形成於各符號中的前αΝ個樣本 與最後αΝ個樣本之間的此類乘積產生對應包含如此形成 之αΝ個共軛乘積的各符號之一信號峰值。 數學上’該等共軛乘積的形成係表示如下。令D⑴表示 該接收的OFDM信號，並令八=(1+0〇丁表示該完全〇FDM符 號持續時間或週期，其中1/T係該0FDM頻道間隔並且〇1係 針對該符號之振幅漸縮因數。邊界信號13〇〇中的信號峰值 作為一系列脈衝或信號峰值在D(t).D*(t_T)之共軛乘積中出 現。由於施加於各OFDM符號之引導與尾隨部分上的尼奎 斯特振幅漸縮，各脈衝或信號峰值皆具有以下形式之一半 正弦波振幅輪廟： w(t)={i/2 sin (τη/(ατ))，假設 OStSocT，以及 134370.doc ·36· 200933976 否則 w(t) = {〇。 此卜L號1300之週期（即，該系列信號峰值之週期）係 τα。參考圖lle’包括於邊界信號義中的該系列信號峰 值具有振幅包絡w⑴與藉由一 Τα之週期間隔的峰值。參考 圖lid，重養的引導與尾隨部分振幅漸縮η、15之乘積乘 • α該等共軛乘積中的平方量值，從而得出該半正弦波 W(t)，其具有對應αΝ個樣本之一持續時間寬度αΤ。 再次參相18’對於輸人至峰值發展模組_之各信號 樣本而言，一乘積樣本係自乘法器電路1250輸出從而表示 該輸入樣本與其間隔τ個樣本之一前趨樣本之間的共軛乘 積。共軛複數發展器1200於其輸出處產生各輸入樣本之共 輛複數，其輸出係提供為至乘法器125〇之一輸入。此輸出 處之共軛樣本係針對自延遲電路115〇輸出之延遲樣本來相 乘。以此方式，共軛複數乘積係形成於該接收信號298與 其一延遲的複製信號之間，該延遲的複製信號係藉由使用 • 延遲電路1150延遲該接收信號298該預定時間τ來獲得。 參考圖19a、19b及19c，說明針對峰值發展模組11〇〇的 有關符號時序。圖19a表示於至峰值發展模組11〇〇之輸入 * 處提供之連續OFDM符號1與2。圖19b說明作為來自延遲電 路H50之輸出的OFDM符號1與2之延遲版本。圖19c表示針 對各對應的Ν=Ν(1+α)個乘積樣本集（其在一可行具體實施 例中等於10 8 0個樣本）發展的信號峰值，該系列信號峰值 係回應圖19a之接收信號與圖19b之其延遲版本之間的共耗 乘法來產生。 134370.doc -37· 200933976 藉由特定範例，若該接收的OFDM符號週期τα對應 Να=1080個信號樣本，並且處於該符號之引導與尾隨部分 之各部分處的αΝ個樣本對應56個信號樣本，則對於至峰 值發展模組1100之各1〇80樣本OFDM符號輸入而言，在邊 界信號1300中出現一對應的1〇8〇個乘積樣本之集。在此範 例中，延遲電路1150賦予一 1024_(N)樣本延遲以使得輸入 至乘法器1250之各樣本乘以其1024個樣本之前的前趨樣 本。針對各對應的1080個乘積樣本之集如此發展的信號峰 值僅包含形成於各對應符號的前與最後56個樣本之間的兄 個共軛乘積。

可以任何數目之方法來實施峰值發展模組11〇〇，只要各 符號之引導與尾隨部分之間的對應係以先前說明之方式來 利用。例如，峰值發展模組11〇〇可在各樣本到達時操作各 樣本，使得針龍人料樣本，—乘積樣本健供於其輸 出處。替代地，可（例如）以向量形式來料複數個樣本， 因而^立當前樣本向量與延遲樣本向#，其向量可以係輸 入至-向量乘法器以於其一輸出處形成向量乘積樣本。替 、該峰值發展模組可以係實施以操作連續而非取樣的 二散時間信號。然而’在此一方法中，需要輸入的接收信 號298亦係一連續而非一取樣的信號。 、上’在邊界k號13GG中具有可容易識別的信號峰 ，如圖11c與19c所說明。然而，實際上，各信號峰值實 法自位於相鄰符號中的樣本之不合需要的雜訊乘積 刀來〇因為峰值發展模組1100持續形成橫跨各接收符 134370.doc -38- 200933976 號延伸之樣本與自其延遲的前趨樣本之間的乘積，故邊界 信號1300包括所需信號峰值以及雜訊共軛乘積兩者。例 如，各符號中的前αΝ (56)個樣本係針對其中的最後αN個 樣本來相乘，以產生在持續時間内的所需aN個信號峰值 樣本。然而，其餘Ν (1〇24)個樣本係針對來自回應藉由延 遲電路115〇(參見圖18)料其之延遲的相鄰符號的Ν個樣 ’ 纟來相乘。此等額外的不合需要乘積具有填充發生該等所 需信號峰值之間的雜訊的效應。因而，對應QFDM信號之 雜訊乘積可以係明顯的。 除在邊界信號1300中存在上述乘積雜訊以外，還存在得 自數位通彳5技術中為人熟知的其他來源的雜訊。此雜訊係 藉由環境雜訊、散射、多路徑與衰退及信號干擾來在信號 透過大氣之傳播期間賦予該信號。該接收器之前端亦向該 信號添加雜訊。 心後的#號處理階段係部分專用於針對邊界信號13〇〇中 參 之所需L號峰值對抗上述雜訊之降低的效應，或更明確地 說係專用於改良邊界信號13〇〇中存在的信號峰值之信雜 比。仏號增強模組1350係提供於峰值發展模組11〇〇之輸出 處並包含第一與第二級信號增強電路或模組。該第一級 ' 彳5號增強電路係一附加疊加電路或模組1400而該第二級增 強電路係一匹配濾波器1 45 〇，其係提供於該第一級增強電 路之輸出處。 附加疊加電路14〇〇附加地疊置一預定數目之信號峰值及 其周圍的雜訊乘積，以藉由增加邊界信號13〇〇中之信號峰 134370.doc •39· 200933976 值的信雜比來增強信號峰值可偵測性。為了實現此附加疊 加程序’首先按時間疊置或重疊邊界信號13〇〇之一預定數 目之連續段。此等疊置的段之各段包含自峰值發展模組 11〇〇輸出的一符號週期值的共輛乘積樣本，並包括藉由不 合需要的雜訊乘積樣本包圍之一所薷信號峰值。

