TARIFNAME KU-BAND MINYATÜR DALGA KILAVUZU ALÇAK GEÇIREN FILTRE Teknik Alan Bu bulus, uydularda çikis çogullayici (OMUX - Output Multiplexer) kanallarinda olusan harmonik ve yüksek dereceli mod isaretlerini (baska uydularla etkilesimini önlemek için) bastiran Alçak Geçiren Filtrelerin dalga kilavuzu teknigiyle tasarimi için yeni bir yöntem ile ilgilidir. Önceki Teknik Dalga Kilavuzu Alçak Geçiren (AG) filtre yapilarinda kullanilan tipik bir modül üç boyutlu olarak Sekil la,da gösterilmistir. Ku-bandi AG filtreleri bu tür modüller ardarda eklenerek tasarlanip üretilmektedir. Söz konusu sekilde gösterilen modül; iki kavite (C) rezonatör ve bu kaviteleri (C) birbirine baglayan dalga kilavuzu (Waveguide - WG) parçalari içermektedir. Dalga kilavuzlarinin uzunluklari "d" ile, genisligi (genis kenari) "a" ile, yükseklikleri (dar kenari) "b" ile, kavite uzunluklari "s" ile yükseklikleri ise "h" ile gösterilir. Genellikle kavitenin (C) genisligi, dalga kilavuzu genisligiyle (a) ayni alinir. Sekil lb"de ayni boyutlar yandan kesit üzerinde gösterilmistir. Sekil lc°de tipik bir Dalga Kilavuzu AG filtre yapisi yandan kesiti gösterilmistir. Dalga kilavuz parçalarinin genis kenari (a) bu yapilarda yayilan elektromanyetik dalgalarin Modslarini belirler. Temel Mod TElO olarak alinir. Bu Mod,un yayilabilmesi için dalga frekansinin (f) bu Mod"a ait kesim frekansindan (fclO) yüksek olmasi gerekir. Frekans yükseldikçe TElO Mod,u yaninda istenmeyen TEOl, TEZO, TE30, TE40, gibi Mod,lar da üretilir ve enerji bu Mod,lara dagilarak yayilir ve isarette bozulma olusur. AG filtrenin istenmeyen bu Mod,lari bastirmasi beklenir. Yani filtreden yalnizca TElO Modiunun yayilmasi beklenir. Ayrica filtrede yalnizca TElO Mod,u yayilsa bile sistemdeki güç yükselteçleri ana frekansin (fo) harmoniklerini (nfo) de üretebilir ve bu harmonikler TElO Modsu içinde yayilabilir. AG filtrenin bu harmonikleri de bastirmasi istenir. Bastirma frekans bandi, Ku-bandi filtreleri için 14-40 GHz gibi çok genis bir bölgeyi kapsar (3. harmonik bastirmasi için). Bu bandda istenen bastirma miktarlari ise uygulamaya göre gibi çok yüksek düzeylerdedir. Öte yandan filtre girisinin sisteme göstermesi istenir. Bu tür filtreler birbiriyle yarisan iki yaklasimla tasarimlanabilir, bunlar; - Devre Teorisi kullanan "Filtre Sentez yazilimlari" kullanilarak, - Elektro-Manyetik Alan (EM) teorisi kullanan EM Optimizasyon yaklasimi ile. Filtre sentez yaklasimlarinin avantajlari filtrelerin geçirme bandi (Pass-Band-PB), bastirma band (Stop-Band-SB) ve PB-SB geçis egimi (transition band), filtre derecesi gibi spesifikasyonlarin tasarimcinin kontrolü altinda olmasidir. Sentez yazilimlarindan kaynaklanan derece kisitlamalari ve bazi durumlarda sentez sonucunda elde edilen eleman degerlerinin eldeki teknolojiyle üretiminde zorluk yasanmasi, sentez yaklasiminin dezavantajlarini olusturur. Sentez yaklasiminin bu dezavantajlari EM Optimizasyon tekniklerinin gelistirilmesine yol açmistir. Bu tekniklerle tasarima gerçeklenebilir eleman degerleri ve boyutlariyla dogrudan EM optimizasyon yöntemiyle baslanmakta ve optimizasyon hedeflenen spesifikasyonlar saglanana kadar sürdürülmektedir. Bu yaklasimin dezavantajlari ise, tasarimlanan filtrenin her açidan optimum olup olmadigindaki belirsizlik ve filtre parametrelerini kontrolünün tümüyle optimizasyon yazilimina birakilarak sentez yaklasiminin avantajlarinin gözden kaçirilma ihtimalidir. Literatürde bu spesifikasyonlari saglayabilen çesitli yapilarda çok sayida yayin vardir. Bunlardan en iddiali ve en modern yaklasimlari sergileyen ve son yillarda yayinlanmis bazi makaleler asagida açiklanmistir. Referans [1],de açiklanan makalede, ana filtre (bastirma filtresi) daginik parametreli devre teorisi kullanilarak Unit Element (UE - iletim hatti)-Seri Saplama kombinasyonuyla sentezlenmis sonra iletim hatlari dalga kilavuzuna, Seri Saplamalar ise kavitelere dönüstürülmüstür. Bu devrenin giris ve çikislarina empedans uyumlama devreleri eklenerek son yapi olusturulmustur (Sekil 2). Kullanilan sentez yazilimindaki sayisal hata kisitlamalari nedeniyle eleman sayilari düsük düzeylerde kaldigindan günümüz uygulamalarindaki çok genis band bastirma spesifikasyonlarini saglayamamaktadir. Ayrica basamak türü süreksizlikler ve dalga kilavuzu parçalarinin yüksekliklerinin (b) kontrol edilememesi güç kisitlamasina (multipaction) yol açmaktadir. Bu patentin konusu olan yeni tasarim yöntemi, bu makalelerdeki filtre spesifikasyonlarini referans almistir. Bu yöntemle gelistirilen yeni AG filtre yapilari referans makalelerdeki spesifikasyonlarin aynisini veya daha iyilerini saglamaktadir. Yöntem referanslarda kullanilan yöntemlere göre çok daha sade ve kolaydir. Ortaya çikan yapilarin üretimleri de standart teknolojilerle mümkündür. Referans [2]"de açiklanan makalede, Referans [1]"deki seri stub-UE basamaklarindaki süreksizliklerin yol açtigi güç kisitlamasi sorununu gidermek için stub,lar (saplamalar) yerine Sekil 37te gösterilen sinüzoidal profilli kaviteler kullanilmistir. Bu yapi ile hem yüksek güç seviyelerine ulasilmis hem de 13.75-40 GHz arasinda 60 dB bastirma saglanmistir. Ancak toplam uzunluk 21.8 cm,nin (santimetre) altina inememistir. Bu yapi da giris-çikis uyumlama devreleri ve ana filtre olmak üzere üç bloktan olusmustur. Referans [3],te, AG filtre tümüyle E-M Optimizasyon yaklasimiyla tasarimlanmistir. Yapi Sekil 45te gösterilmistir. Bu yaklasimda kavite ve dalga kilavuzlarinin genis frekans bandinda E-M modelleri türetilmistir. Bu modeller kullanilarak kavitelerin yarattigi Iletim Sifirlari (Transmission Zero-TZ) esdeger devrelerin Y-parametreleri kullanilarak EM ortaminda belirlenir. Kavitelerin ardarda baglanmasiyla