Claims (2)
Таким образом, основными недостатками упом нутого ФД вл ютс : большой продент нелинейных участков (ЗО - 50%), где падает крутизна выходной характеристики ФД, и низка чувствительность ФД по входу (дл увеличени прот женности линейных участков требуетс подавать па входы ФД сигналы большого уровн ). Известен фазовый детектор, содержащий источники входного и опорного сигна лов, между выходами которых включен двунаправленный фазовращатель на 9О , первый и второй сумматоры, входы которых соединены с выходами источников входного и опорного сигналов, а также первый канал фазового детектировани , содержащий первый и второй диоды, выходные электроды которых через.резистивную нагрузку, зашунтированную конден сатором, подключены ко входам вычитател , при этом первые выводы сигналъ ного и опорного входов первого канала фазового детектировани соединены с выходами первого и второго сумматоров, Раст жка линейного участка в извес ном ФД возникает при величине фазовой задержки менее Л:/2, но сопровождаетс падением крутизны выходной характеристики . Так, при величине задержки 7С/6 прот женность линейного участка увеличиваетс примерно до ± 150, что почти в 3 раза больше, чем в обычном косинусно ФД, однако крутизна выходной карактёрис тики при этом падает в 5 - 6, раз, т. е. уменьшаетс чувствительность ФД к приращени м разности фаз на линейном учас ке, что весьма существенно. Другим недостатком вл етс несимметрична форм выходной характеристики и по вление в св зи с этим нерабочих участтсов, занима щих примерно 2О% от всего диапазона из мерени разности фаз 1ЗО, что особе но важно, когда надо производить изме- рение при любой разности фаз. Следовательно, основными Недостатками известного ФД при больших величинах задержек (л-71/2), вл ютс : узка зона линейного измерени разности фаз {менее ±75°) и непригодность ФД дл линейного измерени любой разности фаз, низка чувствительность ФД по входу, а также ограниченный частотный диапазон возможного использовани .. Цель изобретени - повьпиение линейности и чувствительности. Дл достижени дели в фазовый детек тор, содержащий источники входного и опорного сигналов, между вьссодами кото рых включен двунаправленный фазовращатель на 90 , первый и второй сумматоры входы которых соединены с вьрсодами источников входного и опорного сигналов, а также первый канал фазового детектировани , содержащий первый и второй диоды, выходные электроды которьк через резистивную нагрузку, зашунтированную конденсатором, подключены ко входам вычитател , при этом первые выводы сигнального и опорного входов первого канала фазового детектировани соединены с выходами первого и второго сумматоров , введены блок управлени , фазовращатель на 18О и второй канал фазового детектировани , идентичный первому, первые выводы сигнального и опорного входов которого через фазовращатель на 180 и непосредственно соединены соответст венно с выходами первого и второго сумматоров , межцу вторыми выводами сигнального и опорного входов каждого канала включен третий сумматор, между входными электродами первого и второго диодов каждого канала и входами третьего сумматора введены соответствено четвертый и п тый сумматоры, между точкой соединени вторых входов которых и выходом третьего сумматора включен усилите ЛЬ-ограничитель, а между выходом третьего сумматора каждого канала и выходами блока управлени включен третий диод с нагрузкой, зашунтированной конденсатором , при этом первые и вторые , диоды каждого каналавключены разнопол рно . На фиг. 1 представлена структурна схема предложенного фазового детектора; на фиг. 2 - диаграммы напр жений, по сн ющие приншт формировани выходной характеристики ФД с неограниченными пределами линейного измерени фаз. Фазовый детектор содержит источник 1 входного сигнала, источник 2 опорного сигнала, двунаправленный фазовращатель 3 .на 90, первый и второй сумматоры 4 и 5, первый и второй каналы 6 и 7 фазового детектировани , блок 8 управлени , фазовращатель 9 на 180°. При этом каждый канал фазового детектировани содержит первый к второй диоды 1О и 11, резистивную нагрузку, зашунтированную конденсатором 12, лычитатель 13, третий, четвертый и п тый сумматоры 14, 15 и 16, усилитель-ограничитель 17, третий диод 18 с резистивиой нагрузкой 19, зашунтированной конденсатором. /. Предложенный фазовый детектор работает следующим образом. С выходов источников 1 и 2 сигналов поступают сдвинутые по фазе сигналы посто нной амплитуды и частоты и,--Е5() (.1) . 