在該預定數目或區塊的信號段已係時間重疊之後，在該 組疊置的段中佔據一預定時間位置的乘積樣本係累加以形 成針對該預定位置之一累積信號樣本。以此方式，一累積 信號係發展而針對橫跨該等疊置的邊界信號段延伸的預定 樣本位置之各位置包含一累積信號樣本。 若（例如）要疊置32個鄰接的邊界信號段，並且若各段皆 包括一符號週期值的1080個樣本，則附加疊加電路14〇〇針 對輸入至其之32個段（每段1〇8〇個樣本）之各鄰接區塊產生 1080個累積樣本。以此方式，32個段（各段中包括1〇8〇個 樣本、一信號峰值及雜訊）之共軛乘積係藉由逐點加總該 32個段之疊置共軛乘積來逐個附加地疊置或"折疊"。基本 上’在此折疊程序中’該32個段之乘積係逐點添加至在該 32個鄰接符號之上一符號週期（或1〇8〇個樣本）遠的對應共 軛乘積，以產生其中包含1080個累積樣本之一累積信號 丰又。接者，針對3 2個邊界信號段之下一鄰接區塊重複該信 號處理’以產生另一累積信號段等等。 藉由附加地疊置邊界信號1300的預定數目之鄰接段產生 的累積信號段中包括一增強的信號峰值，其展現關於構成 的輸入邊界信號段之各段中信號峰值的一增加的信雜比。 134370.doc -40- 200933976 此增強的原因係令笼 枯〇 係該等邊界信號段之疊加對準其個別信號峰 值，使仔當該笼# 乂么 又係累加時各信號峰值加入下一信號峰 μ實現基於該#邊界信號峰值之重複性質之一形式 的連貫處理增益。 …、而4等邊界信號段巾之對準的重複性信號峰值連貫地 、，以於附加疊加模組1400之輸出處形成一增強的(累積) 號峰值’相反圍繞該等❹信號段之各段中的信號峰值 的雜訊共«積之隨機性f在該附加4加程序期間產生其 、，、貫、加因為該等信號峰值連貫地添加而周圍具有零 平均的雜訊乘積不連貫地添加並因而係平均，㈣該附加 疊加模組1400輸出的增強信號峰值總體展現一改良的信雜 比。藉由該附加疊加模組實現的處理增益與信雜比增強盥 叠置以產生該累積信號段的邊界信號段之數目—起增加。 抵消此優點的係獲取延遲之一對應不利的增加，因為更多 邊界信號段係收集以產线累積信號峰值。目❿，該特定 的預定數目（例如16或32)在任何應用巾都表示此等兩個競 爭利益之間的平衡’其中平均的數目最終受衰弱頻寬限 制。 在數學方面’邊界信號1300中存在的共輕乘積之鄰接段 的附加疊加可藉由以下等式來表達： F^ = ^D^t + k Ta)'D\t-T + kTa) 其中k係疊置段的數目’D係至該峰值發展模組i⑽之輸入 298，而K係段的數目（例如16卜上述信號處理之一重要態 134370.doc -41 - 200933976 樣係於其各階段保存符號時序：⑽Μ符號輸人至峰值發 展模組uoo’邊界信號段輸入至附加疊加電路14〇〇 ,以及 自其輸出累積信號段，纟具有-Τα的時間週期（對應 請〇個樣本)。以此方式’如一信號段内的信號峰值之 定位所$ ’符號時序偏移係從頭到尾地保存。 ❹

在操作中，該附加疊加模組14〇〇、總和模組16〇〇及回授 延遲：組1650 一起提供附加疊加功能。即，總和模組1帽 將一當前輸入樣本添加至鄰接符號中的樣本之一累加的結 果，該等樣本之各樣本係藉由一符號週期Τα(對應1〇8〇個 樣本）來時間間隔。延遲165〇在累加之間賦予該一符號週 期延遲。換s之，藉由總和模組丨6〇〇輸出之各累加結果係 延遲1符號週期Τα，並接著作為一輸入係回授至加總模組 1600其中其係添加至下一輸入樣本。該程序針對橫跨各 輸入符號的所有輸入樣本重複。 換β之，β亥累積信號段中之第一累積樣本表示所有32個 邊界信號段之所有第_樣本的累加。第二累積樣本表示所 有32個邊界信號段之所有第二樣本的累加，橫跨該累積信 號段以此類推。 在已累加預定數目之信號段來產生該累積信號段之後， 重设產生器1 700將一重設信號提供至延遲模組丨65〇。例 如’若要累加的邊界信號段之預定數目係32，則該重設產 生器1700針對每32個信號段將一重設判定給回授延遲模組 1650。回應該重設之判定，附加疊加模組丨4〇〇累加鄰接邊 界信號段之下一預定數目。 134370.doc -42- 200933976 如先則所說明，附加疊加模組1400的輸出係一包含一系 列累積信號段的累積信號，各段中包括一增強信號峰值 1550。在一南雜訊環境中，增強信號峰值1550雖然展現一 改良的信雜比但仍實際上無法自周圍雜訊區分出來。因 而，需要進一步增強該增強信號峰值的信雜比。 為了進一步增強該增強信號峰值1550之信雜比，自附加 叠加模組1400輸出的累積信號係輸入至匹配濾波器145〇。 匹配濾波器1450之時間脈衝響應係與輸入至其的增強信號 峰值之形狀或振幅包絡匹配，並且在本發明之一具體實施 例中遵循一根升餘弦輪廓。明確地說，該匹配濾波器之脈 衝響應對應如圖lid所示之函數w(t)，並係藉由使符號5之 前αΝ個樣本與其最後αΝ個樣本逐點相乘來決定。參看圖 lib與lid 。 雖然可使用一非匹配低通濾波器來平滑在該累積信號中 存在的雜訊，但該匹配濾波器Μ50在一高斯（Gaussian)雜 φ 訊環境中為所需信號（增強信號峰值1 550)提供最佳信雜改 良。匹配濾波器1450係實施為一有限脈衝響應（FIR)數位 濾波器，其於其一輸出處提供輸入至其之複合樣本之一濾 ， 波版本。 • 簡要總結導致該匹配濾波器之輸出的信號處理階段，峰 值發展模組11 00產生複數個信號峰值，其時間位置表示符 號邊界位置’其表示針對各接收的OFDM符號之符號時序 偏移。彳§號增強模組1350藉由首先附加地疊置一預定數目 之輸入信號段以產生其中具有一增強峰值之一累積信號 134370.doc -43- 200933976 段’並接著其次匹配濾波該累積信號段以產生最佳地準備 好隨後峰值偵測處理之一累積的匹配濾波信號段來增強該 等信號峰值的可偵測性。此程序持續操作以於信號增強模 組1350之輸出處產生複數個濾波的增強信號峰值。在自信 號增強模組1350輸出的匹配濾波的累積信號段内的此等濾 波的增強信號峰值之時間位置指示符號邊界位置或〇FDM 符號時序偏移。 個別且尤其係組合地採用，附加疊加模組與匹配濾波器 有利地增強信號峰值可偵測性。其在峰值發展階段之後的 引入准許包含大量頻率載波並在一傳播雜訊信號環境中操 作之一 OFDM信號的有效使用。 要求建置符號時序偏移的下一階段之信號處理係偵測自 信號增強模組1350輸出之信號峰值的時間位置。該信號峰 值的時間位置在實際中係在自該匹配遽波器輸出之濾波的 累積信號段内的增強信號峰值之樣本指標或樣本數目。 自匹配濾波器1450輸出之濾波的複合信號175〇係提供為 至峰值選擇器模組19〇〇之一輸入，該峰值選擇器模組偵測 該增強的濾波信號峰值及其時間位置或樣本指標。在操作 中，峰值選擇器1900之平方量值產生器195〇平方輸入至其 的複合信號樣本之量值以於其輸出處產生一信號波形。平 方量值產生器1950的輸出係提供為至最大值尋檢器2〇〇〇之 一輸入，該尋檢器檢查輸入至其的樣本量值並識別對應該 信號峰值之時間位置或樣本指標。該信號峰值之此時間位 置基本上係提供為該符號時序偏移，其係藉由獲取模組 134370.doc • 44 - 200933976 296提供至一符號時序校正模組（未顯示）之一輸入。應明 白，提供為時序偏移At的時間位置可要求略微調整以補償 藉由先4信號處理階段引入的各種處理延遲。例如，載入 濾波器中的初始化延遲等可添加需要自最終時序偏移估計 校準出的延遲。然而，此類延遲一般較小並且係實施方案 特定的。 在该仏號峰值之時間位置已係決定（以建置符號時序偏 移）之後，#號處理的下一階段係決定該接收的〇FDM信號 之載波相位誤差與對應的載波頻率誤差。複合信號175〇中 之匹配濾波的增強信號峰值表示最清潔的點或最大信雜比 的點，於其決定載波相位誤差與頻率誤差❶此峰值位置處 的複合樣本之相位指示發射器與接收器之間存在的頻率誤 差，因為藉由峰值發展模組1100發展的此點處之共軛乘積 在不存在載波頻率誤差的情況下應產生一零相位值。在該 信號峰值之此點處並且實際上在該信號峰值中的每隔一點 處的共軛乘積應產生一零相位值，因為數學上在不存在載 波頻率誤差的情況下具有等效相位之符號樣本之間的共軛 乘積（如各接收符號之引導與尾隨部分處的樣本）消除相 位。存在於自該匹配濾波器輸出之信號的峰值處的任何殘 餘相位都與載波頻率誤差成比例，並且一旦決定該殘餘相 位，該頻率誤差便易於計算。 數學上’載波頻率誤差在形成一共輛乘積峰值的一 OFDM符號之引導與尾隨部分處之樣本之間產生的 殘餘相移。因而’該頻率誤差係藉由以下等式來表示· 134370.doc • 45· 200933976