olusturulan AG filtrenin bastirma bandi kavitelerin TZ,lari bandi içine yayilarak sekillendirilir. Modüllerin sayisi bastirma miktarina ve bastirma band genisligine bagli olarak seçilir. E-M Optimizasyonuna hem dalga kilavuz parçalarinin hem de kavitelerin boyutlari için tahmini degerler seçilerek baslanir. Boyutlar güç kisitlamasi problemine yol açmayacak biçimde seçilir. Sekil 4"te gösterilen yapi ayri ayri tasarimlanan üç parçadan olusmustur. Soldaki iki parça "a" boyutlari fakli seçilen iki filtredir. Üçüncü parça ise empedans uyumlama devresidir. Soldaki birinci filtre TElO Mod,undaki harmoniklerin bastirilmasini saglarken ikinci filtre istenmeyen TE01, TE20, TE30, TE40, .. gibi Mod,larin bastirilmasini saglar. Optimizasyon hem dalga kilavuz yüksekliklerini hem de kavite yüksekliklerini belirler. Hem yüksek güç hem de 14-40 GHz bandi bastirmasi için tatmin edici sonuçlar alinmistir. Toplam boyut 15 cm düzeyindedir. Referans [4],te açiklanan makalede de filtre Sekil 5,te gösterildigi gibi üç parçadan (giris ve çikis empedans uyumlayicilari ve ana bastirma filtresi) olusmustur. Bu yapida hem uyumlama devreleri hem de ana filtre benzer kavite ve bunlari ayiran dalga kilavuzu parçalarindan olusmustur. Tasarim parametreleri yine kavite yükseklikleri (h) ve kavite uzunluklari (5), dalga kilavuz yükseklikleri (b) ve dalga kilavuzu uzunluklari ((1) olarak alinmistir. Tasarim tümüyle E-M Optimizasyonuyla yapilir. Optimizasyonda dalga kilavuzu uzunluklan (d) ve kavite uzunluklari (5) çok küçük ve sabit tutularak toplam boyutun kisa olmasi saglanir. Optimizasyonun degisken parametreleri sadece kavite yükseklikleri (h) ve dalga kilavuzu yükseklikleridir (b). Dalga kilavuzu yüksekligi (b) güç kisitlamasi göz önünde tutularak belirli bir degerin üzerinde kalmasi gözetilir. Filtrenin seçiciligi, çok sayida kavitenin yükseklikleri (h) geçirme bandi kenarinda TZ yaratacak biçimde ayarlanarak yüksek degerlere ulastirilir. Bu yaklasimla tasarimlanan filtrenin 13.5-40 GHZ bastirmasi 60 dB den yüksektir. Geçirme bandi Yansima Kaybi ise 20 dB den yüksektir. Toplam filtre boyutu 8.5 cm gibi diger yaklasimlara göre oldukça küçük degere düsürülmüstür. Bu filtre sadece TE10 Mod,unda bastirma saglamak için tasarlanmistir. Diger TEnO Mod,lar1 dalga kilavuzlarinin genisligi (a) ayarlanarak bastirilabilir. Referanslar T. Lopetegi, and M. A. G. Laso, "A compact design of high-power spurious-free low-pass waveguide filters," IEEE Microw. Wireless Compon. Lett., vol. 20, no. Performance Composite Corrugated Filters", IEEE MTT, Year: 2013, Volume: Zedler, F.J. Gört, R. Jost, T. Lopetegi, M. A.G.Laso,"Low-loss compact Ku-band waveguide low-pass filter," IEEE MTT-S, Phoenix, AZ, 2015. Bulus ile Çözülen Sorunlar Bu bulus, uydularda çikis çogullayici kanallarinda olusan harmonik ve yüksek dereceli mod isaretlerini bastiran Alçak Geçiren Filtrelerin dalga kilavuzu teknigiyle tasarimi için bir bilgisayar destekli tasarim yöntemi ile ilgilidir. Bu bulusta verilen örnek devre ile 40 GHZ,C kadar en az 60 dB bastiran Alçak Geçiren Filtre örnek bir uygulama olarak olarak verilmistir. Gelistirilmis olan yeni yaklasimda filtre tasarimina çok yüksek dereceli filtreleri sentezleyebilen yeni bir yazilimla baslanmakta, sentez yaklasiminin tüm yetenek ve avantajlari sonuna kadar kullanilarak, hedeflenen yapinin ve spesifikasyonlarin çok yakinina kadar gelindikten sonra EM Optimizasyonuna geçilmektedir. Böylece her iki yaklasimin avantajlari da sonuna kadar kullanilmaktadir. Bu yöntemi, yukarida belirtilen referanslardaki yaklasimlardan ayiran diger bir özellik ise söyle özetlenebilir: bu referanslardaki yaklasimlarda filtreler üç parça (bastirma filtresi, giris empedans uyumlama devresi ve çikis uyumlama devresi) olarak ele alinir ve bu parçalar ayri ayri optimize edilip, ardindan bir araya getirilerek yeniden optimize edilir. Bu bulusta gelistirilen sentez yöntemiyle ise çok yüksek dereceli ve çok küçük boyutlu filtreler tek parça olarak tasarimlanmaktadir. Bir diger ifadeyle bu bulusta gelistirilen yeni yaklasimda filtrenin tümü, yani hem uyumlama hem de bastirma devreleri, tek parça olarak sentezlenebilmektedir. Böylece, devre elemanlarinin tümü, hem empedans uyumlamasina hem de bastirmaya katkida bulunmaktadir. Bu da filtre boyutlarinin kisalmasina, seçiciligin artmasina ve bastirma düzeyinin yükselmesine yardimci olmaktadir. Ayrica gelistirilmis devre dönüsümleriyle hem güç, hem kavite boyutlari hem de dalga kilavuzu uzunlugu ve yüksekligi kontrol altina alinabilmektedir. Bu da güç kisitlama (multipaction) sorunlarini gidermektedir. Yeni yaklasimda, literatürdeki en basarili olarak görünen Referans [4],teki yapinin performansi hedeflenmistir. Referans [1]*de kullanilan ve yetersiz kalan sentez teknigi yerine çok daha yüksek dereceli ve çok kisa boyutlu filtreleri sentezleyebilen yeni bir filtre sentez yöntemi gelistirilmistir. Bu sentez yöntemiyle E-M Optimizasyon yaklasimini kullanan diger referans yayinlarda gelistirilen filtrelerin daha iyilerinin çok daha kontrollü ve kolayca tasarimlari mümkün oldugu gösterilmistir. Özetle bulus konusu bilgisayar destekli tasarim yöntemi sayesinde: Tasarimin neredeyse tümü devre teorisi düzeyinde dogrudan (exact) sentez yöntemiyle yapilmakta, ancak son asamada ufak düzeltmeler için EM Optimizasyonuna basvurulmaktadir. Filtrenin boyutu daha küçük boyutlara düsürülebilmektedir. Geçirme bandindaki Yansima Kaybi (Return Loss), elemanlarin tümünün empedans uyumlamasina katkida bulunmasi nedeniyle diger yaklasimlardan çok daha yüksek düzeylere çikabilmektedir. - Güç kisitlama problemi iyilestirilebilmektedir. gerekirse daha yüksek bastirma saglanabilmektedir. - Seçicilik (selectivity) istendigi gibi ayarlanabilmektedir. Ayrintili Açiklamasi Bu bulusun amacina ulasmak için gerçeklestirilen bir bilgisayar destekli tasarim yöntemi, ekli sekillerde gösterilmis olup bu sekiller; a) Dalga Kilavuzu Alçak Geçiren filtre yapilarinda kullanilan tipik bir modülün perspektif görünüsüdür. b) Sekil la,daki modülün yandan kesit görünüsüdür. c) Tipik bir Dalga Kilavuzu Alçak Geçiren filtre yapisinin yandan kesit görünüsüdür. Referans [1],deki devrenin yandan kesit görünüsüdür. Referans [2]"de bahsedilen sinüzoidal profilli kavitelere sahip devrenin yandan kesit görünüsüdür. a) Referans [3],te bahsedilen üç parçali devrenin devrenin yandan kesit görünüsüdür. b) Sekil 4a,daki devrenin üstten kesit görünüsüdür. Referans [4],te bahsedilen üç parçali devrenin yandan kesit görünüsüdür. a) - e) Bulus konusu yöntemin tasarim adimlaridir. f) Sentezlenen alçak geçiren devrenin önden kesit görünüsüdür. Sekillerdeki parçalar tek tek numaralandirilmis olup, bu numaralarin karsiligi asagida verilmistir. 3. Dalga kilavuzu genisligi b. Dalga kilavuzu yüksekligi (1. Dalga kilavuzu uzunlugu C. Kavite h. Kavite yüksekligi/Saplama uzunlugu s. Kavite uzunlugu/Saplama genisligi ST. Saplama UE. Iletim hatti Rs. Kaynak direnci RL. Yük direnci RectWG. Dalga kilavuzu FTZ. Sonlu iletim sifiri Z. Empedans degeri PB. Geçirme bandi Uydularda çikis çogullayici kanallarinda olusan harmonik ve yüksek dereceli mod isaretlerini bastiran bir Ku-Band Minyatür Dalga Kilavuzu Alçak Geçiren Filtrenin tasarlanmasi için bir bilgisayar destekli tasarim yöntemi, en temel halinde; - veri giris arayüzü kullanilarak filtre sentez programinin grafiksel arayüzü üzerinden filtre parametrelerinin seçilmesi, - bir kaynak direnci (Rs) ve bir yük direnci (RL) arasinda, birbirine seri olarak baglanmis iletim hatlari (UE) ve kisa devre saplamalardan (ST) olusan bir daginik parametreli alçak geçiren devrenin olusturulmasi, - olusturulan devrenin birer ucuna birer evirici (I) yerlestirilerek devre - devredeki iletim hatlarinin (UE) esdeger dalga kilavuzlarina (RectWG) dönüstürülmesi, - devre uçlarindaki empedanslann, filtrenin giris ve çikislarinda kullanilan dalga kilavuzunun (RectWG) köse frekanstaki empedansi ile degistirilmesi, - devredeki saplamalarin (ST) esdeger kavitelere (C) dönüstürülmesi, - saplama uzunluklarinin (h) bastirma bandi içinde birden fazla frekansta iletim sifiri yaratacak biçimde ayarlanmasi, - saplama uzunluklari (h) ve dalga kilavuzu yüksekliklerinin (b) ayarlanarak, geçirme bandindaki yansima kaybi ve filtrenin seçiciliginin ayarlanmasi, - sentezlenen filtrenin ekranda gösterilmesi adimlarini içermektedir. Bu bulus Ku-Band Minyatür Dalga Kilavuzu Alçak Geçiren Filtrenin tasarlanmasi için bir bilgisayar destekli tasarim yöntemi olup, bu yöntem; kullanicidan tasarim parametrelerinin alinmasi için bir veri giris arayüzü (bir klavye, fare, dokunmatik ekran...), bir grafiksel kullanici arayüzüne sahip bir filtre sentez yazilimini depolayan bir hafiza birimi (bir hard disk, flash disk, harici hard disk), söz konusu filtre sentez yazilimini çalistirmasi için uyarlanmis bir islemci birimi, ve tasarlanan devrenin ve simülasyonlarinin grafiksel gösterimi için bir ekran içeren bir elektrik cihaz (örnegin bir masaüstü bilgisayar, dizüstü bilgisayar, tablet bilgisayar... vb.) üzerinde gerçeklestirilebilmektedir. Söz konusu filtre sentez yazilimi, bir grafiksel kullanici arayüzüne sahip olup bu arayüzü üzerinden; sentezlenecek filtrelerin elemanlarinin (iletim hatti (UE), saplama (ST), evirici (1)...) seçimi, bu elemanlarin ve filtrelerin spesifikasyonlarinin belirlenmesi veya sonradan degistirilmesi (örnegin kavite uzunlugunun (s), kavite yüksekliginin/saplama uzunluklarinin (h), dalga kilavuzu genisliginin (a), dalga kilavuzu yüksekliginin (b) ve dalga kilavuzu uzunlugunun (d) ayarlanmasi, geçirme/bastirma bantlarinin frekanslarinin ayarlanmasi. . .), filtre devresinin dalga kilavuz (RectWG) yapisina dönüstürülmesi, ve sentezlenen devrenin geri dönüs kaybi ve yansima kaybi simülasyonu gerçeklestirilebilmektedir. Yeni yaklasimda, bir Band Geçiren filtrenin tasarimina bir Daginik Parametreli Alçak Geçiren filtre biçiminde baslanir. Devredeki iletim hatlari (UE) ve kisa devre saplamalar (ST) esdeger empedansli dalga kilavuzlarina (RectWG) dönüstürülür (Ref-[1]). Dalga kilavuzlarinin Yüksek Geçiren özelliklerinden ötürü devre Band Geçiren filtre gibi davranir. Literatürde bu tür devreler Dalga Kilavuzu Alçak Geçiren Filtre olarak anilir (Ref-[l]-[4]). Bulus konusu bilgisayar destekli tasarim yöntemi ile gerçeklestirilen bir Ku-Band Minyatür Dalga Kilavuzu Alçak Geçiren Filtre tasarimina ait adimlar, Sekil 6a- 6e,de bir örnek filtre üzerinde gösterilmistir. Sekil 6a,da iletim hatti (UE) ve kisa devre saplamalardan (ST) olusan alçak geçiren filtre, Sekil 6b,de seçilen dalga kilavuzu (RectWG) kesit boyutlarina göre eviriciler (I) kullanilarak ölçeklenmis devre, Sekil 6csde kisa devre saplamalarin uzunluklari (h) sonlu iletim sifirlari (FTZ) bastirma bandinda yayacak biçimde ayarlanmasi, Sekil 6d"de iletim hatlari (UE) ve saplamalarin (ST) esdeger dalga kilavuzlarina (RectWG) dönüstürülerek baslangiç devresinin olusturulmasi, Sekil 6eade dalga kilavuz yükseklikleri (b) ve saplama uzunluklari (h) ayarlanarak geçirme ve bastirma bandlarinda hedeflenen degerlere (bastirma 60dB ve yansima kaybi 34dB) ulasilmasi gösterilmektedir. Bulus konusu yöntemin ilk adiminda, söz konusu veri giris arayüzü kullanilarak filtre sentez programinin grafiksel arayüzü üzerinden filtre parametreleri seçilmektedir. Bulusun örnek bir uygulamasinda, amaçlanan Band Geçiren belirlenmistir. Yansima kaybinin ise 30 dB,den yüksek olmasi