0.2 tsin(w-t--) (г) где С , wJ , tp - соответственно, амплитуда , частота и относитепг на разность фаз измер емых сигналов. В результате взаимного сдвига фаз казкдого из сигналов на 90 в фазовраща теле 3 и .сложени сдвинутого и несдвинутого сигналов Б сумматорах 4 и 5 на их выходах образуютс сигналы ) (urt-J+9o )2tAiSM () С) SIM Ш + 5 90) + ({jUt+|) iEAa.sin(U)), (4) где дл сокращени последующих выражений обозначено А С05( - р/1)(5) AI сов(45° + vp/2)(6) Законы изменени амплитуд и фаз ко- эффициентов А и А/j имеют фундаментальное значение дл понимани принципов работы прёдл агаемого ФД (см. фиг. 2с|), Из этой диаграммы видно, что указанные коэффициенты измен ютс не толысо по абсолютной величине, но и мен ют скачком свой знак в определенных точках, что эквивалентно перевороту фазы несушей частоты в этих точках на ISO. Из диаграммы а также видно, что весь интервал изменени Ц) , какой бы широкий он ни был, можно разбить на четыре характерных участка 1 ,l| , lii , V , повтор ющихс в определенной после дователь ности, причем на участках вида I оба коэффициента А и Д положительны; на учас ках вида И коэффициент А положителен, а коэффициент А 2 отрицателен; на участках вида 1И оба коэффициента отриоательщл; и, наконец, на участках вида 1У.ко)фи циент Д .отрицателен, а Д2 положвтелев. Дл по снени принципа получени линейно ломанной характеристики в предлагаемой схеме фиг. 1 достаточно рассмо-рреть работу одного вз каналов, нацрго ер первого канала 6. Сигналы с выхода первого 4 и второго 5 сумматоров поступают в третий сумматор 14, при этом в первом канале 6 при работе на участке I указанные сигналы складываютс синфазно IE (/А, I )eiH (luU45 J (j) а при работе на участке Ц - противофазно --2E(/Ail-/Ail)siHCwt 4S)(e) где АI и -А I, - модули коэффишгаетов А . и , Соответственно при работе на участке III сигналы складьюаютс синфазно, но и поворотом фаз обеих несущих на ISO, U t А - II -(I ir 4 (/Ai/-i-/Ail)siM((Utt45%Yec ; (9) а на участке IV - противофазно ,v) - 2E(/A.L/-/Ai/sih(u i+45°) (о; Результат сложени амплитуд сигналов в сумматоре 14 первого каналов показан на диаграмме (Г фиг. 2 сплошной линией, а дл второго канала 7 - пунктирной линией . При построении диаграммы 5 коэффициент передачи сумматора 14, который может быть вьшолнен надифференциальном усилителе с общей коллекторной нагрузкой , принимают дл простоты равным единице. Как видно из формул (7) и (9) амплитуды сигналов на участках } и III канала .6 измен ютс одинаково .)Thus, the main disadvantages of the mentioned PD are: large prodient of non-linear sections (30%) where the steepness of the output characteristic of the PD falls and the low sensitivity of the PD on the input (to increase the length of the linear sections, it is necessary to send large-level signals to the PD inputs ). A phase detector is known, containing sources of input and reference signals, between the outputs of which a bi-directional phase shifter is connected to 9O, the first and second adders, whose inputs are connected to the outputs of the input and reference signal sources, as well as the first channel of phase detection, containing the first and second diodes, output electrodes of which through a resistive load, bridged by a capacitor, are connected to the subtractor inputs, with the first outputs of the signal and reference inputs of the first channel of the phase detection The vanilla is connected to the outputs of the first and second adders. The stretching of the linear section in a well-known PD occurs when the phase delay is less than L: / 2, but is accompanied by a drop in the steepness of the output characteristic. Thus, with the delay value of 7С / 6, the length of the linear segment increases to about 150, which is almost 3 times more than in the usual cosine PD, however, the steepness of the output characteristic drops by 5-6 times, i.e. the sensitivity of PD to the increments of the phase difference on the linear part decreases, which is quite significant. Another disadvantage is the asymmetric forms of the output characteristic and the appearance of inoperative sections, which occupy approximately 2O% of the whole range of measuring the 1ZO