Kf_Arg{GMax) 2πΤ 其中Gwx係該匹配濾波器輸出之峰值而Arg表示該信號峰 值處之一複數（複合樣本）之自變數（相位）。Arg函數係等效 , 於四象限反正切。因為該反正切不能偵測一 2π視窗外的角 度’故該頻率估計係含糊至該頻道間隔之一倍數1/τ。但 疋此頻率誤差估計連同藉由該信號峰值之位置提供的時 ❹ 序偏移估計一起足以允許符號解調變的開始。當解調變進 行時，隨後的接收器訊框邊界處理（並非本發明之部分）解 決頻率模糊。 在圖1 8中’該匹配濾波的複合信號丨75〇與該時間位置或 樣本指標兩者都係提供為至相位擷取器2〇5〇之輸入。相位 擷取器2050自表示自該匹配濾波器輸出之增強信號峰值的 複合樣本來擷取殘餘相位。該擷取相位係提供至僅縮放輸 入至其的擷取相位的頻率產生器2100之輸入以產生該載波 φ 頻率誤差Δί· ’其接著係藉由獲取模組296提供至一頻率校 正模組（未顯示）。因而’提供於匹配濾波器145〇之輸出處 的濾波信號峰值之時間位置指示符號時序偏移，並且載波 ’ 頻率誤差係自此信號峰值之相位導出。 • 上面用於自一接收的OFDM信號獲取或恢復符號時序偏 . 移與載波頻率誤差的方法及裝置提供用於決定不合格符號 時序偏移與載波頻率誤差之一基本技術。美國專利第 6,5 3 9,063與6,891,898號說明用於自一接收的ofdm信號獲 取或恢復符號時序偏移與載波頻率誤差的額外技術，其任 134370.doc -46- 200933976 一者都可用於使用一數位信號品質度量的如本文中說明的 分集控制邏輯之一實施方案。因為此等專利中說明的獲取 功能係發生於該基頻處理鏈之開始附近與〇FDM解調變之 前的時域程序，故可利用其提供一有效的數位信號品質度 量。 此外’上面說明的該OFDM符號之引導與尾隨部分中固 有的預定振幅與相位性質（即各OFDM符號之引導與尾隨部 刀中的樣本振幅之漸縮及其等效相位）係有利地藉由現有 IB〇C系統所利用以便在該接收器中有效率地獲取〇fdm符 號時序與頻率。可使用此等性質來計算一數位信號品質度 量’其可藉由如本文中所說明的分集控制邏輯來使用。因 而，在一態樣中，此發明使用此等符號特性來提供一分集 切換演算法，其使用一先前現有的FM獲取模組來產生一 適當的數位信號品質度量。 較佳的係，用於該數位信號品質度量之獲取演算法係由 以下兩個操作組成：預獲取濾波與獲取處理。預獲取滤波 (圖17，1752)係用以防止在較大第二相鄰頻道上錯誤地獲 取。在獲取處理之前各初級旁帶係濾波。在一範例中，該 預獲取/慮波器係一 85分接有限脈衝響應（fir)遽波器，其 係設計以提供40 dB阻帶拒絕同時限制對所需初級旁帶的 影響。可重複使用現有預獲取濾波器而不修改。替代地， 還可使用一時域藉由四抽取濾波器，其可減小該取樣速 率、峰值大小及每一符號之樣本數目，以及隨後DSqm處 理步驟之MIPS。在已濾波該等輸入樣本之後，其係傳遞 134370.doc • 47· 200933976 至獲取處理功能組件。 。'獲取處理功能組件利用得自藉由該發射器應用於各符 號之循環則置的符號内之相關來構造獲取峰值。如先前所 說明，該等峰值的位置指示該等輸入樣本内的真實符號邊 卩之位置’而該等峰值的相位係用以導出該頻率誤差。此 外，可藉由獨立處理該數位無線電信號之上方初級旁帶鱼 ' 下方初級旁帶來實現頻率分集。 /、 料符號之各符號包括複數個樣本。至獲取處理之輸入 係、上方初級旁帶樣本與下方初級旁帶樣本之區塊。在一範 例中，各區塊係由940個實數或虛數樣本組成，速率係每 秒372,〇93.75個樣本。 圖20與25顯示針對計算一數位信號品質度量所修改的獲 取演算法。·《•先參考圖20，冑940樣本濾波的資料區塊緩 衝至1080樣本符號内，如區塊37〇所示。如先前所說明， 由於該循環别置所致各傳輸的符號之前5 6個樣本與最後5 6 | 個樣本係高度相關。獲取處理藉由將一任意符號中之各樣 本與其1024個樣本之前的前趨樣本複數共軛相乘（區塊372) 來顯示此相關。為了增強所得56樣本峰值的可偵測性，16 ’個鄰接符號之對應乘積係逐個"折疊，I以形成一丨〇8〇樣本獲 . 取區塊（區塊374)。使用十六個符號而非相對於先前說明的 獲取方法所說明的3 2個符號，以便加速該數位信號品質度 量的計算’但更少符號（例如8個）可以係合需要的並可使用 任何其他適合的符號數目。 雖然在該獲取區塊内可見，但56樣本折疊峰值的雜訊極 134370.doc -48- 200933976 為明顯。因此，區塊376顯示其係以一57分接fir渡波器來 平滑，該濾波器的脈衝響應與該峰值的形狀匹配： 56 少[”]=§4« + 57 -幻；#]對於„ = 〇山，1〇79 其中《係該輸出樣本指標，x係該匹配濾波器輸入，少係該 匹配濾波的輸出，而/^[幻係該濾波器脈衝響應，其係定義 如下。 办[A：] = cos — 7 + 對於免=〇，1，…，56。 V 2 ·>〇 y 採用該等匹配濾波的輸出之量值平方（區塊378)藉由將 複數值轉換成實數值來簡化符號邊界偵測。此計算增加該 輸入的動態範圍，從而使該符號邊界峰值甚至更為清楚並 允許在單維（與1值與Q值的二維相對）上執行該峰值找尋。 該量值平方計算係： y[n]=I[n]2 +Q[n]2 對於《=0,1，…，1 079