hedeflenmistir. Bastirma bandinin frekans araligi: fsi=l3500 MHz, fsz = 40000 MHz olarak seçilmistir. Alçak geçiren filtrenin spesifikasyonlari ise su sekilde seçilmistir: fq ise sentezlenecek iletim hatti (UE) - saplama (ST) yapisindaki alçak geçiren filtrenin çeyrek dalga boyu frekansidir. Bu frekans, denemelerle, filtre devresi dalga kilavuz (RectWG) yapisina dönüstürüldügünde dikdörtgen kesitli dalga kilavuz (RectWG) boyu 1 mm (milimetre) olacak biçimde seçilmis olup, daha kisa veya daha uzun da seçilebilir. Filtrenin giris ve çikislari WR75 tipi dalga kilavuzlariyla (RectWG) sonlandirilacaktir. Filtrenin giris ve çikislarinda kullanilacak söz konusu dalga kilavuzlarinin genisligi (a) 19.05 mm, dalga kilavuzlarinin yüksekligi (b) 9.525 mm olarak belirlenmistir. Filtre içindeki (giris ve çikislar haricindeki) diger dalga kilavuzlarinin genisligi (a) 19.05 mm, dalga kilavuzlarinin yükseklikleri (b) de degisken olacak sekilde ve multipaction olayinin engellenmesi için minimum deger olarak 3 mm alinmistir. Alçak geçiren filtreyi olusturacak iletim hatti (UE) ve saplama (ST) sayilari Nue=18 ve Nsmb=l7 olarak seçilmistir. Böylece filtrenin derecesi N: 17 + 18 = 35 olarak seçilmis oldu. Tasarimda kullanilacak parametreler belirlendikten sonra, seçilen devre elemanlari kullanilarak filtrenin tasarim asamasina geçilmektedir. Bulusun örnek uygulamasinda, seçilen devre elemanlari birbirine seri baglanmis, iletim hatti (UE) + saplama (ST) + iletim hatti (UE) + saplama (ST) + biçiminde, bir kaynak direnci (Rs) ve bir yük direnci (RL) arasinda olusturularak, Sekil 6aidaki gibi bir daginik parametreli bir alçak geçiren bir devre sentezlenmistir. Devre elemanlarinin empedans degerleri (Z), ilgili devre elemanlarinin altinda tek tek verilmistir. Bir sonraki adimda devrenin her iki ucuna birer evirici (I) (inverter) yerlestirilerek devre empedans düzeyi yükseltilmektedir. Bulusun örnek uygulamasinda kullanilacak dalga kilavuz (RectWG) kesitleri, devrenin en ortasindaki kilavuz parçasi için dalga kilavuzu genisligi (a) 19.05 mm, dalga kilavuzu yüksekligi (b) 3 mm olacak biçimde devre uçlarina birer evirici (I) yerlestirilmistir (Sekil 6b). Bir sonraki adimda devredeki iletim hatlari (UE) esdeger dalga kilavuzlarina (RectWG) dönüstürülmüstür (Sekil 60). Ardindan devre uçlarindaki empedanslar, filtrenin giris ve çikislarinda kullanilan dalga kilavuzunun (RectWG) belirli bir frekanstaki empedansi ile degistirilmistir. Bulusun örnek uygulamasinda söz konusu devre uçlarindaki empedanslar, dalga kilavuzu genisligi (a) 19.05 mm ve dalga kilavuzu yüksekligi (b) 9.525 mm olan söz konusu dalga kilavuzunun (RectWG) fp2=12700 MHz deki (arayüzden seçilmis olan, bant geçiren filtrenin köse frekansindaki) empedansi olan R: 494.76 Ohm olarak degistirilmistir (Sekil 6d). Burada frekansin fpz olarak seçilmesi band geçiren filtrenin üst kenarindaki bozulmanin engellenmesi ve ilerideki optimizasyon çalismalarinin kolaylasmasi içindir. Yine bu adimda devredeki kisa devre saplamalar (ST) esdeger kavitelere (C) (dalga kilavuzu türü saplamalara (ST)) dönüstürülmüstür. Bu dönüsüm sirasinda veya dönüstürülmeden önce saplama uzunluklari (h) bastirma bandi içinde degisik frekanslarda iletim sifiri (Transmission Zero-TZ) yaratacak biçimde ayarlanmistir (Sekil 6d). Bu iletim sifirlarinin söz konusu bastirma bandi ( içindeki dagilimi birkaç iterasyonla 60 dB den yüksek bastirma verecek biçimde elle ayarlanmistir (Sekil 6d). Sekil 60-6d,de gösterilen devrelerin altinda, iki satir halinde bazi degerler gösterilmektedir. Saplamalarin (ST) altindaki üst satirda saplama uzunlugu (11), alttaki satirda ise saplama genisligi (s) gösterilmistir. Dalga kilavuzlarinin (RectWG) altindaki üst satirda dalga kilavuzu uzunlugu ((1), alt satirda ise dalga kilavuzu yüksekligi (b) gösterilmektedir. Söz konusu saplama uzunluklari (h) (kavite yükseklikleri) ve dalga kilavuzu yükseklikleri (b) ayarlanarak, hem geçirme bandindaki (fp yansima kaybi hem de filtrenin seçiciligi ayarlanabilir. Örnegin Sekil 6d°deki saplama uzunluklari (11) ve dalga kilavuzu yükseklikleri (b) elle ayarlanarak Sekil 6eide gösterildigi gibi hem geçirme bandindaki yansima kaybi 34 dB,e yükseltilmis hem de bastirma bandinda 60 dB bastirma elde edilmistir. Son adimda, sentezlenen filtre ekranda gösterilmektedir. Bulusun örnek uygulamasinda sentezlenen alçak geçiren filtrenin geometrisi konsept olarak Sekil 6f5te gösterilmistir. Söz konusu alçak geçiren filtrenin toplam uzunlugu 18 iletim hatti (UE) x 1 mm + 17 saplama (ST) x 3 mm = 69 mm,dir. Bu da önceki teknikte (yani Referans [4],te) en yüksek performansa sahip filtrenin toplam uzunlugundan (8.5 cm) daha kisadir. Bu asamadan sonra, gerçek performans incelemesi ve ince ayarlar (süreksizliklerin etkileri), elektromanyetik simülasyon programlari kullanilarak yapilabilir. Tasarlanan devre bir üretim cihazi (örnegin CNC - Computer Numerical Control - Bilgisayar Sayimli Yönetim cihazi) kullanilarak üretilmektedir. Sonuç olarak, yukarida bahsedilen yöntem sayesinde Referans [4],teki filtre performanslari her bakimdan asilmistir: 0 Daha kisa filtre boyutu (6.9 mm), dolayisiyla, daha düsük araya girme kaybi saglanmistir, 0 Daha yüksek yansima kaybi (34 dB) saglanmistir, 0 Ayni yüksek seçicilik: 13500 MHz,de 60 dB bastirma saglanmistir, 0 Genis band bastirma saglanmistir (, 0 Gelistirilen yazilimla devre teorisi düzleminde çok hizli, çok kolay ve kontrollü tasarim gerçeklestirilebilmektedir, o Optimum hedefe çok yakin sonuçlar elde edildigi için E-M Optimizasyona ancak ince ayarlar için basvurulmaktadir, o Seçilen dalga kilavuzu genisligi (a) yüksek dereceli Modllara yol açarsa (TE20, TE30, ...) bunlarin engellenmesi