SU993411A1 - Dc voltage to three-phase quasisinusoidal voltage converter - Google Patents
Dc voltage to three-phase quasisinusoidal voltage converter Download PDFInfo
- Publication number
- SU993411A1 SU993411A1 SU813338048A SU3338048A SU993411A1 SU 993411 A1 SU993411 A1 SU 993411A1 SU 813338048 A SU813338048 A SU 813338048A SU 3338048 A SU3338048 A SU 3338048A SU 993411 A1 SU993411 A1 SU 993411A1
- Authority
- SU
- USSR - Soviet Union
- Prior art keywords
- auxiliary
- output
- phase
- voltage
- transformer
- Prior art date
Links
Description
(5) ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ В ТРЕХФАЗНОЕ КВАЗИСИНУСОИДАЛЬНОЕ(5) CONVERTER VOLTAGE CONVERTER TO THREE-PHASE QUASISUSUSIDOIDAL
Изобретение относитс к преобразовательной технике и может быть использовано в системах электропитани и электропривода дл преобразовани посто нного напр жени в трехфазное квазисинусоидальное. Известен трехфаз ный инвертор, содержащий трехфазный мост управл емых ключей, подключенный к входным выводам , дополнительную двухтактную чейку, выход которой подключен между выводом дл подключени средней точки источника питани и выводом дл подключени нулевой точки трехфазной нагрузки, причем двухтактна чейка имеет дополнительный выход, который подключен через.дополнительные управл емые ключи переменного то ка к выходу трехфазного моста и к вы воду дл подключени нулевой точки трехфазной нагрузки. На выходе-трехфазного моста формируетс двухступен чатое напр жение, коэффициент гармоник которого равен К 31,08%. Это напр жение суммируетс с напр х(ением двухтактной чейки, работающей на частоте , превышающей выходную в три раза и на нагрузке формируетс трехфазное трехступенчатое напр жение с К 15,2%. Дл согласовани уровней посто нного входного и переменного выходного напр жений требуетс включение выходного трансформатора, работающего на выходной частоте инвертора . Это увеличивает массу и габариты , ухудшает энергетические и динамические показатели инвертора. Кроме того, инвертор имеет ограниченные функциональные возможности, так как требуютс выводы от средней точки источника питани и нулевой точки трехфазной нагрузки, что не всегда возможно выполнить Cl 3. Недостатком данного инвертора вл етс несинусоидальна форма кривой выходного напр жени , больиа масса и габариты, ограниченные функциональные возможности. Известен также преобразователь по сто нного напр жени в трехфазное пе ременное, содержащий основной однофа ный генератор с основным выходным трансформатором, три вторичные обмотки которого содержат отводы от средних точек и соединены через три первых ключа переменного тока в замк нутый треугольник, вершины которого соединены непосредственно с выходными выводами преобразовател , и вспомогательный , инвертор с вспомогательным выходным трансформатором, содержащим три вторичные обмотки, кажда из которых включена через второй ключ переменного тока между указанны отводом и противоположной вершиной треугольника. Основной и вспомогательный инверторы работают на частотах , превышающих выходную частоту преобразовател в три и шесть раз соответственно. При этом фаза выходного напр жени вспомогательного инвертора мен етс на 180 эл.град. через каждый полупериод выходного напр жени преобразовател . Суммиру выходные напр жени основного и вспо могательного инверторов на отдельных интервалах, формируют трехфазное тре ступенчатое напр жение, коэффициент гармоник которого равен 2. Недостатком указанного преобразов тел вл ютс несинусоидальна форма кривой выходного напр жени , относи™ тельно большое число ключей переменного тока, включенных на вторичной стороне трансформатора. Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому вл етс преобразователь посто нного напр жени в трехфазное квазисинусЬидальное содержащий основной и вспомогательный однофазные инверторы, нагруженные , соответственно, на первичные обмотки основного и вспомогательного трансформаторов, вторичные обмотки которых соединены в две фазы и включены по схеме открытого треугольника , вершины которого непосредствен но св заны с выходными выводами преобразовател , а кажда из указанных фаз содержит две параллельные ветви, в одну из которых включены последова тельно обмотки основного и вспомогательного трансформаторов, а в другую обмотка основного трансформатора, причем одни концы ветвей соединены между собой непосредственно, а другие - через ключи переменного тока. 14 Выходное трехфазное напр жение преобразовател имеет трехступенчатую форму и создаетс путем суммировани или вычитани напр жений вторичных обмоток основного и вспомогательного трансформаторов СЗ Недостатком известного преобразовател вл етс несинусоидальна форма кривой выходного