其中/係該輸入之實數部分，0係該輸入之虛數部分，^係 該量值平方輸出，而η係該樣本指標。針對各16符號區塊 的上方旁帶與下方旁帶匹配濾波的量值平方輸出波形係用 於產生該數位信號品質度量。如區塊380所示，獲取程序 如上面所說明繼續，並且該品質度量演算法繼續，如圖25 所示（區塊450)。 該數位信號品質度量演算法中之下一步驟係計算一正規 化相關峰值（區塊452至458)以便實現該符號邊界峰值的改 良辨別。正規化該相關峰值為評估該信號之品質提供基礎 134370.doc •49- 200933976 並指示存在一數位信號的機率。該正規化相關峰值之峰值 的範圍可自零至一’一之值指示存在一數位信號的最大可 能性。該正規化相關峰值之峰值從而提供一數位信號品質 度量 圖21之方塊382顯示用於計算一相關峰值的依據現有演 算法之電路。該輸入384係在上方或下方旁帶上接收之一 1080樣本符號。該等輸人樣本係藉由1G24個樣本來偏移 386並且該等偏移樣本之共軛複數388係乘以39〇該等輸入 樣本。十六個符號係如所示藉由區塊392與加法器394折 疊。該等折疊的和係藉由根升餘弦匹配濾波器來濾波396 並且係量值平方398以產生一相關峰值399。因而，該獲取 廣算法藉由將一當前輸入樣本乘以延遲丨〇24個樣本的輸入 之共軛複數來找到一符號邊界。於一符號之開始處，在下 一 56個樣本上的共軛乘積之相位針對各OFDM副載波而有 效地為零。構成的OFDM副載波在此週期内連貫地組合， 但在該符號之其餘樣本上不連貫組合。在折疊16個符號並 且應用匹配濾波之後，結果係一可辨別的相關峰值399。 再-人參考圖25，顯示依據本發明之額外處理步驟。正規 化的相關峰值係藉由首先針對該上方旁帶波形與下方旁帶 波形之各波形計算一正規化波形來決定（區塊452)。由於應 用於該發射器的根升餘弦脈衝成形所致，此正規化波形利 用一 OFDM符號之前56個樣本與最後％個樣本之間之一振 幅相關。參考圖21，區塊400說明該正規化波形416的計 算。各輸入符號之量值平方406係藉由1024個樣本來延遲 134370.doc -50- 200933976 386並係添加404至當前量值平方樣本4〇2 ^十六個符號係 如所示藉由區塊408與加法器410折疊。該等折疊的和係上 升餘弦匹配濾波412，並係平方與互易414以產生一正規化 波形416。該正規化波形之折疊與匹配濾波與在現有獲取 演算法中所執行相同，不同之處在於現有匹配濾波器分接 係平方與減半以確保適當正規化： g[k] = ^~ 對於灸=〇...56 〇 其中A:係該等匹配濾波器中之分接的指標，枓幻係針對共軛 相乘的相關峰值之現有分接，而g[幻係針對該正規化波形 之新分接。在折疊前16個符號並匹配濾波之後，一符號邊 界較為明顯。如圖23所示，該符號邊界之位置的標記係所 得波形之振幅的減低。 再次參考圖25，一旦該正規化波形係計算，下一步驟便 係該相關峰值之正規化，區塊458。使用來自區塊452之正 參 規化波形的相關峰值399之正規化藉由減低除與該符號邊 界一致的該些樣本以外的所有樣本之位準來增強該相關峰 值。再次參考圖21，該相關峰值399係乘以41 8該正規化波 形416以產生一正規化相關峰值42〇。圖24顯示在一相對清 - 潔的環境中一正規化相關峰值之一範例’其中X抽表示樣 本數目而y軸係該正規化相關值。 一旦正規化該相關峰值，該品質度量演算法中之下一步 驟便係找到峰值指標〜與户L及峰值❿與(圖25，區塊 460)。該峰值指標係對應該正規化相關波形之最大值的樣 134370.doc -51 - 200933976 «L .A,» 1 目° Ρί/與匕分別係該正規化相關波形針對上方旁帶與 下方旁▼的峰值指標。峰值係該正規化相關波形之最大值 並提供一數位信號品質度量。 可獨立计算來自各旁帶之一品質估計。該正規化相關波 $之峰值表示該旁帶之相對品質：

