SU926786A1 - Digital demodulator of relative phase-shift keying signals - Google Patents
Digital demodulator of relative phase-shift keying signals Download PDFInfo
- Publication number
- SU926786A1 SU926786A1 SU802904490A SU2904490A SU926786A1 SU 926786 A1 SU926786 A1 SU 926786A1 SU 802904490 A SU802904490 A SU 802904490A SU 2904490 A SU2904490 A SU 2904490A SU 926786 A1 SU926786 A1 SU 926786A1
- Authority
- SU
- USSR - Soviet Union
- Prior art keywords
- output
- input
- clock
- flip
- signal
- Prior art date
Links
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
(Б) ЦИФРОВОЙ ДЕМОДУЛЯТОР СИГНАЛОВ ОТНОСИТЕЛЬНОЙ ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИИ(B) DIGITAL DEMODULATOR SIGNALS RELATIVE PHASE MANIPULATION
II
Изобретение относитс к технике св зи и может использоватьс в системах обмена дискретными сообщени ми дл приема сигналов относительной фазовой манипул ции.The invention relates to a communication technique and can be used in discrete messaging systems for receiving relative phase shift signals.
Известен цифровой демодул тор сигналов относительной фазовой манипул ции , содержащий триггер и последовательно соединенные формирователь входного сигнала, блок выделени тактовой частоты и первый счетчик, выходы которого подключены ко входам дешифратора, первый выход которого соединен с первым входом триргера, а также генератор опорной частоты, выход которого подключен к тактовым входам блока выделени тактовой частоты и первого счетчика ,1 .A digital demodulator of relative phase shift keying signals is known, which contains a trigger and a serially connected input driver, a clock selection unit and a first counter, the outputs of which are connected to the inputs of the decoder, the first output of which is connected to the first trigger input, and the reference frequency generator, output which is connected to the clock inputs of the clock selection unit and the first counter, 1.
Однако такой демодул тор обладает низкой помехоустойчивостью при различных уровн х помех в линии св зи.However, such a demodulator has low noise immunity at different levels of interference in the communication line.
Цель изобретени - повышение помехоустойчивости при различных уровн х помех в линии св зи. .The purpose of the invention is to improve noise immunity at various levels of interference in the communication line. .
Цель достигаетс тем, что в цифровой демодул тор сигналов относительной фазовой манипул ции, содержащий триггер и последовательно соединенные формирователь входного сигнала , блок выделени тактовой частоты и первый счетчик, выходы которого подключены к входам дешифратора, первый выход которого соединен с первым входом триггера, а также генератор The goal is achieved by the fact that, in a digital demodulator, relative phase shift keying signals comprising a trigger and a serially connected input driver, a clock selection unit and the first counter, whose outputs are connected to the decoder inputs, the first output of which is connected to the first trigger input, and generator
10 опорной частоты, выход которого nori ключен к тактовым входам блока выделени тактовой частоты и первого счетчика, введены второй счетчик и элемент И, выход которого подключен 10 of the reference frequency, the output of which is nori is keyed to the clock inputs of the clock selection unit and the first counter, the second counter and the element And whose output is connected are entered
15 к второму входу триггера и первому входу второго счетчика, выходы которого соединены с дополнительными входами дешифратора, второй выход кото рого подключен к первому входу эле20 мента И, второй вход и выход которого соединены соответственно со вторым выходом блока выделени тактовой частоты и вторым входом первого счетчи392678 ка, при этом выход генератора опорной частоты подключен к тактовому входу второго, счетчика, второй вход которого соединен с третьим выходом блока выделени тактовой частоты, а выход элемента И подключен к управл ющему входу дешифратора, при этом дешифратор содержит два дискриминатора и решающий блок, входы которого соединены с выходами дискриминаторов,о входы которых вл ютс входами дешифратора , выходами которого вл ютс выходы решающего блока, а соответствующие входы дискриминаторов вл ют с управл ющим входом дешифратора, а «блок выделени тактовой частоты содержит два 0-триггера, инвертор и элемент ИЛИ, входы которого соединены с первыми выходами О-триггеров, при этом входом блока выделени тактовой частоты вл етс первый вход первого D-триггера, первый выход которого подключен к первому входу второго О-триггера, второй вход которого соединен с выходом инвертора, вход которого