напр жени , в которой содержатс высшие гармоники с пор дковыми номерами rt 11,13,23, 25 ...., а коэффициент гармоник этого напр жени равен 15,2. Это приводит к увеличению потерь в потребителе или необходимости установки выходных фильтров. Цель изобретени - улучшение качества выходного напр жени путем формировани N ступенчатой, близкой к синусоидальной, формы кривой выходного напр жени . Указанна цель достигаетс тем, что в преобразователе посто нного напр жени в трехфазное квазисинусоидальное , содержащем основной и вспомогательный однофазные инверторы, нагруженные , соответственно, на первичные обмотки основного и вспомогательного трансформаторов, вторичные обмотки которых соединены в две фазы, включенные по схеме открытого треугольника , вершины которого непосредственно св заны с выходными выводами преобразовател , причем кажда из указанных фаз содержит две параллельные ветви, в первую из которых включена вторична обмотка основного трансформатора , а во вторую - последовательно включены вторичные обмотки основного и вспомогательного трансформаторов, причем одни концы этих ветвей соединены между собой непосредственно, а другие - через ключи переменного тока, он снабжен т-1 вспомогательными однофазными инверторами, выходы которых соединены с первичными обмотками т-1 вспомогательных трансформаторов , содержащих по две вторичных обмотки, кажда из которых включена последовательно в упом нутую вторую ветвь каждой из двух фаз, причем коэффициенты трансформации основного трансформатора по вторичным обмоткам HQ., KQ включенным в первую и вторую ветви каждой фазы, а также коэффициент трансформации i-ro вспоК выбимогательного трансформатора реют из соотношени .(N+1). где N 3 число ступеней на шестой части периода выходного напр жени ; m - общее число вспомогательных транс форматоров; i 1,2,3,..., rn - nopmковый номер вспомогательного трансфер матора. На фиг. 1 представлена схема предлагаемого преобразовглел ; на фиг. 2 формы напр жений на рбмотках трансфор матора, временна диаграмма импульсов управлени ключами и форма выходного линейного напр жени дл случа m 2, N 9. Преобразователь содержит основной и вспомогательный инверторы 1 и 2, выходы которых соединены соответственно с первичными обмотками трансфор маторов 3 и 4, вторичные обмотки которых соединены через ключи перемен ного тока 11-14 с выходными выводами преобразовател . Кроме того, преобразователь содержит однофазный вспомога тельный инвертор 15 и трансформатор 16, подключенный к его выходу, вторичные обмотки 17 и 18 которого включены последовательно с вторичными обмотками основного и вспомогательного трансформаторов. Устройство работает следующим образом . Однофазные инверторы 1, 2 и 15 синхронизированы и управл ютс таким образом, что на их выходах создаютс переменные напр жени , 11р4 fyfy формы которых представлены на йиг.2а, Управление ключами осуществл етс импульсами напр жени , диаграмма кото рых представлена на фиг. 26. Причем импульсы, соответствующие графику Ц, подаютс на ключ 11, графику на ключ 12 и т.д. Дл получени выходного напр жени , близкого по форме к синусоидальноку, амплитуды его ступеней выбирают из услови посто нства разности амплитуд двух любых смежных ступеней, При этом амплитуды ступеней отсчитываютс от оси абсцисс (фиг. 2в). Длительность каадой ступени с первой по дев тую включительно равна Л/27, а длительность дес той ступени равна J/3 эл.град. Крива с такими параметрами ступеней имеет коэффициент гармоник 5,2. Дл 9 116 получени напр жени с указанными амплитудами ступеней величины напр жений на вторичных обмотках 5-10 ( %-4)-(о) и 7,18 (Ц„-т-Ц,|в) трансформаторов 3, J и 16 должны быть св заны с амплитудами первой U,j, третьей Uj, п той Uj и дес той ступеней выходного линейного напр жени следующим образом: ОП . Un/r и„-, и, 05- 08 10 т„е. отношение коэффициентов трансформации основного трансформатора по обмоткам 6 и В, включенным в первые ветви, и по обмоткам 5 и 7, включенным во вторые ветви фаз, а таюхе вспомогательных трансформаторов k и 16 следует выбирать из. соотношени : К02 4- 10:5:3:1. случа m вспомогательных трансформаторов коэффициенты трансформации основного трансформатора по вторичным обмоткам, включенным в первую и вторую ветви фаз преобразовател , а также Коэффициент трансформации 1-го вспомогательного трансформатора выбирают из соотношени : % вГ- - Т где N 3 - число ступеней на шестой части периода выходного напр жени ; т- общее число вспомогательных трансформаторов; i 1,2,...,m - пор дковвый номер вспомогательного трансформатора . При m 1,2,3,,..., соответствуюее число ступеней на шестой части периода выходного напр жени будет 3,9i17,8l,... Задава неравно N бходимое