phase difference, which is especially important when it is necessary to measure at any phase difference. Consequently, the main disadvantages of the known PD for large values of delays (L-71/2) are: a narrow zone of linear measurement of the phase difference {less than ± 75 °) and the unsuitability of PD for linear measurement of any phase difference, low sensitivity of the PD on the input, and also a limited frequency range of possible use. The purpose of the invention is the linearity and sensitivity. To achieve a phase detector, containing sources of input and reference signals, between the outputs of which there is a bi-directional phase shifter for 90, the first and second adders whose inputs are connected to the signals of the input and reference signals, and the first channel of the phase detection, containing the first and second sources the second diodes, the output electrodes are connected through a resistive load, shunted by a capacitor, connected to the inputs of the subtractor, with the first terminals of the signal and reference inputs of the first channel of the phases The first detector is connected to the outputs of the first and second adders, a control unit is inserted, a 18O phase shifter and a second phase detection channel identical to the first one, the first terminals of the signal and reference inputs of which are 180 through the phase rotator and directly connected respectively to the outputs of the first and second adders, mezhtsu the third pins of the signal and reference inputs of each channel include a third adder, between the input electrodes of the first and second diodes of each channel and the inputs of the third adder There are fourth and fifth adders, between the connection point of the second inputs of which and the output of the third adder, the amplification of the L-limiter is connected, and between the output of the third adder of each channel and the outputs of the control unit, the third diode with a capacitor-bounded load The diodes of each channel are connected in opposite directions. FIG. Figure 1 shows the block diagram of the proposed phase detector; in fig. 2 shows voltage diagrams for the prints of forming the output PD characteristics with unlimited limits for linear phase measurement. The phase detector contains an input source 1, a reference source 2, a bi-directional phase shifter 3. 90, first and second adders 4 and 5, first and second channels 6 and 7 of phase detection, control unit 8, phase shifter 9 by 180 °. In addition, each phase detection channel contains the first to the second diodes 1O and 11, a resistive load, bridged by a capacitor 12, a detector 13, a third, fourth and fifth adders 14, 15 and 16, a limiting amplifier 17, a third diode 18 with a resistive load 19 shunted by a capacitor. /. The proposed phase detector works as follows. The outputs of sources 1 and 2 of signals receive phase-shifted signals of constant amplitude and frequency and, - Е5 () (.1). 0.2 tsin (w-t--) (g) where C, wJ, tp are, respectively, amplitude, frequency, and relate to the phase difference of the measured signals. As a result of the mutual phase shift of the order from the signals by 90 in the phase shifter 3 and the sum of the shifted and unbiased signals B, the adders 4 and 5 form signals at their outputs (urt-J + 9o) 2tAiSM () C) W + 5 90) + ({jUt + |) iEAa.sin (U)), (4) where, to abbreviate subsequent expressions, A C05 (- p / 1) (5) AI ow (45 ° + vp / 2) (6) The laws of amplitudes change and the phases of the coefficients A and A / j are of fundamental importance for understanding the principles of operation of the pre-loadable PD (see Fig. 2c |). From this diagram it can be seen that these coefficients do not change in absolute magnitude, but and change their sign abruptly at certain points, which is equivalent to a reversal of the phase of the frequency of the frequencies at these points at ISO. It can be seen from the diagram and also that the entire interval of change Ц, however wide it may be, can be divided into four characteristic regions 1, l | , lii, V, repeating in a certain sequence, and in areas of type I both coefficients A and D are positive; on sites of the form AND, the coefficient A is positive, and the coefficient A 2 is negative; on sites of type 