için devredeki kilavuzlarin bazilarinin genis kenarlari (a) ayarlanabilir. TR TR DESCRIPTION KU-BAND MINIATURE WAVEGUIDE LOW PASS FILTER Technical Field This invention is a new invention for the waveguide technique design of Low Pass Filters that suppress harmonic and high order mode signals (to prevent interaction with other satellites) occurring in the output multiplexer (OMUX) channels in satellites. It's about the method. Prior Art A typical module used in Waveguide Low Pass (LV) filter structures is shown in three dimensions in Figure 1a. Ku-bandi LV filters are designed and produced by adding such modules one after the other. The module shown in the figure in question; It contains two cavity (C) resonators and waveguide (WG) parts connecting these cavities (C). The lengths of waveguides are indicated by "d", their width (wide side) by "a", their height (narrow side) by "b", cavity lengths by "s" and heights by "h". Generally, the width of the cavity (C) is taken to be the same as the waveguide width (a). In Figure 1b, the same dimensions are shown on the side section. In Figure 1c, a typical Wave Guide LV filter structure is shown in side section. The wide edge (a) of the wave guide parts determines the Modes of the electromagnetic waves propagating in these structures. The Fundamental Mode is taken as TELO. This Mode In order for , to propagate, the wave frequency (f) must be higher than the cut-off frequency (fcl0) of this Mode. As the frequency increases, in addition to the TELO Mode, undesirable Modes such as TEOl, TEZO, TE30, TE40 are also produced and the energy is distributed to these Modes and the signal is distorted. The AG filter is expected to suppress these unwanted Modes. In other words, only TELO Mode is expected to be emitted from the filter. In addition, even if only the TELO Mode is emitted in the filter, the power amplifiers in the system can also produce harmonics (nfo) of the main frequency (fo) and these harmonics can be emitted within the TelO Mode. The AG filter is also required to suppress these harmonics. The suppression frequency band covers a very wide region, 14-40 GHz for Ku-band filters (for 3rd harmonic suppression). The desired suppression amounts in this band are at very high levels, depending on the application. On the other hand, it is desired to show the filter input to the system. Such filters can be designed using two competing approaches: - By using "Filter Synthesis software" using Circuit Theory, - With EM Optimization approach using Electro-Magnetic Field (EM) theory. The advantages of filter synthesis approaches are that specifications such as filter pass band (Pass-Band-PB), suppression band (Stop-Band-SB) and PB-SB transition band, filter degree are under the control of the designer. Degree restrictions arising from synthesis software and, in some cases, difficulties in producing the element values obtained as a result of synthesis with the available technology are the disadvantages of the synthesis approach. These disadvantages of the synthesis approach have led to the development of EM Optimization techniques. With these techniques, the design is started directly with the EM optimization method with realizable element values and dimensions, and the optimization is continued until the targeted specifications are met. The disadvantages of this approach are the uncertainty as to whether the designed filter is optimum in every respect and the possibility of missing the advantages of the synthesis approach by leaving the control of the filter parameters entirely to the optimization software. There are many publications in the literature with various structures that can meet these specifications. Some of the articles published in recent years that exhibit the most assertive and modern approaches are explained below. In the article explained in Reference [1], the main filter (suppression filter) was synthesized with the Unit Element (UE - transmission line)-Series Stub combination using distributed parameter circuit theory, then the transmission lines were converted into waveguides and the Series Stubs were converted into cavities. The final structure was created by adding impedance matching circuits to the inputs and outputs of this circuit (Figure 2). Since the number of elements remains at low levels due to numerical error limitations in the synthesis software used, it cannot provide the very wide band suppression specifications in today's applications. In addition, step-type discontinuities and the inability to control the heights (b) of the waveguide parts lead to power limitation (multipaction). The new design method, which is the subject of this patent, is based on the filter specifications in these articles. New AG filter structures developed with this method provide the same or better specifications than the reference articles. The method is much simpler and easier than the methods used in references. The production of the resulting structures is also possible with standard technologies. In the article explained in Reference [2], sinusoidal profile cavities shown in Figure 37 were used instead of stubs (studs) to eliminate the power limitation problem caused by the discontinuities in the serial stub-UE steps in Reference [1]. With this structure, both high power levels were achieved and 60 dB suppression was achieved between 13.75-40 GHz. However, the total length could not fall below 21.8 cm (centimeters). This structure consists of three blocks: input-output matching circuits and main filter. In Reference [3], the LV filter is completely designed with the E-M Optimization approach. The structure is shown in Figure 