Qu~x(Pu)

Ql^x(Pl) 其中X係該正規化相關波形’ 係上方旁帶品質，而仏係 方旁帶tm質。參考圖21，識別該峰值指標424並且峰值 品質值422係藉由426針對一旁帶來計算。 一為了驗證該數位信號品質度量，可視需要地找到與纏繞 —峰值指標Δ。該峰值指標△針對各十六符號區塊比較上方 旁帶與下方旁帶之峰值指標Δ: △Ha-巧丨。 因為’該等符號邊界係模數1080值，故該等計算的△必 須係適當纏繞以確保使用最小差： 若Δ>540’ 則 …一零之峰值指標△指示來自各旁帶的峰值指標係相同， =而表不來自各旁帶之正規化相關峰值對應—有效數位信 號之存在的最大保證。 作為用於驗證該數位信號品質度量之另一方法，視需要 ::針對該上方旁帶與下方旁帶計算一頻率偏移差。依據 先剛說明的獲取演算法，信號175〇之峰值位置處的複合樣 134370.doc •52- 200933976 本之相位指示發射器與接收器之間存在的頻率誤差因為 藉由峰值發展模組1100發展的此點處之共軛乘積在不存在 載波頻率誤差的情況下應產生一零相位值 之此點處並且實際上在該信號峰值中的每隔一二= _應產生-零相位值’因為數學上在不存在載波頻率誤 差的情況下具有等效相位之符號樣本之間的共輕乘積（如 , I接收符號之引導與尾隨部分處的樣本）消除相位。存在 ☆自該匹配m輸出之信號的峰值處的任何殘餘相位都 與載波頻率誤差成比例，並且一旦決定該殘餘相位，該頻 率誤差便易於計算。在任一旁帶上測量的頻率偏移範圍係 ±匕FFT頻格間隔，其對於一 1/τ之頻道間隔而言等效於 ±1仰，如圖lla所示。若（例如）該等上方旁帶與下方旁 帶之間的頻率偏移估計差在一特定臨限值内（例如+ι/ΐ6 間隔）’則不大可能任—相鄰干擾器具有與所需關 號相同的頻率偏移（以及峰值指標）。如此，該頻率偏 參 #差指示該伯測的信號實際上係所需關注信號。 參考圖22’來自個別旁帶之峰值與 來自it:峰值相關值“Ο代表該上方旁帶信號品質。 .冑錢ΓΓ 號處理之峰值相關值432代表該下方旁 指俨434:*。視需要地’來自該上方旁帶信號處理之峰值 才日h 434與來自該下方套 差传藉h 處理之峰值指標436之間的 =差由：減法點438所示自另-指標減去-指標來* 絕對值係決定（區塊44〇)並且該信號係纏繞以 134370.doc •53- 200933976 <540個樣本（區塊442)以產生一峰值指標a 444。該信號係 纏繞以S540個樣本’因為該符號邊界偏移係模數1/2符 號’其意味著至最接近符號邊界之距離始終^54〇個樣本。 一旦已計算峰值指標△與品質估計，便可視需要地將其 與臨限值相比較以便實施適當的決策規則。除視需要地評 估來自兩個旁帶的該峰值指標4與該等品質估計的和以 外，還可將針對各個別旁帶之品質分別與一臨限值相比 較。即使在其旁帶之一者已受干擾所損壞時，此仍允許一 信號之一品質評估。此外，可使用反映不同敏感度位準之 一品質狀態參數。在一範例中，該品質狀態參數係一 2位 元值’其向一數位無線電接收器之主機控制器指示當前調 諧的頻道之品質。在此範例中，該接收信號的品質隨該等 狀態位元自0011之改變而增加。此允許接收器製造商能 夠藉由改變該等品質狀態位元之臨限值來調整該品質演算 法之敏感度。 還可使用該數位信號品質度量來產生一接收信號之品質 在一接收器之顯示器上的視覺指示。目前，稱為一數位音 讯可用性指不器（DAAI)的一系列條指示一接收數位信號的 強度。可將該品質狀態參數之狀態位元與此一指示器中之 條的數目與大小相關。 閱讀上面的說明可明白，本發明之演算法的簡單限制對 先前已知接收器的所要求改變。對該接收器之基頻處理器 與主機控制器的影響程度係如下。 在處理該第一獲取區塊時，該基頻處理器現在必須計算 134370.doc -54- 200933976 〜規化波形，如圖2〗所說明。此必需計算當前1〇8〇樣本 輸入符號與—應樣本料版本兩者的量值平方添加該 等量值平方向量，累加對於16個符號之和，將其匹配濾 波’並平方所得向量。除MIPS(每秒百萬指令）的增加以 外，還必須針對延遲、累加及FIR渡波操作分配額外記憶 體。其他改變包括經由向量分割來正規化該相關峰值，找 到該正規化相關峰值的峰值與指標，及計算該峰值指標 △二接著’該基頻處理器可應用—A策規則並基於該數位 信號品質度量來適當地設定品質狀態參數。 類比信號品質度量 視需要地，本發明之分集切換演算法可使用一類比信號 品質度量（ASQM) ’其指示該類比FM音訊信號品質。該度 量可具有範圍係自〇(表示無類比信號）至i (表示最佳類比信 號）之一值。例如，該度量可基於一信雜比。較佳的係， 該度量在該類比基❹X巾估計在該19咖導頻信號周圍 的一2 kHz範圍内之雜訊。通常使用一鎖相迴路（pLL)來產 生該38 kHz立體聲副載波本機振盪器以用於立體聲解碼。 在此情況下，該PLL還提供該導頻信號與雜訊信號，其係 頻率轉換至直流。此等信號隨後係用以產生導頻雜訊之估 計。接著，類似於DSQM，該雜訊係彎曲至一〇至丨的範圍 上，從而形成該ASQM。 圖26係用於產生一類比信號品質度量的依據本發明之一 態樣的一 FM類比解調變器之一功能圖。一 FM偵測器 以每秒186,046.875個複合樣本之一速率自一隔離濾波器 134370.doc -55- 200933976 (圖17 ’元件1 732)接收複合輸入樣本s並輸出一基頻多工 #號2604。信號26〇4係藉由一導頻鎖相迴路（pLL)26〇6接 收，其產生一 38 kHz立體聲副載波本機振盪器26〇8、一同 相導頻信號2610及一正交導頻信號2612。可針對圖27找到 §亥導頻PLL操作之額外說明。導頻參數控制信號產生器 2614接收該同相導頻信號與正交導頻信號261〇與2612並產 . 生一立體聲混合控制信號2616與一類比信號品質度量 2618，兩者都係以344.53125 Hz之輸出速率。可針對圖28 ® 找到該產生器2614之額外說明。該基頻多工信號與38 kHz 立體聲副載波本機振盪器係用於以使用第一與第二去強凹 口及低通濾波器2624、2626與一立體聲解矩陣電路2628之 一傳統方式來產生立體聲右與左音訊輸出262〇與2622。立 體聲混合控制信號261 6係用以根據該接收的信號品質來在 立體聲與單音之間進行混合。 圖27係導頻鎖相迴路2606之一功能方塊圖，其接收該基 ❿ 頻多工信號並使用其來產生一 38 kHz立體聲副載波本機振 盪器、一同相導頻成分及一正交導頻成分。自FM偵測器 2602接收的基頻多工信號2702係正規化並係以一 19让^^之 . 自然頻率來施加至一鎖相迴路。迴路濾波器2704施加係數 α與β及第一低通濾波器與第二低通濾波器27〇6與27〇8。較 佳的係，α=2-10且/?=2-l4。該迴路濾波器之輪出係施加至限 制器27 10與數值控制振盪器2712，其輸出—虛數成分： ) = sin 2. π ·«逆逆 134370.doc -56- 200933976 及一實數成分，其與該虛數成分正交：