соединен со вторым входом первого О-триггера и вл етс тактовым вхо дом блока выделени тактовой частоты, выходами которого вл ютс первый и второй выходы второго О-триггера и выход элемента ИЛИ, каждый дискриминатор содержит элемент И и два О-триггера, выходы которого,подключены ко входам элемента И, выход которого и второй выход второго О-тригге ра вл ютс выходами дискриминатора, входами которого вл ютс соответствующие входы О-триггеров, кроме того решающий блок содержит элемент И и последовательно соединенные первый и второй элементы ИЛИ, причем входы элемента И и первого элемента ИЛИ в л ютс входами решающего блока, выходами которого вл ютс выход элемента И и выход второго элемента ИЛИ второй вход которого соединен с выходом элемента И, На фиг. 1 представлена структурна электрическа схема демодул тора; на фиг. 2 - структурна электрическа схема блока выделени тактовой частоты; на фиг. 3 структурна электрическа схема дешифратораi на фиг, k входные и выходные сигналы демодул тора , Цифровой демодул тор сигналов отно сительной фазовой манипул ции содержит формирователь 1 входного сигнала блок 2 выделени тактовой частоты. 5 первый счетчик 3, дешифратор Ч, триггер 5, второй счетчик 6, элемент И 7 генератор 8 опорной частоты, дешифратор содержит два дискриминатора 9 и 10 импульса в код, а второй счетчик 6 - сигнала паузы. Разр дность счетчиков зависит от частоты fftn и скорости передачи сообщений. Выбор величины fort , в свою очередь, определ етс желаемой величиной посто нной интегрировани . Поскольку в цифровой технике прин та двоична система и используютс , как правило,, двоичные счетчики, целесообразно выбирать fon 2 . f-, , fт 1200- 800 Гц скорость передачи сообщений. Чем . больше п, тем точнее прив зка по фазе , больше посто нна интегрировани , но и тем выше разр дность счетчиков. 3 это влечет за собой увеличение аппаратуры . Поэтому величина п должна выбиратьс из разумного компромисса. Современные интегральные схемы счетчиков содержат в одном корпусе счетчик на 8 разр дов, т.е, .П 8. Одновременно желательно, чтобы частота fp была меньше 1 мГц, так как современные экономичные интегральные микросхемы по КМОП - технологии работают в диапазоне частот до 1 мГц. Выбира п 7 получаем fon 2 ft 128 {1200-А800) 153 6-6lt, кГц.При таких значени х частоты ffln устойчиво работают практически все отечественные микросхеСимволы 1 или О в относительной фазовой манипул ции передаютс различными импульсами (фиг, а) в зависимости от последовательности передаваемых импульсов, В случае идеальных сигналов при приеме символа 1 каждый счетчик 3 или 6 считает импульсы частоты 128fT от О до 63, при этом за один такт последовательность работы счетчиков может быть любой: в 1,5 и 6 тактах (фиг, 4г,д) сначала работает счетЧик 3| преобразующий длительность сигнала импульса в код, а затем счетчик 6, преобразующий длительность сигнала паузы в код. В тактах 3 и 8 (фиг. ,д) и решающий блок 11, блок 2 выделени тактовой частоты состоит из двух О-триггеров 12 и 13, инвертора 1 и элемента ИЛИ 15, каждый дискриминатор 9 и 10 содержит два О-триггера 16-19 и элемент И 20 и 21, а решающий блок 11 содержит элемент 59 И 22 и первый и второй элементы ИЛИ 23 и 2. Цифровой демодул тор сигналов от- носительной фазовой манипул ции работает следующим образом. Формирователь 1 входного сигнала согласует линию св зи с собственно демодул тором, на вход которого поступает сигнал (фиг. 4а). Из фазомани пулированного сигнала в блоке 2 выделени тактовой частоты формируютс импульсы длительностью tu-ff(фиг.4в совпадающие по времени с импульсами от генератора 8 опорной частоты (фиг. б) и соответствующие моментам перехода через нуль входным сигналам (фиг. ka), Фазоманипулированный сигнал поступает на информационный вход 0-триггера 12, в О-триггер 13 информаци переписываетс с задержкой tsae 2fon ) результате на выходе элемента ИЛИ 15 образуетс сиг нал, длительность импульса которого 2fon° (фиг. tie). Поскольку примен емые триггера тактируютс частотой генератора 8 опорной частоты, информаци с выходов блока 2 выделени тактовой частоты прив зана к частоте fon Генератора 8 опорной частоты, используемого при дальнейшей обработке сигнала. Ошибки из-за несинфазности последовательности тактовых импульсов генератора 8 опорной15 to the second input of the trigger and the first input of the second counter, the outputs of which are connected to the additional inputs of the decoder, the second output of which is connected to the first input of the element I, the second input and output of which are connected respectively to the second output of the clock selection unit and the second input of the first counter 392678 ka, while the output of the reference