1and both coefficients are equal; and, finally, in areas of the type UU.ko), the factor D is negative, and D2 is positive. To clarify the principle of obtaining a linearly broken characteristic in the proposed scheme of FIG. 1, it is enough to examine the operation of one of the four channels, the national one of the first channel 6. The signals from the output of the first 4 and second 5 adders go to the third adder 14, while in the first channel 6, when operating in region I, the signals listed are in phase IE (/ A , I) eiH (luU45 J (j) and when working on the section C - antiphase - 2E (/ Ail- / Ail) siHCwt 4S) (e) where AI and -A I are the moduli of coefficient A. and, Respectively, when working in phase III, the signals are added in phase, but also by rotating the phases of both carriers by ISO, U t A - II - (I and 4 (/ Ai / - i / Ail) siM ((Utt45% Yec; (9 ) and section IV - antiphase, v) - 2E (/ AL / - / Ai / sih (u i + 45 °) (o; The result of adding the amplitudes of the signals in the adder 14 of the first channels is shown in the diagram (D of Fig. 2 by a solid line and for the second channel 7, the dashed line when plotting diagram 5, the transfer coefficient of adder 14, which can be performed by a differential amplifier with a total collector load, is taken to be equal to unity for simplicity. As can be seen from formulas (7) and (9), the amplitudes of the signals in sections} and III of channel .6 vary in the same way.)
2.Е(/А,И/А2.|)--2E /cos (45«-)/.Coe (450-1) ( и хот они завис т от ф , но измен етс от своего минимального значени , равного 2 Е, до максимального значени 2,82Е и, следовательно, в пределах укаг занных участков амплитудь нигде не падают ниже 2Е. Фаза несущей суммарного . сигнала в пределах данного участка посто нна , т. е. не зависит от изменений Ч см. {7) и (9). На участках И и f амплитуды суммари ных сигналов в первом канале 6 наоборот принимают весьма малые значени и мен ютс от нул до максимального значени , непревышающего 2Е (см.диаграмму df). Эти особенности выходных сигналов сумматора 14 позвол ют на участках j и сформировать из них опорные сигналы не только с посто нной в пределах данного участка фазой, но и с посто нной амплитудой, дл чего они подаютс на усилитель-ограничитель 17 с уровнем ограничени по входу Оо 2Е и коэффициентом передачи . На выходе усилител -ограничител 17 первого канала 6 при работе на участках ) и Я| по5юл ютс сигналы Ц,(А,) 1 (2ЕКо)S1H ( - .Eo,bin(cu-t+45}(-L) ,,,) .| (.гЕКо)1и(Ы 4Б Н80; г EQ5iH(U)t-«-45H9 /;(Ъ) - ВЕКо посто нна амплитуда первой гармоники синусоидального сигнала на выходе усилител ограничител 17. , Так как амплитуды сигналов, поступаю щие в ограничитель 17 первого канала 6 с других участков Ч и W , лежат ниже уровн ограничени , то они не могут быт использованы дл формировани опорного сигнала посто нной амплитуды, т. е. при попадании разности фаз измер емых сигналов на эти участки первый канал 6 должен автоматически выключатьс . Далее сигналы подаютс на одноименные входы четвертого и п того сумматоров , где складываютс с вьгходными сигналами сумматоров 4 и 5, причем при работе первого канала 6 на участке ,( A,) u.u. I os -4- IS-IM|(uu 45Л (14J - ЙЕКо ,) ,tA,)+U5Ci) -Tr- x -l |cose 54)) И а при работе канала 6 на участке 1Н ,, §ibr, + L V).)-U404)- L 4Ko ()(U;t+46)/ ( -«fe) (1|Л - o by U.,(A,,J--U,(A,,,)-U Mil 4 f L (,411 -5 -/ Tf JCOS(45%|)/S1H (utH +feo (7 Дл обеспечени линейного детектировани сигналов диодами Юн 11 нербходимо , чтобы при всех изменени х разности фаз Vp в .пределах рассматриваемого участка амплитуды детектируемых сиг налов всегда бы превьпиали квадратичную область детекторной характеристаки полупроводникового диода, т. е. необходимо обеспечить вьшолнение условий .. .