число ступеней из этого да, можно определить необходимое исло вспомогательных трансформатоов (П . Формирование п той дес той ступеней выходного напр ени осуществл ют путем подключени бмоток 5, 7 или 6, 8 к соответствуюим выходным выводам преобразовате . Остальные ступениформируют пуем суммировани или вычитани нар жений обмоток 5,9, 17 или 7, 10, 18. Например, ампгмтуды ступеей с первой по дев тую определ ют следующим образом: Полупериод выходного напр жени можно разбить на 27 равных интервалов (элементарных ступеней). На первом интервале замыкают клю чи 11 и 1. При этом к выводам А и В прикладываетс алгебраическа сум ма напр жений обмоток 5, 9-и 17, равна Uc- Ua- U-, UABI 05 Uo9 u К выводам В и С - напр жение обИотки 8 iO к выводам С и А -(UftBl Ueci) -Ui + Uio э В результате формируютс перва положительна , дес та отрицательна и дев та положительна ступени линейных напр жений идц, Ugj., . На втором интервале исчезает напр жение на обмотках трансформатора 16 (фиг. 2а), а замкнутыми остаю с те же ключи, поэтому линейные на пр жени станов тс равными: Uo5- Uo9 из UQ,, ZCl -Uo8 Цо. UCA2 -(UAB2 %2 Т.е. формируютс втора положительна , дес та отрицательна и восьма положительна ступени линейных наНр жений вс сАНа третьем интервале мен етс по л рность напр жений на обмотках тра форматора 1б, а к выходным выводам преобразовател остаютс подключенн те- же обмотки, поэтому 05- Ug - , tf об- 1о -() -из и о-и-Г При этом формируютс треть положительна , дес та отрицательна и се ма положительна ступени линейных напр жений. На следующих интервалах работа преобразовател происходит аналогич но описанному в соответствии с форм ми напр жений на обмотках трансформаторов и диаграммой импульсов управлени ключами. В результате рабо ты преобразовател на .его выходе со здаетс дес тиступенчатое напр жени форма которого представлена на фиг. Подключение любой ветви схемы с помощью ключей переменного тока обе печивает возможность прохождени то в двух направлени х и посто нство р 1t ности потенциалов фаз в течение каждого интервала. Это обуславливает работоспособность преобразовател при любом коэффициенте мощности нагрузки с неизменной формой кривой выходного напр жени . Предлагаемый преобразователь обладает теми преимуществами по сравнению с известным, что имеет лучшую форму кривой выходного напр жени (дес тиступенчатую вместо трехступенчатой , коэффициент гармоник которой равен Кр 5,2% вместо Кр 15,2% в прототипе; обладает более высоким КПД и быстродействием, жесткой внешней характеристикой, лучшей симметрией выходных напр жений, независимостью их от величины и характера нагрузки, отсутствием возможных автоколебаний в системе преобразователь-нагрузка за счет исключени выходных фильтров. Кроме того, позвол ет более полно компенсировать реактивную мощность нагрузки, передава ее из фазы в фазу, а следовательно, уменьшить емкость конденсаторов, устанавливаемых на входе преобразовател . Важным достоинством предлагаемой схемы преобразовател вл етс также то обсто тельство, что с увеличением количества ступеней выходного напр жени число ключей переменного тока в выходных цеп х преобразовател остаетс равным k. Это благопри тно сказываетс на надежность работы преобразовател , так как увеличение числа спючей на вторичных сторонах трансформаторов более нежелательно, чем на первичных из-за большей сложности Ю1ючей, меньшей надежности их коммутации , обусловленной большими величинами напр жений, прикладываемых к ключам и более сложными устройствами коммутации. При этом, использование указанных выше соотношений между коэффициентами трансформации основного и вспомогательного трансформаторов позвол ет значительно улучшить форму кривой выходного напр жени без существенного усложнени схемы. При добавлении одного вспомогательного инвертора и трансформатора число ступеней на шестой части периода выходного напр жени увеличиваетс и три раза. Например, использование трех вспомогательных трансформаторов позвол ет сформировать кривую с 27-ю ступен ми на шестой части периода, т,е.The invention relates to converter technology and can be used in power supply and electric drive systems for converting a constant voltage to a three-phase quasi-sinusoidal. A three-phase inverter is known, comprising a three-phase controllable key bridge connected to the input terminals, an additional push-pull cell, the output of which is connected between the output for connecting the midpoint of the power supply and the output for connecting the zero point of the three-phase load, and the push-pull cell has an additional output that is connected via additional controlled switches of alternating current to the output of the three-phase