frequency generator is connected to the clock input of the second counter, the second input of which is connected to the third output of the clock selection block, and the output of the AND element is connected to the control The decoder input, the decoder contains two discriminators and a deciding unit whose inputs are connected to the discriminator outputs, the inputs of which are decoder inputs, the outputs of the decision block, and the corresponding discriminator inputs are from the decoder control input, and the "clock selection unit contains two 0-flip-flops, an inverter and an OR element, whose inputs are connected to the first outputs of the O-flip-flops, while the input of the clock-selection unit is the first input D-flip-flop, the first output of which is connected to the first input of the second O-flip-flop, the second input of which is connected to the output of the inverter, the input of which is connected to the second input of the first O-flip-flop and is the clock input of the clock selection unit, the outputs of which are The first and second outputs of the second O-flip-flop and the output of the OR element, each discriminator contains an AND element and two O-flip-flops, the outputs of which are connected to the inputs of the AND element whose output and the second output of the second O-flip-flop are The waters of which are the corresponding inputs of the O-flip-flops, in addition, the decision block contains the AND element and the first and second OR elements connected in series, and the inputs of the AND element and the first OR element are the inputs of the decision block, whose outputs are the output of the AND element and the second element OR the second input of which is connected to the output of the element AND, FIG. Figure 1 shows the structural electrical circuit of the demodulator; in fig. 2 is a structural electrical circuit of the clock selection unit; in fig. 3 shows the demodulator input and output signals of the demodulator i, the digital demodulator of the relative phase shift keying signals contains the input signal generator 1 of the clock frequency selection unit 2. 5 the first counter 3, the decoder H, the trigger 5, the second counter 6, the element And 7 the generator 8 reference frequency, the decoder contains two discriminators 9 and 10 pulses in the code, and the second counter 6 - pause signal. The counter size depends on the frequency fftn and the message transfer rate. The choice of the value of fort, in turn, is determined by the desired value of the constant integration. Since digital technology has adopted a binary system and uses, as a rule, binary counters, it is advisable to choose fon 2. f-, ft 1200-800 Hz message transfer rate. Than the more n, the more accurate phase locking, the more constant the integration, but the higher the counter size. 3 this entails an increase in hardware. Therefore, the value of n must be chosen from a reasonable compromise. Modern integrated circuits of counters contain a counter for 8 bits in one case, that is, .P 8. At the same time, it is desirable that the frequency fp be less than 1 MHz, since modern cost-effective integrated circuits in CMOS technology work in the frequency range up to 1 MHz . By choosing p 7, we get fon 2 ft 128 {1200-А800) 153 6-6lt, kHz. At such values of the ffln frequency, almost all domestic microcircuits 1 or O work steadily in relative phase shift are transmitted by different pulses (FIG. A) depending from the sequence of transmitted pulses. In the case of ideal signals when receiving symbol 1, each counter 3 or 6 counts the pulses of frequency 128fT from O to 63, and the sequence of operation of counters can be any for one clock cycle: 1.5 and 6 clock cycles (FIG. 4d , e) at first the count 3 works | converts the duration of the pulse signal into a code, and then counter 6, which converts the duration of the pause signal into a code. In cycles 3 and 8 (fig. D) and the decisive block 11, the block 2 of the allocation of the clock frequency consists of two O-triggers 12 and 13, the inverter 1 and the element OR 15, each discriminator 9 and 10 contains two O-trigger 16- 19 and element 20 and 21, and decider 11 includes element 59 and 22 and the first and second elements OR 23 and 2. The digital demodulator of relative phase shift keying signals works as follows. The input signal generator 1 matches the link with the demodulator itself, to the input of which a signal arrives (Fig. 4a). Pulse tu-ff pulses are generated from the phase-out of the pulsed signal in block 2 of the clock frequency distribution (Fig. 4c) coinciding in time with the pulses from the