( ( 0,6В . ДКо i/J О ),ьЬ ( Т L 4-Ко Так как в этих выражени х второе слагаемое всегда положительно или равно нулю, то достаточно вьшрлнить условиеftEKo (20) ТС которое гарантирует линейное детектирование при любых разбросах параматров полупроводниковых диодов 1О и 11. Условие (2О) в предлагаемом ФД легко выполнить. Например, при tCp 2 требуема амплитуда входных сигналов составл ет Е - 0,2 В, а при Q 4 требуетс еще меньша амплитуда входного напр жени Е - 0,1 В. Если в качестве полосового усилител ограничител 17 использовать всего один транзисторный каскад ОК-ОБ с коэффициентом усилени Ко 8 (18, дБ), то дл обеспечени линейного детектировани требуетс еще меньший уровень входных сигналов (Е 5О мВ), при этом выигрьш в чувствительности ФД по ВХОДУ по сравненЙЕо с известными диодными ФД составл ет Е ЗО - 7О раз (30 - 37 дБ). Дл пеленгаторов это означает , что коэффициент усилени каждого из приемных каналов, включаемых перед ФД, может быть уменьшен на 30-37 дБ, т. е. достигаетс значительна экономи высокочастотных усилительных каскадов приемников, включаемых перед ФД, особенно в многобазовых фазовых пеленгаторах . Эта экономи существенное значение имеет и при работе ФД непосредственно в диапазоне СВЧ. Как видно из условий (18) и (19) в предлагаемом ФД не об зательно использовать каскад с жестким ограничением. Так как входы ФД обычно запитываютс от источников с посто нным уровнем сигнала , то в качестве ограничител -усилител 17 можно использовать сглаженный ограничитель, каскад с логарифмической амплитудной характеристикой н даже линейный каскад со стабильным усилением . Важно только, чтобы опорный сигнал в процессе работы на падал ниже величины, определ емой условием (20). Таким образом, при работе первого канала б на участках I и III амплитуды выходных сигналов сумматоров 15 и 16 всегда таковы, что обеспечиваетс линейный режим детектировани . При линейном режиме детектировани указашп-к сигналов разнопол рно включенными диодами 10 И 11с коэффициентами передачи К э на резисторных нагрузках 12 выдел ютс напр жени разных знаков U |C05C45-|)) I UO-- (.) J(2. а с выходов первого канала 6 снимаетс 55 сумма разнопол рных напр жений ВЫХ-. , Ч-1 Пглс/лсо in irr,c.r/)c« ) (1/о 0 EoD СО(45 - ,)(45t f) / J (ОЗ; Выходна характеристика ФД, соответствующа работе канала 6 на участках 1 и И1 , показана на диаграмме -в фиг. 2 сплошными пр мыми лини ми. Характеристика вычисйена по формуле (23) при коэффициенте пропорциональности О,5-О,1 ОД В. Выходные напр жени детекторов, которые также нанесены на диаграмме € фиг. 2 вычислены по формуле (21) и (22) при соответствующем значении ко- 9ффиш1ента пропорциональности f-OfO- Q с о ,ь ь. Как видно из диаграммы -8 фиг. 2 выходна характеристика ФД на участках I и П1 имеет пр молинейную зависимость от разности фаз входных сигналов на про т жении всего участка шириной 180°, не смотр на то, что амплитуды суммарных сигналов выходнзых напр жений сумматоро 15 и 16 на входах диодов и соответстве но выпр мленные напр жени на нагрузках дйэдов, нелинейно завис т от . Получение указанной линейной зависимости физически объ сн етс тем, что в предлагаемом ФД уменьшение приращени амплитуд суммарных сигналов на выходе одного диода на определенную величину компенсируетс в вычитателе 13 соответствующим увеличением приращений амплитуд суммарных сигналов на выходе другого диода, что видно из сравнени выходных напр жений сумматоров 15 и 16, приведенных на диаграмме -в . Образование напр жений с взаимно компенсирующими нелинейноет ми достигнуто в предлагаемом ФД в результате формировани из двух входных сигналов малого уровн опорного сигнала большого уровн с посто нной амплитудой и фаЗОЙ , а также в результате суммировани выходных напр жений первого и второго сумматоров, симметрично сдвинутых в разные стороны по фазе, с фазонезависимым опорным сигналом в четвертом и п том сумматорах. Дл получени линейной характеристики на участках Я и W используетс второй канал 7, который работает аналогично первому каналу 6 с той лишь разнице что все процессы в нем сдвинуты на 180 по отношению процессов, протекающих в первом канале 6, что достигаетс с помошью фазовращател 9. Образующиес при этом напр жени показаны на Д1вгра мах d и 6 (ф;1г. 2) пунктиром. При измерении пол рТ ости включени диодов 1О и 11 во втором канале 7 (по сравнению с указанной на фиг. 1) наклон выходной характеристики второго канала 7 стает идентичным первому каналу 6. Дл логического переключени выходе каналов 6 и 7 используютс диоды 18, св занные с сумматорами 14. Когда амплитуда сигнала на выходе сумматора 14 канала 6 достигает максималъ ного значени , на выходе аналогичного сумматора канала 7 она равна нулю или наоборот (см. диаграмму (Г на фиг. 2). Соответственно измен ютс и сигналы на нагрузках 19 диодов 18, что позвол ет осуществл ть логическое переключение выходов каналов 6 и 7 в последующих устроЙствах и за счет этого