Re(iVCOn) = cos 2·π·η· 19〇〇〇。 、 fs y

該兩個成分係相乘2716以產生一 3 8 kHz立體聲副載波本機 振盪器。該虛數成分與實數成分亦係回授並與自該FM偵 測器接收的正規化基頻多工信號相混合27 1 8、2720以產生 一指示該導頻信號之位準的導頻同相信號2722與一指示該 導頻信號周圍之雜訊之位準的導頻正交信號2724。 信號2722、2744係藉由圖28所示之一導頻參數控制信號 產生器來接收。該導頻正交信號係通過一第一導頻雜訊濾 波器2802，其特徵為以下等式： H(Z)J_ 1 丫 0

U56-496.2^+241.厂2 J 其接著係藉由6抽取，如區塊28〇3所示，並係根據以下等 式來藉由導頻雜訊濾波器2來濾波（區塊2805): 叫占I。 所付輸出係量值平方（2804)並係施加至一平滑濾波器與收 取器2806，装蛀鄉& ^ 丹特徵為以下等式： H{z)=

該輸出表.示以 以— 344.53125 Hz之速率輸出之一正規化雜訊

功率估計。技^L 恢耆’使該正規化的雜訊功率經受以下濾波計 算（2810): 134370.doc •57· 1200933976 ASQMfastn ASQMn 102A-Pnoisen +1 ^ASQMn_,+ 4 ASQMfastn

其中將該雜訊功率彎曲至一自0至1之範圍，其 接著係經由一低通濾波器來經受一平滑函數以產生該類比 信號品質度量。 對應該導頻信號之DC成分的導頻同相信號係通過濾波 器2812，其特徵為以下等式： H(z) 1 256-255· 該輸出係量值平方（28 1 4)並係施加至一平滑濾波器與收取 器2816，其特徵為以下等式： H(z) = 135 539 •Σ^

k=Q

在限於一元值之後，該輸出表示以一 344.53125 Hz之輸出 速率的正規化導頻載波功率。 該正規化的導頻載波功率與係用以依據以下等式 來建立一快立體聲度量2820 (2818): stereometricfastn = Pcarriern + ASQMn -1 0 接著，該快立體聲度量係藉由一特徵為以下等式的濾波器 2822來平滑以產生一立體聲度量信號2824 : H(z) = 1 64-63-z'1 134370.doc -58- 200933976 接著，此立體聲度量與快立體聲度量係用以依據以下等式 來產生一立體聲混合控制信號2828(2826): 2 stereometric-0.5、 SBC = max min 4 stereometricfast-0.5 1 0 正常與快立體聲度量信號兩者都制以當該信號逐漸變弱 時提供平滑與更不令人困擾的混合(正常），並能夠迅速抑

制FM接收中常發生的信號劣化的短叢發，其係稱為臨限 效應。 此發明提供用於提供類比與數位信號藉由一 FM無線電 接收器之改良接收的方法及裝置。該接收器可以係手持 式、可攜式、桌上型、汽車或任何其他類型2FM無線電 接收器。此外，本發明可用以改良接收無線電信號的其他 類型之器件（例如行動電話）的接收。可使用一軟體可程式 化數位信號處理器或一可程式化/固線式邏輯器件或足以 實施所說明功能性的硬體與軟體之任何其他組合來實施本 文說明的方法。 雖然本發明已利用其較佳具體實施例進行說明，熟習此 項技術者將明白對於所揭示的具體實施例可進行各種修改 而不脫離在申請專利範圍中所提出的本發明之範疇。 【圖式簡單說明】 圖1係用於帶内同頻數位無線電廣播系統中之一發射器 的方塊圖。 圖2係一併合FMIBOC波形的示意性表示。 134370.doc -59- 200933976 圖3係一延伸併合FM IBOC波形的示意性表示。 圖4係一全數位FMIBOC波形的示意性表示。 圖5係一併合AM IBOC DAB波形的示意性表示。 圖6係一全數位AM IBOC DAB波形的示意性表示。 圖7係一 AM IBOC DAB接收器的功能方塊圖。 ’圖8係一 FM IBOC DAB接收器的功能方塊圖。 -圖9a與9b係自該廣播視角之一 IBOC DAB邏輯協定堆疊 的圖式。 ® 圖10係自該接收器視角之一IBOC DAB邏輯協定堆疊的 圖式。 圖1 la係頻域中一 OFDM信號的圖形表示。 圖lib係時域中該OFDM信號的圖形表示。 圖11c係表示符號邊界的共軛乘積信號峰值的圖形表 示。 圖11 d係以圖形說明乘以個別振幅漸縮的共軛乘積。 圖12係一第一端饋套筒偶極天線的圖式。