45. In this approach, E-M models of the cavity and waveguides are derived in a wide frequency band. Using these models, Transmission Zeros (TZ) created by the cavities are determined in the EM environment using the Y-parameters of the equivalent circuits. The suppression band of the AG filter, which is formed by connecting the cavities one after the other, is shaped by spreading into the TZ,lari band of the cavities. The number of modules is selected depending on the suppression amount and suppression bandwidth. E-M Optimization begins by selecting estimated values for the dimensions of both the waveguide segments and the cavities. Dimensions are chosen so as not to cause power limitation problems. The structure shown in Figure 4 consists of three parts designed separately. The two parts on the left are two filters with different "a" dimensions. The third part is the impedance matching circuit. While the first filter on the left ensures the suppression of harmonics in TELO Mode, the second filter provides unwanted TE01, TE20, TE30 filters. , TE40, etc. Optimization determines both waveguide heights and cavity heights. Satisfactory results have been obtained for both high power and 14-40 GHz band suppression. Total size is around 15 cm. In the article explained in , the filter consists of three parts (input and output impedance matchers and the main suppression filter) as shown in Figure 5. In this structure, both the matching circuits and the main filter consist of a similar cavity and the waveguide parts separating them. heights (h) and cavity lengths (5), wave guide heights (b) and wave guide lengths ((1). The design is completely done with E-M Optimization. In optimization, the waveguide lengths (d) and cavity lengths (5) are kept very small and constant to ensure that the total size is short. The only variable parameters of the optimization are the cavity heights (h) and waveguide heights (b). The waveguide height (b) is kept above a certain value, taking into account the power limitation. The selectivity of the filter is reached to high values by adjusting the heights (h) of a large number of cavities to create TZ at the edge of the pass band. The 13.5-40 GHZ suppression of the filter designed with this approach is higher than 60 dB. Passband Reflection Loss is higher than 20 dB. The total filter size is reduced to 8.5 cm, which is much smaller than other approaches. This filter is designed to provide suppression in TE10 Mode only. Other TEnO Modes1 can be suppressed by adjusting the width (a) of the waveguides. References T. Lopetegi, and M. A. G. Laso, “A compact design of high-power spurious-free low-pass waveguide filters,” IEEE Microw. Wireless Compon. Lett., vol. 20, no. Performance Composite Corrugated Filters", IEEE MTT, Year: 2013, Volume: Zedler, F.J. Gört, R. Jost, T. Lopetegi, M. A.G.Laso,"Low-loss compact Ku-band waveguide low-pass filter," IEEE MTT-S , Phoenix, AZ, 2015. Problems Solved by the Invention This invention is related to a 40 GHZ computer-aided design method for the design of Low Pass Filters using the waveguide technique, which suppresses the harmonic and high order mode signals occurring in the output multiplexer channels in satellites. Low Pass Filter, which suppresses at least 60 dB up to C, is given as an example application. In the new approach developed, filter design is started with a new software that can synthesize very high order filters, and all the capabilities and advantages of the synthesis approach are used to the fullest, very close to the targeted structure and specifications. After reaching this point, EM Optimization is started. Thus, the advantages of both approaches are used to the fullest. Another feature that distinguishes this method from the approaches in the references mentioned above can be summarized as follows: in the approaches in these references, the filters consist of three parts (suppression filter, input impedance matching circuit and output matching circuit). ) and these parts are optimized separately and then brought together and re-optimized. With the synthesis method developed in this invention, very high order and very small size filters are designed as a single piece. In other words, in the new approach developed in this invention, the entire filter, that is, both the matching and suppression circuits, can be synthesized as a single piece. Thus, all circuit elements contribute to both impedance matching and suppression. This helps to shorten filter sizes, increase selectivity and increase the suppression level. In addition, with improved circuit transformations, both power, cavity dimensions, and waveguide length and height can be controlled. This eliminates power limitation (multipaction) problems. In the new approach, the performance of the structure in Reference [4], which appears to be the most successful in the literature, is targeted. Instead of the insufficient synthesis technique used in Reference [1], a new filter synthesis method that can synthesize much higher order and very short size filters has been developed. It has been shown that with this synthesis method, it is possible to design much better filters than those developed in other reference publications using the E-M Optimization approach, in a much more controlled and easy way. In summary, thanks to the computer-aided design method that is the subject of the invention: Almost all of the design is done with the exact synthesis method at the circuit theory level, but at the final stage, EM Optimization is used for minor corrections. The size of the filter can be reduced to smaller sizes. Return Loss in the pass band can reach much