перекрыть с помощью только двух каналов 6 и 7 сколь угодно широкий диапазон линейного измерени разности фаз. Схема ФД может найти применение как на низких частотах НЧ (от нескольких Гц до 1 МГц), так и в диапазонах ВЧ (1-1000 МГц) и СВЧ (11101500ОМГц ). При этом в зависимости от рабочей частоты измен етс конструкци фазосдвигающих цепей (ЛЗ на сосредоточенных элементах, катушка, намотанна на каркас с прослойкой из фольги, отрезок коаксиального кабел или полоскова лини , уложенна змейкой ), а также измен ютс элементы, используемые в третьем, четвертом и п том сумматорах (суммирующий каскад на двух транзисторах) с общей коллекторной нагрузкой в диапазонах НЧ н ВЧ, а в диапазоне СВЧ - кольцевые сумматоры. Таким образом, использование в схеме предлагаемого ФД второго канала со своей детекторной системой, а также определен- , кое подключение этого канала к общей дл двух каналов 9О -ой фазосдвигающей цепи с двухсторонней направленностью, введение в схему каждого канала трех дополнительных сумматоров, контрольного детектора и полосового усилител с фазовращателем , соответственно св занных между собой и с другими элементами, позвол ют обеспечить повышение линейности и чувствительности. Формула изобретени Фазовый детектор, содержащий источники входного и опорного сигналов, между выходами которых включен двунаправленный фазовращатель на 90 , первый и второй сумматоры, входы которых соединены с выходами источников входного и2.E (/ A, I / A2. |) - 2E / cos (45 "-) /. Coe (450-1) (and although they depend on, it varies from its minimum value of 2 E, up to a maximum value of 2.82E and, therefore, within the specified areas, the amplitude never drops below 2E.The phase of the total signal signal within this section is constant, i.e. does not depend on changes in H, see {7) and (9). In the sections And and f, the amplitudes of the sum signals in the first channel 6, on the contrary, take very small values and change from zero to a maximum value not exceeding 2E (see diagram df). These features of the output signals of the adder 14 allow j on the j sections and form reference signals from them not only with a constant phase within this region, but also with a constant amplitude, for which they are fed to a limiting amplifier 17 with a level of limitation on the input Oo 2E and transfer ratio. At the output of the amplifier-limiter 17 of the first channel 6 when working on the sections) and I | The signals C, (A,) 1 (2Eco) S1H (- .Eo, bin (cu-t + 45} (- L) ,,,)) are illuminated. | (.HECO) 1i (Y 4B H80; g EQ5iH ( U) t - "- 45H9 /; (b) - VEKo constant amplitude of the first harmonic of the sinusoidal signal at the output of the amplifier limiter 17. Since the amplitudes of the signals entering the limiter 17 of the first channel 6 from other sections of H and W are below They can not be used to form a constant amplitude reference signal, i.e., when the phase difference of the measured signals hits these sections, the first channel 6 should automatically turn off. on the same inputs of the fourth and fifth adders, where they are added to the input signals of adders 4 and 5, and during operation of the first channel 6 in the area, (A,) uu I os -4-IS-IM | (uu 45Л (14J - YECO, ), tA,) + U5Ci) -Tr- x -l | cose 54)) And when channel 6 is operating in the section 1H ,, §ibr, + LV).) - U404) - L 4Ko () (U; t +46) / (- “fe) (1 | L - o by U., (A ,, J - U, (A ,,,) - U Mil 4 f L (, 411-5 - / Tf JCOS ( 45% |) / S1H (utH + feo (7 To provide linear detection of signals by Yun diodes 11 it is not necessary that, for all changes in the phase difference Vp within the limits of the considered section, the amplitudes of the detected signals always exceed the square chnuyu region harakteristaki semiconductor diode detector, ie. e. must provide vsholnenie conditions ... ((0.6 V. DKo i / J O), bj (T L 4-Ko. Since in these expressions the second term is always positive or equal to zero, it suffices to satisfy the condition EEKTEKo (20) TC which guarantees linear detection for any spread of the semiconductor diodes 1O and 11. The condition (2O) in the proposed PD is easy to fulfill. For example, at tCp 2, the required amplitude of the input signals is E - 0.2 V, and for Q 4, an even smaller amplitude of the input voltage E - 0.1 V is required. limiter amplifier 