reference frequency generator 8 (Fig. B) and corresponding to the zero crossing signals (Fig. Ka). Fasomanipulated the signal arrives at the information input of the 0-flip-flop 12, the information is written to the O-flip-flop 13 with a delay tsae 2fon) as a result of the output of the OR 15 element, a signal is generated, the pulse duration of which is 2fon ° (fig. tie). Since the used triggers are clocked by the frequency of the reference frequency generator 8, the information from the outputs of the clock extracting unit 2 is linked to the fon frequency of the reference frequency generator 8 used in further signal processing. Errors due to non-phase sequence of the clock pulses of the generator 8 reference
Однако из-за краевых искажений, дроблений и смещениии характеристических моментов восстановлени посылок в реальных каналах св зи длительности сигналов импульса и паузы могут мен тьс . При этом возникают ситуации , когда длительность сигнала импульса не равна точно длительности сигнала паузы или длительность сигнала импульса (паузы) не равна точно выбранному заранее значению. При этом соответственно измен ютс и коды на выходе счетчиков. Дл конкретного канала св зи характерны вполне определенные помехи.However, due to the edge distortions, crushing and displacement of the characteristic moments of the recovery of the parcels in real communication channels, the duration of the pulse and pause signals may vary. In this case, situations arise when the duration of the pulse signal is not exactly equal to the duration of the pause signal or the duration of the pulse signal (pause) is not equal to the exact value selected in advance. The codes at the output of the counters change accordingly. For a particular communication channel, well-defined interference is characteristic.
Claims (3)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU802904490A SU926786A1 (en) | 1980-04-04 | 1980-04-04 | Digital demodulator of relative phase-shift keying signals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU802904490A SU926786A1 (en) | 1980-04-04 | 1980-04-04 | Digital demodulator of relative phase-shift keying signals |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SU926786A1 true SU926786A1 (en) | 1982-05-07 |
Family
ID=20887336
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SU802904490A SU926786A1 (en) | 1980-04-04 | 1980-04-04 | Digital demodulator of relative phase-shift keying signals |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
SU (1) | SU926786A1 (en) |
-
1980
- 1980-04-04 SU SU802904490A patent/SU926786A1/en active
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4400817A (en) | Method and means of clock recovery in a received stream of digital data | |
CA1224274A (en) | Manchester decoder | |
US5239496A (en) | Digital parallel correlator | |
EP0610204B1 (en) | Line code using block inversion for high speed links | |
CA1198824A (en) | Burst signal transmission system | |
EP0369703A2 (en) | Spread spectrum communication system | |
EP0040632B1 (en) | Data processing system with serial data transmission between subsystems | |
US4930139A (en) | Spread spectrum communication system | |
US4425666A (en) | Data encoding and decoding communication system for three frequency FSK modulation and method therefor | |
US4215245A (en) | Variable rate synchronous digital transmission system | |
US5123030A (en) | Timing extraction method and communication system | |
EP0266285B1 (en) | Method and apparatus for encoding and decoding binary information | |
US3457510A (en) | Modified duobinary data transmission | |
US5717728A (en) | Data/clock recovery circuit | |
US5267267A (en) | Timing extraction method and communication system | |
US6675326B1 (en) | Method and apparatus for detecting a data receiving error | |
CA1231759A (en) | Synchronous digital demodulator with carrier error correction | |
US4912730A (en) | High speed reception of encoded data utilizing dual phase resynchronizing clock recovery | |
US4930127A (en) | Method and device for transmitting a digital engineering service channel by means of the parity channel of a digital bit stream transmitted in a code with parity checking | |
CA1203026A (en) | Error detection circuitry for digital systems | |
SU926786A1 (en) | Digital demodulator of relative phase-shift keying signals | |
US4759040A (en) | Digital synchronizing circuit | |
US4658399A (en) | Circuit arrangement designed to pick up the error rate in numerical transmission systems | |
RU2126595C1 (en) | Method and device for modulating digital data including nrzi-code flashing-pulse infrared modem | |
US4355398A (en) | Real time clock recovery circuit |