bridge and to the output for connecting the zero point of the three-phase load. At the output of a three-phase bridge, a two-stage voltage is formed, the harmonic coefficient of which is K 31.08%. This voltage is summed with the voltages (a push-pull cell operating at a frequency three times higher than the output and a three-phase three-stage voltage with K 15.2% is generated at the load. To match the levels of the constant input and variable output voltages, it is necessary to turn on the output transformer operating at the output frequency of the inverter. This increases the weight and size, affects the energy and dynamic performance of the inverter. In addition, the inverter has limited functionality, since Conclusions from the midpoint of the power supply and the zero point of the three-phase load are buoyed that it is not always possible to carry out Cl 3. The disadvantage of this inverter is the non-sinusoidal shape of the output voltage curve, the large mass and dimensions, limited functionality. into a three-phase variable containing a main single-phase generator with a main output transformer, whose three secondary windings contain taps from middle points and are connected through the first three an AC key into a closed triangle, the vertices of which are connected directly to the output terminals of the converter, and an auxiliary inverter with an auxiliary output transformer containing three secondary windings, each of which is connected via a second AC key between the indicated retraction and the opposite apex of the triangle. The main and auxiliary inverters operate at frequencies that exceed the output frequency of the converter three and six times, respectively. In this case, the phase of the output voltage of the auxiliary inverter changes by 180 degrees. through each half period of the output voltage of the converter. The sum of the output voltages of the main and auxiliary inverters at individual intervals form a three-phase traction voltage, the harmonic coefficient of which is 2. The disadvantage of this transducer is the non-sinusoidal shape of the output voltage, a relatively large number of AC switches connected to secondary side of the transformer. The closest in technical essence to the proposed invention is a converter of constant voltage into three-phase quasi-sinus containing containing main and auxiliary single-phase inverters, loaded, respectively, on the primary windings of the main and auxiliary transformers, the secondary windings of which are connected in two phases and connected according to an open triangle, the vertices of which are directly connected to the output terminals of the converter, and each of these phases contains two parallel branches, into one and which are incorporated successively winding main and auxiliary transformers, and in another winding of the main transformer, the one ends of the branches are interconnected directly, and the other - with the AC keys. 14 The output three-phase voltage of the converter has a three-step form and is created by summing or subtracting the voltages of the secondary windings of the main and auxiliary NW transformers. The disadvantage of the known converter is the non-sinusoidal shape of the output voltage curve, which contains higher harmonics with sequence numbers rt 11,13, 23, 25 ...., and the harmonic coefficient of this voltage is 15.2. This leads to increased losses in the consumer or the need to install output filters. The purpose of the invention is to improve the quality of the output voltage by forming an N stepwise, almost sinusoidal, shape of the output voltage curve. This goal is achieved by the fact that in a constant-voltage converter into a three-phase quasi-sinusoidal, containing the main and auxiliary single-phase inverters, loaded, respectively, on the primary windings of the main and auxiliary transformers, the secondary windings of which are connected in two phases, connected according to the open triangle, tops which are directly connected to the output pins of the converter, each of these phases contains two parallel branches, the first of which includes the secondary winding of the main transformer, and the second - the secondary windings of the main and auxiliary transformers are sequentially connected, with one ends of these branches being directly connected to each other, and others through alternating current keys, it is equipped with m-1 auxiliary single-phase inverters, the outputs of which are connected to primary windings t-1 of auxiliary transformers each containing two secondary windings, each of which is connected in series to the said