17 use only one transistor cascade ok - OB with a gain of Co 8 (18, dB), to ensure linear detection, an even lower level of input signals is required (Е 5О mV), while gaining in sensitivity of the FP on the INPUT by comparing with the known diode FDs is E ЗО - 7О times (30 - 37 dB). For direction finders, this means that the gain of each of the receiving channels switched on before the PD can be reduced by 30-37 dB, i.e., high-frequency amplifier stages of the receivers turned on before the PD are achieved, especially in multibasic phases Direction Finder. This economy is also of great importance when the FD operates directly in the microwave range. As can be seen from conditions (18) and (19) in the proposed PD, it is not necessary to use a cascade with a strict constraint. Since the PD inputs are usually powered from sources with a constant signal level, a smoothed limiter, a cascade with logarithmic amplitude response and even a linear cascade with a stable gain can be used as a limiter-amplifier 17. It is only important that the reference signal during operation does not fall below the value determined by the condition (20). Thus, during the operation of the first channel b in sections I and III, the amplitudes of the output signals of the adders 15 and 16 are always such that a linear detection mode is ensured. In the linear mode of detecting the pointer-to signals with oppositely-connected diodes 10 and 11c, the transmission coefficients Ke, at resistor loads 12, the voltages of different signs U | C05C45- |)) I UO-- (.) J (2. A) of the first channel 6, 55 the sum of different polarity voltages VYKH-., H-1 Pgls / lso in irr, cr /) c ") (1 / o 0 EOD CO (45 -,) (45t f) / J (OZ; The output characteristic of PD, corresponding to the operation of channel 6 in sections 1 and I1, is shown in the diagram in solid lines in Fig. 2. The characteristic is calculated by formula (23) with the proportionality coefficient O, 5-O, 1, OD B. The output voltages of the detectors, which are also plotted in the diagram of Fig. 2, are calculated by the formula (21) and (22) with the corresponding value of the f-OfO-Q ratio of f, Of As can be seen from the diagram -8 in Fig. 2, the output characteristic of the PD in sections I and P1 has a straight line dependence on the phase difference of the input signals over an entire section stretching 180 ° wide, without considering that the amplitudes of the total signals of the output voltages summator 15 and 16 at the inputs of the diodes and the corresponding rectified voltages at the loads of the diodes , non-linearly dependent on. Obtaining this linear dependence is physically due to the fact that in the proposed PD, a decrease in the amplitudes of the total signals at the output of one diode by a certain amount is compensated in the subtractor 13 by a corresponding increase in the increments of the amplitudes of the total signals at the output of another diode, as can be seen from a comparison of the output voltages of the adders 15 and 16 shown in the diagram-in. The formation of voltages with mutually compensating nonlinear circuits is achieved in the proposed PD as a result of the formation of two low level signals of a large reference signal with a constant amplitude and a PHOS, as well as as a result of summing the output voltages of the first and second adders symmetrically shifted in different directions in phase, with a phase-independent reference signal in the fourth and fifth adders. In order to obtain a linear characteristic in the sections I and W, the second channel 7 is used, which operates similarly to the first channel 6 with the only difference that all processes in it are shifted by 180 relative to the processes occurring in the first channel 6, which is achieved with the help of the phase shifter 9. The resulting the stresses are shown on D1vgram max and d (6; 1g. 2) by a dotted line. When measuring the field of turn-on of diodes 1O and 11 in the second channel 7 (as compared to that shown in Fig. 1), the output curve slope of the second channel 7 becomes identical to the first channel 6. For logical switching of the output of channels 6 and 7, diodes 18 are used, connected with adders 14. When the amplitude of the signal at the output of the adder 14 of channel 6 