higher levels than other approaches because all elements contribute to impedance matching. - The power limitation problem can be improved. If necessary, higher suppression can be achieved. - Selectivity can be adjusted as desired. Detailed Description: A computer-aided design method implemented to achieve the purpose of this invention is shown in the attached figures and these figures are; a) It is a perspective view of a typical module used in Waveguide Low Pass filter structures. b) Figure 1a is the side sectional view of the module. c) Side section view of a typical Waveguide Low Pass filter structure. Reference [1] is the side sectional view of the circuit. It is the side sectional view of the circuit with sinusoidal profile cavities mentioned in Reference [2]. a) It is the side sectional view of the three-piece circuit mentioned in Reference [3]. b) It is the top sectional view of the circuit in Figure 4a. Reference [4] It is the side section view of the mentioned three-piece circuit. a) - e) The design steps of the method of the invention. f) The parts in the figures are numbered one by one, and the corresponding numbers are given below. 3. Waveguide width b. guide height (1. Waveguide length C. Cavity h. Cavity height/Stud length s. Cavity length/Stud width ST. Stud UE. Transmission line Rs. Source resistance RL. Load resistance RectWG. Waveguide FTZ. Finite transmission zero Z . Impedance value PB. Pass band A computer-aided design method for designing a Ku-Band Miniature Waveguide Low Pass Filter that suppresses harmonic and high order mode signals occurring in the output multiplexer channels in satellites; - selection of filter parameters via the graphical interface of the filter synthesis program using the data input interface, - a scattering of transmission lines (UE) and short-circuit studs (ST) connected in series between a source resistor (Rs) and a load resistor (RL). creation of a parameterized low-pass circuit, - placing an inverter (I) at each end of the created circuit, - converting the transmission lines (UE) in the circuit into equivalent waveguides (RectWG), - changing the impedances at the circuit ends to the corner frequency of the waveguides (RectWG) used at the inputs and outputs of the filter. - changing the studs (ST) in the circuit into equivalent cavities (C), - adjusting the stud lengths (h) to create transmission zeros at more than one frequency within the suppression band, - adjusting the stud lengths (h) and waveguide heights (b), It includes the steps of adjusting the reflection loss in the pass band and the selectivity of the filter, - displaying the synthesized filter on the screen. This invention is a computer-aided design method for designing the Ku-Band Miniature Waveguide Low Pass Filter, and this method; a data input interface for receiving design parameters from the user (a keyboard, mouse, touch screen...), a memory unit that stores the filter synthesis software with a graphical user interface (a hard disk, flash disk, external hard disk). It can be implemented on an electrical device (e.g. a desktop computer, laptop, tablet computer, etc.) that includes a processor unit adapted to run the filter synthesis software, and a display for the graphical representation of the designed circuit and its simulations. The filter synthesis software in question has a graphical user interface and through this interface; selection of the elements of the filters to be synthesized (transmission line (UE), stub (ST), inverter (1)...), determination or subsequent modification of the specifications of these elements and filters (e.g. cavity length (s), cavity height/stub lengths (h) , adjusting the waveguide width (a), waveguide height (b) and waveguide length (d), adjusting the frequencies of the pass/suppression bands, converting the filter circuit to the waveguide (RectWG) structure, and the return loss of the synthesized circuit. and reflection loss simulation can be performed. In the new approach, the design of a Band Pass filter starts in the form of a Diffused Parameter Low Pass filter. Transmission lines (UE) and short-circuit studs (ST) in the circuit are converted into waveguides (RectWG) with equivalent impedance (Ref-[1]). Due to the High Pass properties of waveguides, the circuit acts like a Band Pass filter. In the literature, such circuits are referred to as Waveguide Low Pass Filters (Ref-[l]-[4]). The steps of designing a Ku-Band Miniature Waveguide Low Pass Filter realized with the computer-aided design method of the invention are shown on an example filter in Figures 6a-6e. In Figure 6a, the low-pass filter consisting of the transmission line (UE) and short-circuit studs (ST), in Figure 6b, the circuit scaled using inverters (I) according to the selected waveguide (RectWG) cross-section dimensions, in Figure 6c, the lengths of the short-circuit studs (h ) to emit finite transmission zeros (FTZ) in the suppression band, creating the initial circuit by converting transmission lines (UE) and stubs (ST) into equivalent waveguides (RectWG) in Figure 6d, waveguide heights (b) and stub lengths (in Figure 6d). h) is shown to reach the targeted values in the pass and suppression bands (suppression 60dB and reflection loss 34dB). In the first step of the method of the invention, the filter parameters are selected through the graphical interface of the filter synthesis program using the data input interface in question. In an example application of the invention, the intended Pass Band is selected. The reflection loss is targeted to be higher than 30 dB. The frequency range of the suppression band is selected as: fsi = l3500 MHz, fsz = 