second branch of each of the two phases, the coefficient The transformation transformers of the main transformer along the secondary windings HQ., KQ included in the first and second branches of each phase, as well as the transformation ratio of the i-ro transducer of the output transformer, are calculated from the ratio. (N + 1). where N 3 is the number of stages in the sixth part of the period of the output voltage; m is the total number of auxiliary transformers; i 1,2,3, ..., rn is the nopm number of the auxiliary transfer of the mator. FIG. 1 shows the scheme of the proposed conversion; in fig. 2 voltage forms on transformer transformer windings, timing diagram of key control pulses and output linear voltage waveform for cases m 2, N 9. The converter contains main and auxiliary inverters 1 and 2, the outputs of which are connected respectively to the primary windings of transformers 3 and 4 The secondary windings of which are connected via AC 11-14 switches with the output terminals of the converter. In addition, the converter contains a single-phase auxiliary inverter 15 and a transformer 16 connected to its output, the secondary windings 17 and 18 of which are connected in series with the secondary windings of the main and auxiliary transformers. The device works as follows. Single-phase inverters 1, 2, and 15 are synchronized and controlled in such a way that variable voltages are created at their outputs, 11p4 fyfy forms of which are represented in Fig. 2.a. The key is controlled by voltage pulses, the diagram of which is shown in FIG. 26. Moreover, the pulses corresponding to the graphic C are sent to key 11, graphics to key 12, etc. To obtain an output voltage that is close in shape to a sinusoidal wave, the amplitudes of its steps are selected from the condition that the amplitudes of two arbitrary adjacent steps differ. The amplitudes of the steps are measured from the x-axis (Fig. 2c). The duration of a stage from the first to the ninth, inclusive, is L / 27, and the duration of the tenth stage is J / 3 el. A curve with such parameters of steps has a harmonic coefficient of 5.2. For 9 116 receiving voltage with the specified amplitudes of the steps of the magnitude of the voltages on the secondary windings 5-10 (% -4) - (o) and 7.18 (Cn-C-C, | c) transformers 3, J and 16 must be related to the amplitudes of the first U, j, third Uj, fifth Uj, and ten stages of the output linear voltage as follows: OP. Un / r and „-, and, 05- 08 10 t„ e. the ratio of the transformation ratios of the main transformer in the windings 6 and B included in the first branches and in windings 5 and 7 included in the second branches of the phases, and the auxiliary transformers k and 16 should be chosen from. ratios: K02 4-10: 5: 3: 1. case of auxiliary transformers, the transformation ratios of the main transformer for the secondary windings included in the first and second branches of the converter phases, and the transformation ratio of the 1st auxiliary transformer is chosen from the ratio:% VG - T where N 3 is the number of steps in the sixth part of the output period stress; t is the total number of auxiliary transformers; i 1,2, ..., m is the order number of the auxiliary transformer. With m 1,2,3 ,, ..., the corresponding number of stages on the sixth part of the period of the output voltage will be 3.9i17.8l, ... By specifying the required number of stages from this yes, the required number of auxiliary transformers ( P. The formation of the fifth tenth steps of the output voltage is carried out by connecting the windings 5, 7 or 6, 8 to the corresponding output terminals of the converter. The remaining steps are formed by a stream of summation or subtraction of the overvoltage of the windings 5,9, 17 or 7, 10, 18. For example, the amplitudes from the first to the ninth steps determine as follows: The half-period of the output voltage can be divided into 27 equal intervals (elementary steps). In the first interval, the keys 11 and 1 are closed. At the same time, the algebraic sum of the windings 5, 9 and 17 is applied to terminals A and B Uc- Ua- U-, UABI 05 Uo9 u To terminals B and C - the voltage of the device is 8 iO to the terminals C and A - (UftBl Ueci) -Ui + Uio e As a result, the first is positive, tenth is negative and ninth is positive steps of linear stresses IDC, Ugj.,. In the second interval, the voltage on the windings of the transformer 16 (Fig. 2a) disappears, and the keys remain closed with the same keys, so the linear voltage on the yarn becomes equal: Uo5 to Uo9 from UQ ,, ZCl -Uo8 Tso. UCA2 - (UAB2% 2). In other words, the second positive, tenth