reaches its maximum value, it is zero at the output of the similar adder of channel 7 or vice versa (see diagram (D in Fig. 2). The signals on the loads of 19 diodes also change accordingly 18, which allows perform a logical switching of the outputs of channels 6 and 7 in subsequent devices and thereby block using an arbitrarily wide range of linear measurement of the phase difference using only two channels 6 and 7. The FD scheme can be used both at low frequencies of low frequencies (from several Hz to 1 MHz), and in the RF (1-1000 MHz) and UHF (11101500OMHz) bands. Depending on the operating frequency, the design of the phase-shifting circuits (LZ on lumped elements, the coil wound on the frame with a layer of foil, a segment of coaxial ka ate or strip line laid serpentine) and vary the elements used in the third, fourth and fifth adders (summing cascade of two transistors) from the common collector load ranges HF n LF, and in the microwave range - annular adders. Thus, the use of the second channel with its detector system in the proposed PD scheme, as well as the definite connection of this channel to the 9O-th phase-shifting circuit with two directionality common to the two channels, the introduction of three additional adders, a monitoring detector and A bandpass amplifier with a phase shifter, respectively, connected with each other and with other elements, allows for an increase in linearity and sensitivity. Claims of the Invention A phase detector comprising input and reference sources, between the outputs of which a bi-directional phase shifter is switched on 90, the first and second adders, whose inputs are connected to the outputs of the input and output sources
опорного сигналов, а также первый канал фазового детектировани , содержащий первый и второй диоды, выходные эпектродь которых через -резистивную нагрузку, зашунтированную конденсатором, подключены к входам вычитатеп , при этом первые, вьгаодЫ сигнального и опорного входов первого канала фазового детектировани соединены с выходами первого и второго сумматоров, отличающийс тем, что, с целью повышени линейности и чувствительности, введены блок управлени , фазовращатель на ISO и второй канал фазового детектировани , идентичный первому, первые выводы сигнального и опорного входов которого через фазовращатель на 180 и непосредственноthe reference signal, as well as the first channel of phase detection, containing the first and second diodes, the output of which is connected to the subtractive inputs through the -resistive load, bridged by a capacitor, and the first and third signal inputs of the first channel of the phase detection are connected to the outputs of the first and A second adder, characterized in that, in order to increase linearity and sensitivity, a control unit, an ISO phase shifter and a second phase detection channel, identical to the first , the first outputs of the signal and reference inputs of which are through 180 and directly to the phase shifter
хледрнены соответственно с выходами первого и,второго сумматоров, между вторыми выводами сигнального и опорного входов, каждого канала включен третий сумматор, между входными электродами перв(рго и второго диодов каждого канала и входами tpeTbero сумматора Ьведены соответственно четвертый и п тый сумматоры .между точкой соединени вторых входов которых и выходом третьего сумматора включен усилитель-ограничитель, а мелщу выходом третьего сумматора каждого канала и выходами блока упраьлени включен третий диод с нагрузкой, затиунтированной конденсатором, при этом первые и вторые диоды каждого канала включены разнопол5фно.Each of the channels is connected to the first and second adders between the second terminals of the signal and reference inputs, a third adder is connected to each channel, and the fourth and fifth adders between the input electrodes of the first and second diodes of each channel and the tpeTbero inputs of the adder are respectively the fourth and fifth adders. the second inputs of which and the output of the third adder turned on the amplifier-limiter, and the third diode with the load is turned off by the output of the third adder of each channel and the outputs of the control unit a capacitor, with the first and second diodes of each channel being switched on differently.