40000 MHz. The specifications of the low-pass filter were chosen as follows: fq is the quarter wavelength frequency of the low-pass filter in the transmission line (UE) - stub (ST) structure to be synthesized. This frequency was chosen through trials, so that when the filter circuit was converted to a waveguide (RectWG) structure, the rectangular cross-sectional waveguide (RectWG) length was 1 mm (millimeter), and it can be chosen shorter or longer. The inlets and outlets of the filter will be terminated with WR75 type waveguides (RectWG). The width of the waveguides to be used at the inlets and outlets of the filter was determined as (a) 19.05 mm, and the height of the waveguides (b) was determined as 9.525 mm. The width of the other waveguides in the filter (except for the inputs and outputs) was taken as (a) 19.05 mm, and the heights of the waveguides (b) were also variable and 3 mm was taken as the minimum value to prevent multipaction. The transmission line (UE) and stub (ST) numbers that will form the low-pass filter are selected as Nue=18 and Nsmb=17. Thus, the degree of the filter was selected as N: 17 + 18 = 35. After determining the parameters to be used in the design, the design phase of the filter is started using the selected circuit elements. In the exemplary application of the invention, the selected circuit elements are connected to each other in series, in the form of transmission line (UE) + stub (ST) + transmission line (UE) + stub (ST) +, formed between a source resistance (Rs) and a load resistor (RL). A low-pass circuit with distributed parameters has been synthesized as shown in Figure 6. The impedance values (Z) of the circuit elements are given one by one under the relevant circuit elements. In the next step, the circuit impedance level is increased by placing an inverter (I) at both ends of the circuit. The wave guide (RectWG) sections to be used in the sample application of the invention are an inverter (I) placed at each circuit end so that the wave guide width (a) is 19.05 mm and the wave guide height (b) is 3 mm for the guide part in the middle of the circuit (Figure 6b). In the next step, the transmission lines (UE) in the circuit were converted into equivalent waveguides (RectWG) (Figure 60). Then, the impedances at the circuit ends were changed with the impedance of the waveguide (RectWG) used at the inputs and outputs of the filter at a certain frequency. In the example application of the invention, the impedances at the circuit ends in question are at fp2 = 12700 MHz (at the corner frequency of the bandpass filter selected from the interface) of the waveguide (RectWG) in question, with the waveguide width (a) 19.05 mm and the waveguide height (b) 9.525 mm. The impedance R was changed to 494.76 Ohm (Figure 6d). Choosing the frequency as fpz here is to prevent distortion at the upper edge of the bandpass filter and to facilitate future optimization studies. Again, in this step, the short-circuit studs (ST) in the circuit are transformed into equivalent cavities (C) (waveguide type studs (ST)). During or before this conversion, the stud lengths (h) were adjusted to create a transmission zero (TZ) at different frequencies within the suppression band (Figure 6d). The distribution of these conduction zeros within the suppression band in question was manually adjusted over several iterations to give suppression higher than 60 dB (Figure 6d). Below the circuits shown in Figure 60-6d, some values are shown in two lines. In the upper row below the studs (ST). The stud length (11) is shown in the bottom row, and the stud width (s) is shown in the upper row below the wave guides (RectWG). The wave guide length ((1) is shown in the bottom row. The stud lengths in question (h) are shown. By adjusting the cavity heights (cavity heights) and waveguide heights (b), both the reflection loss in the pass band (fp) and the selectivity of the filter can be adjusted. For example, by manually adjusting the stub lengths (11) and waveguide heights (b) in Figure 6e, both The reflection loss in the pass band was increased to 34 dB and 60 dB suppression was achieved in the suppression band. In the last step, the synthesized filter is displayed on the screen. The geometry of the low-pass filter synthesized in the sample application of the invention is shown as a concept in Figure 6f5. The total length of the low-pass filter in question is 18 transmission lines (UE) x 1 mm + 17 stubs (ST) x 3 mm = 69 mm. This is shorter than the total length (8.5 cm) of the filter with the highest performance in the previous art (i.e. Reference [4],te). After this stage, actual performance review and fine tuning (effects of discontinuities) can be made using electromagnetic simulation programs. The designed circuit is produced using a production device (for example, CNC - Computer Numerical Control - Computer Numerical Control device). As a result, thanks to the method mentioned above, the filter performances in Reference [4] are exceeded in every respect: 0 Shorter filter size (6.9 mm), therefore, lower insertion loss is achieved, 0 Higher reflection loss (34 dB) is achieved, 0 Same high selectivity: 60 dB suppression is provided at 13500 MHz, 0 Broadband suppression is provided (, 0 With the developed software, very fast, easy and controlled design can be achieved on the circuit theory plane, o Since results very close to the optimum target are obtained, only fine adjustments can be made to E-M Optimization o If the selected waveguide width (a) leads to high order Modules (TE20, TE30, ...) the wide edges (a) of some of the guides in the circuit can be adjusted to prevent them.TR TR