negative and eighth positive steps of all the linear stresses are generated in the third interval, the polarity of the voltages on the windings of the transformer 1b varies, and the output terminals of the converter remain connected windings, so 05-Ug -, tf about-1о - () -iz and o-i-T This forms a third positive, tenth is negative and a whole positive level of linear voltage. At the following intervals, the converter works in a similar way described in accordance with the odds voltages on the windings of transformers and a diagram of key control pulses. As a result, the converter at its output generates a ten-step voltage whose form is shown in Fig. Connecting any branch of the circuit using alternating current keys both makes it possible to pass in two directions x and the constant p 1t of the potential of the phases during each interval. This determines the efficiency of the converter at any power factor of the load with a constant form of the output curve. voltage. The proposed converter has the advantages in comparison with the known one, which has the best output voltage curve shape (ten-step instead of three-step, the harmonic coefficient of which is Cp 5.2% instead of Cd 15.2% in the prototype; it has higher efficiency and speed, external characteristic, better symmetry of the output voltages, their independence from the magnitude and nature of the load, the absence of possible self-oscillations in the converter-load system due to the exclusion of output filters. In addition, the reactive power of the load can be more fully compensated by transferring it from phase to phase and, consequently, reducing the capacitance of the capacitors installed at the input of the converter. An important advantage of the proposed converter circuit is also the fact that with an increase in the number of output voltage levels the number of ac keys in the output circuits of the converter remains equal to k. This favorably affects the reliability of the operation of the converter, since the increase in the number of spikes on the secondary sides of the transformer more desirable than primary because of the greater complexity Yu1yuchey, their reliability at the switching caused by large values of the voltages applied to the keys and more complex switching device. At the same time, using the above relations between the transformation ratios of the main and auxiliary transformers allows us to significantly improve the shape of the output voltage curve without significantly complicating the circuit. When adding one auxiliary inverter and transformer, the number of steps in the sixth part of the output voltage period increases three times. For example, the use of three auxiliary transformers makes it possible to form a curve with 27 steps in the sixth part of the period, i, e.
.получить практически синусоидальную форму. При этом амплитуды пр моугольных напр жений втор1«ных обмоток основного трансформатора, включенных в первую и вторую ветви фаз, а также трех вспомогательных трансформаторов должны относитьс между собой как 28:1иЭ:3:1 и св заны с ампштудами ступеней формируемого напр жени следующим образом:.to get almost sinusoidal form. At the same time, the amplitudes of the rectangular voltages of the secondary windings of the main transformer included in the first and second phase branches, as well as of the three auxiliary transformers should be related to each other as 28: 1E: 3: 1 and associated with the amplitudes of the steps of the voltage being formed as follows :
JrpOf 2б Цро2 J-M Р8-Г 9 JrpOf 2b Cro2 J-M P8-G 9
Urpecf из игрез и. а ступени линейных напр жений формируют путем суммировани или ш читани этих напр жений:Urpecf of games and. and the steps of linear stresses are formed by summing or reading these stresses:
и-,А- UQ - ич - и. и,and -, and - UQ - ich - and. and,
U14U14
1one
и,4- U9 - из, из и .,4-и 9 Ui, U4 Ui4- Us - Ui, Us- U9, Ue Ui4-U9-+ Ur, UT Ug U3-U, Uft U-J4.- ид+из, Ug Ui4-U9+ , Uio Ui4- из- U-f, U-,., ( Uj, Ui2 Ui4- из 4 U-t, Ui3 U, Vo2 75 Ui , Ul6 Ui4+ Ui - U, Un U-,44U3, Ui8 -Ui4-«-U3 - Ui,-Ut9 Ui4 Ug-U3 - U, U2o U-,44U9 - Uj, (i Ui4-f-U9-U3 + Щ, U22 Ui4 Ug Ui, U23- , U24 Ui4-f U9 - U, U25 U-f44 Ug + Uj-Ui , U2b Ui4+U9- U3, . + U9 4 из 4 U. and 4- U9 - from, from and., 4- and 9 Ui, U4 Ui4- Us - Ui, Us-U9, Ue Ui4-U9- + Ur, UT Ug U3-U, Uft U-J4.- id + from, Ug Ui4-U9 +, Uio Ui4- from- Uf, U -,., (Uj, Ui2 Ui4- from 4 Ut, Ui3 U, Vo2 75 Ui, Ul6 Ui4 + Ui - U, Un U-, 44U3, Ui8 -Ui4 - "- U3 - Ui, -Ut9 Ui4 Ug-U3 - U, U2o U-, 44U9 - Uj, (i Ui4-f-U9-U3 + U, U22 Ui4 Ug Ui, U23-, U24 Ui4-f U9 - U, U25 U-f44 Ug + Uj-Ui, U2b Ui4 + U9-U3,. + U9 4 out of 4 U.