I 圖13係一第二端饋套筒偶極天線的圖式。 圖14係具有一變容器手動調諧電路之一端饋套筒偶極天 •線的圖式。 圖15係一第三端饋套筒偶極天線的圖式。 圖16係包括一端饋套筒偶極之一耳筒導線天線設計的圖 式。 圖1 7係依據本發明之一態樣的併入分集演算法之一接收 器設計的功能圖。 134370.doc -60- 200933976 圖18係一獲取模組之一具體實施例的方塊圖。 圖1 9a、1 9b及19c係以圖形表示針對一峰值發展模組的 符號時序。 圖20係信號獲取處理之一第一部分的流程圖。 圖21係說明一獲取演算法的功能方塊圖。 圖22係顯示旁帶品質估計與峰值指標a之校準的功能方 塊圖。 圖23係說明接近一符號邊界之波形正規化的圖式。 圖24係一正規化相關峰值的曲線圖。 圖2 5係信號獲取處理之一第二部分的流程圖。 圖26係針對一 FM接收器之一類比解調變器的功能圖。 圖27係藉由圖26之類比解調變器實行之一導頻鎖相迴路 的功能圖。 圖28係藉由圖26之類比解調變器產生之導頻參數控制信 號的功能圖。 圖29係一環形天線設計的圖式。 【主要元件符號說明】 10 播音室站台 12 FM發射器站台 14 播音室發射器連結（STL) 16 總體操作中心（EOC) 18 輸入器 20 輸出器 22 激發器輔助服務單元（EASU) 134370.doc -61 - 200933976 ❹ 參 24 輸出器連結資料 25 天線 26 數位MPS音訊 28 類比MPS音訊 30 延遲類比MPS音訊信號 32 旁通音訊 34 播音室自動化設備 36 SPS資料 38 補充節目服務（SPS)音訊 40 MPS資料 42 主要節目服務（MPS)音訊 44 服務提供者 46 服務資料 48 STL發射器 50 延遲類比MPS音訊 52 激發器連結資料 54 STL接收器 56 數位激發器 57 GPS單元與天線 58 激發器引擎（exgine)子系統 60 類比激發器 62 高功率放大器 64 天線 70 併合FM IBOC波形 134370.doc •62· 200933976 72 類比調變信號 74 廣播頻道 76 第一複數個均勻間隔的正交分頻多工副載波 78 上方旁帶 80 第二複數個均勻間隔的正交分頻多工副載波 ' 82 下方旁帶 • 90 延伸併合FM IBOC波形 92 初級延伸旁帶 ® 94 初級延伸旁帶 100 全數位FM IBOC波形 102 初級數位旁帶 104 初級數位旁帶 106 更低功率次級旁帶 108 更低功率次級旁帶 110 次級受保護（SP)區域 112 鲁 次級受保護（SP)區域 120 AM併合IBOC DAB波形 122 AM類比信號 • 124 DAB信號 126 頻道 130 上方頻帶 132 下方頻帶 134 類比調變的載波信號 136 初級區段 134370.doc -63-

200933976 138 次級區段 140 初級區段 142 次級區段 143 三級區段 144 三級區段 146 副載波群組 148 副載波群組 150 副載波群組 152 副載波群組 154 參考副載波 15 6 參考副載波 160 全數位AM IBOC DAB信號 162 第一群組 164 第二群組 166 上方頻帶 168 下方頻帶 170 第三副載波群組 172 第四副載波群組 174 參考副載波 176 參考副載波 178 副載波 180 副載波 200 AMIBOCDAB接收器 202 輸入 134370.doc -64-

200933976 204 天線 206 調諧器或前端 208 數位降頻轉換器 210 線 212 類比解調變器 214 線 216 數位解調變器 218 解交錯器 220 維特比解碼器 222 服務解多工器 224 處理器 226 線 230 線 232 資料處理器 234 線 236 線 238 線 250 FMIBOCDAB接收器 252 輸入 254 天線 256 調諧器或前端 258 類比至數位轉換器與數位降頻轉換器 260 輸出 262 類比解調變器 134370.doc -65· 200933976 264 線 266 旁帶隔離濾波器 268 濾波器 274 解交錯器 276 維特比解碼器 ' 278 服務解多工器 * 280 處理器 282 線 •286 線 288 資料處理器 290 線 292 線 294 線 296 獲取模組 298 複合信號 330 組態管理器 331 服務介面 332 音訊編解碼器 * 333 音訊運輸 334 節目服務資料（PSD)運輸 335 SIS運輸 336 AAS資料運輸 337 層2 338 層1 134370.doc -66· 200933976

394 加法器 410 加法器 560 層1 565 層2 570 SIS運輸 575 AAS運輸 580 PSD運輸 585 使用者介面 590 音訊運輸 595 音訊解碼器 600 DAC 605 揚聲器 1100 峰值發展模組 1150 延遲電路 1200 共軛複數發展器 1201 端饋套筒偶極天線 1202 中心導體 1204 基底 1206 同軸饋送 1208 端點 1210 金屬套筒 1211 介電護套 1212 第一電感器 1214 第二電感器 134370.doc -67-

200933976 1250 乘法器電路 1300 邊界信號 1301 高阻抗端饋套筒偶極天線 1302 中心導體 1304 基底 1306 同軸饋送 1308 端點 1310 導電套筒 1311 介電護套 1312 電感器 1314 可變電容器 1350 信號增強模組 1400 附加疊加電路或模組 1402 端饋套筒偶極天線 1404 高阻抗低雜訊放大器 1406 第一變容器二極體 1408 第二變容器二極體 1410 第一電阻器 1412 第二電阻器 1414 電容器 1416 第三（可變）電阻器 1450 匹配濾波器 1502 天線 1504 套筒 134370.doc -68- 200933976

1506 中心導體 1508 基底電感器 1510 天線之下部端 1512 可變電容器 1550 增強信號峰值 1600 總和模組 1602 耳筒導線天線 1604 基底 1606 接收器輸入 1608 外部套筒 1610 左導線 1612 右導線 1614 電感器 1616 可變電容器 1618 耳筒介面電路 1620 電感器 1622 電容器 1624 電容器 1650 回授延遲模組 1700 重設產生器 1701 RF/IF處理器1C 1702 天線元件 1704 天線元件 1706 天線元件 134370.doc -69- 200933976 1708 第一天線匹配電路 1710 第二天線匹配電路 1712 額外天線匹配電路 1714 適應阻抗匹配控制信號 1716 天線元件選擇器 • 1718 天線元件分集控制信號 * 1720 RF輸入 1722 RF調諧器 © 1724 IF信號 1726 IF處理器 1728 基頻信號 1730 基頻處理器 1732 隔離濾波器 1734 數位取樣的類比信號 1736 初級上方旁帶與下方旁帶數位信號 1738 ❿ 全數位次級信號 1740 類比解調變器 1742 類比音訊輸出 • 1744 類比信號品質度量（ASQM) 1745 第一相鄰消除操作 1746 符號分配器 1748 解調變、解交錯並解碼 1750 邏輯頻道/複合信號 1754 濾波的上方與下方旁帶信號 134370.doc -70- 200933976 1756 DSQM 估計 1758 數位信號品質度量（DSQM) 1760 獲取處理 1770 分集控制邏輯 1950 平方量值產生器 2000 最大值尋檢器 2050 相位擷取器 2100 頻率產生器