Дальнейшее увеличение числа вспомогательных трансформаторов приводит к резкому возрастанию количества ступеней . Так, использование j-x вспомогательных трансформаторов позвол ет сфоркмррвать кривую с 81-ой ступенью на шестой части периода выходного напр жени .A further increase in the number of auxiliary transformers leads to a sharp increase in the number of stages. Thus, the use of j-x auxiliary transformers makes it possible to form a curve with the 81st stage in the sixth part of the output voltage period.
Claims (3)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU813338048A SU993411A1 (en) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | Dc voltage to three-phase quasisinusoidal voltage converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU813338048A SU993411A1 (en) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | Dc voltage to three-phase quasisinusoidal voltage converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SU993411A1 true SU993411A1 (en) | 1983-01-30 |
Family
ID=20976795
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SU813338048A SU993411A1 (en) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | Dc voltage to three-phase quasisinusoidal voltage converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| SU (1) | SU993411A1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5301098A (en) * | 1992-07-09 | 1994-04-05 | Sundstrand Corporation | Feedforward inverter phase control |
| US5317498A (en) * | 1992-07-09 | 1994-05-31 | Sundstrand Corporation | Electrical power generation system |
-
1981
- 1981-08-21 SU SU813338048A patent/SU993411A1/en active
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5301098A (en) * | 1992-07-09 | 1994-04-05 | Sundstrand Corporation | Feedforward inverter phase control |
| US5317498A (en) * | 1992-07-09 | 1994-05-31 | Sundstrand Corporation | Electrical power generation system |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Menzies et al. | Advanced static compensation using a multilevel GTO thyristor inverter | |
| EP0903841B1 (en) | Ac/ac converter | |
| US4996637A (en) | Electrical converter utilizing switched uni-directional and bi-directional energy sources | |
| Maurya et al. | A detailed comparative analysis of different multipulse and multilevel topologies for STATCOM | |
| TW353244B (en) | Power converter and power converting method | |
| Prasad et al. | Design and implementation of 31-level asymmetrical inverter with reduced components | |
| CN100424973C (en) | Integrated converting means with three-phase activity coefficient adjustment | |
| Hosseini et al. | Hybrid switched-capacitor 9-level boost inverter | |
| Sujitha et al. | A new hybrid cascaded h-bridge multilevel inverter-performance analysis | |
| SU993411A1 (en) | Dc voltage to three-phase quasisinusoidal voltage converter | |
| Samizadeh et al. | A new asymmetric switched-capacitor inverter for photovoltaic systems | |
| SU983945A1 (en) | Dc voltage to three-phase quasisinusoidal voltage converter | |
| Pore et al. | Performance analysis of cascaded H-bridge multilevel inverter with variable frequency ISPWM technique | |
| Zhemerov et al. | Concept of construction of power circuits of a multilevel modular converter and its transistor modules | |
| SU983942A1 (en) | Dc voltage to three-phase ac voltage converter | |
| SU1156227A2 (en) | Converter of d.c.voltage to quasi-sinusoidal three-phase voltage | |
| SU1037394A2 (en) | D.c. voltage to three-phase sine voltage converter | |
| SU877747A1 (en) | Dc voltage-to-quasisinusoidal ac voltage converter | |
| Vijayaraja et al. | An investigation and design of symmetric and asymmetric inverter for various applications | |
| Abdulhamed et al. | Practical Implementation of A Modified Hybrid Bridge Multi-level Inverter | |
| SU1001380A1 (en) | Ac voltage-to-dc voltage converter | |
| SU936313A1 (en) | Dc voltage-to-three-phase ac voltage converter | |
| SU980235A2 (en) | Dc vl-to-three phase ac voltage converter | |
| SU917283A1 (en) | Dc-to-three-phase ac voltage converter | |
| SU868953A1 (en) | Dc voltage-to-three-phase ac voltage converter |