2602 FM偵測器 2604 基頻多工信號 2606 導頻鎖相迴路（PLL) 2608 38 kHz立體聲副載波本機振盪器 2610 同相導頻信號 2612 正交導頻信號 2614 導頻參數控制信號產生器 2616 立體聲混合控制信號 2618 類比信號品質度量 2620 立體聲右音訊輸出 2622 立體聲左音訊輸出 2624 第一去強凹口及低通濾波器 2626 第二去強凹口及低通濾波器 2628 立體聲解矩陣電路 2702 基頻多工信號 2704 迴路濾波器 134370.doc .71 - 200933976 2706 2708 2710 2712 2722 ' 2724 - 2802 2806 ® 2812 2816 2820 2822 2824 2828 2900 2902 參 2904 2906 第一低通慮波器 第二低通濾波器 限制器 數值控制振盪器 導頻同相信號 導頻正交信號 第一導頻雜訊濾波器 平滑濾波器與收取器 濾波器 平滑濾波器與收取器 快立體聲度量 渡波器 立體聲度量信號 立體聲混合控制信號 環形天線 導線 ifj阻抗放大 調諧電容器 134370.doc -72-

Claims (1)

1. 200933976 十、申請專利範圍： !· 一種裝置，其包含： 第一與第二揚聲器；以及 一天線，其包括連接至該第一揚聲器之一第一對導 線連接至該第一揚聲器之一第二對導線及圍繞該第一 對導線與第二對導線之部分的一導電套筒，該套筒與該 •第一對導線與第二對導線形成一同轴電容器。 2. 如請求項丨之裝置，其進一步包括： ® 一電感器，其係連接於該第一對導線及第二對導線與 該套筒之間’該電感器與該同軸電容器形成一共振電 路。 3. 如叫求項2之裝置，其中該電感器係連接至該第一對導 線與第二對導線之一端。 4’如吻求項2之裝置，其中該電感器具有在大約0.2與大約 〇·4 μΗ之間之一電感。 > 5.如請求項1之裝置，其進一步包含： 一接收器； 電感器，其係耦合至該天線；以及 。可變電容器，其用於調諧該天線之阻抗以匹配該接 收器之該阻抗。 .如吻求項5之裝置，其中該天線係約30英吋長。 7’如二求項5之裝置’其中該套筒在大約5.5與大約6英时長 之間。 8.如π求項5之裝置’其中該天線係一高阻抗天線。 134370.doc 200933976 9·如請求項1之裝置，其中該天線進一步包含一介電護 套’其使該第一對導線及第二對導線與該套筒絕緣。 10. —種用於接收一無線電信號的方法，該方法包含以下步 驟： 在一第一天線與一第二天線之至少一者上接收該無線 電信號； 針對接收的無線電信號來計算一第一品質度量； 針對該接收的無線電信號來計算一第二品質度量； 基於該第一品質度量與第二品質度量來選擇該第一天 線該第一天線或該第一天線與第二天線之一組合以接 收該無線電信號；以及 調婚選擇的天線之一阻抗以匹配一接收器之該阻抗。 11. 如請求項10之方法，其中該第一品質度量包含一數位信 號品質度量。 12. 如請求項10之方法，其中該第一品質度量包含一類比信 號品質度量。 13·如請求項10之方法，其中該第一天線與第二天線之至少 一者包含一端饋套筒偶極。 14·如請求項10之方法，其中該第一天線與第二天線之至少 一者包含一環形天線。 如°奮求項1〇之方法’其中該無線電信號係一數位無線電 廣播信號。 16.如請求項15之方法，其中該無線電信號係一帶内同頻數 位無線電廣播信號。 I34370.doc 200933976 17.如凊求項10之方法，其進一步包含以下步驟： 停留在該選擇的天線上直至該第—品質度量與第二品 質度量之至少一者無法滿足一預定動態準則。 18·如請求項17之方法，其進一步包含以下步驟： 當該第一品質度量與第二品質度量之至少一者無法滿 足一預定冑態準則時選擇該第—天線與第i天線之 定天線》 Μ 19. 如哨求項10之方法’其中調諧步驟使用適合的阻抗匹 配。 20. 如π求項19之方法，其中該調諧步驟使用一電壓控制匹 配電路。 21. 如請求項19之方法，其中該調諧步驟自一組阻抗值進 選擇。 22· —種用於接收一無線電信號的裝置，該裝置包含： 一第一天線； 一第二天線； 處理器，其用於針對該接收的無線電信號計算—第 一品質度量並用於針對該接收的無線電信號計算一第二 品質度量； 一天線選擇器，其用於基於該第一品質度量與第二品 質度量來選擇該第一天線、該第二天線或該第一天線與 第一天線之一組合以接收該無線電信號；以及 一阻抗匹配電路，其用於調諧該選擇的天線之一阻抗 以匹配一接收器之該阻抗。 134370.doc 200933976 23.如請求項22之裝置，其中該第一 號品質度量。 °D質度量包含一數位信 24.如請求項22之裝置，其中該第一 號品質度量。 ασ質度量包含一類比信 25.如請求項22之裝置， 置，其中該第一天線與第二天線之至少 一者包含一端饋套筒偶極。

   一者包含一環形天線。

   廣播信號。 8.如吻求項27之裝置，其中該無線電信號係一帶内同頻數 位無線電廣播信號。 29.如請求項22之裝置，其中該天線選擇器停留在該選擇的 天線上直至該第一品質度量與第二品質度量之至少一者 無法滿足一預定動態準則。 3〇.如請求項29之裝置’其中當該第一品質度量與第二品質 度量之至少一者無法滿足一預定動態準則時該天線選擇 器選擇該第一天線與第二天線之一預定天線。 3 1.如4求項22之裝置，其中該阻抗匹配電路使用適合的阻 抗匹配。 如明求項31之裝置’其中該阻抗匹配電路使用一電壓控 制匹配電路。 33 ’如β求項31之裝置，其中該阻抗匹配電路自一組阻抗值 進行選擇。 134370.doc 200933976 34. 一種用於偵測一翻_ , 顆比無線電信號之品質的方法，該方法 包含以下步驟： 接收一無線電信鱿， 評估在該導頻信鱿周 電信號之一部，分之雜訊 其包括一導頻信號； 圍之一預定頻率範圍内的該無線 ;以及 變換邊雜訊以形成一類比信號品質度量。 35.如請求項34之方法，其中該導頻信號包含一 i9_kHz類比 信號。

   36·如請求項34之方法，其中該預定頻率範圍包含約一 kHz頻率範圍。 37.如請求項34之方法，其中縮放步驟將信雜比縮放至〇 之一範固。

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