SU1758897A1 - Квазикогерентный демодул тор фазоманипулированных сигналов - Google Patents

Abstract

Сущность изобретени : квазикогере;п- ный демодул тор содержит 2 смесител  1,2, фильтры нижних частот 3, 4, перемножители 5-7, полосовой фильтр 8, компаратор 9, делители частот 10, 11, блоки задержки 12-15, сумматоры 16-18, интегратор 19 етеродин 20, фазовращатель 21. 3 ил.

Description

Изобретение относитс  к радиотехнике и св зи и может использоватьс  дл  демодул ции двоичных фазоманипулированных сигналов (ФМС).

Известны квазикогерентные демодул торы , в которых формирование опорного сигнала производитс  с помощью автогенератора , управл емого петлей фазовой аето- подстройки частоты. Они обладают высокой помехоустойчивостью, потсмциально возможной дл  данного вида модул ции. Сущее .иным недостатком глких демодул торов  вл етс  относительна  сложность петли ФАПЧ, возможность захвата петлей частоты помехи, а также потери помехоустойчивости , пропорциональные фазовой ошибке в петле, Кроме того, демодул торы с ФЛПЧ характеризуютс  увеличенным временем вхождени  в синхронизм (врем  захвата ). Эго затрудн ет их применение в пакетных радиосет х, в спутниковых сет х с временным разделением абонентов.

Известны квазикогерентные демодул торы ФМС с цеп ми пассивной фильтрации опорных колебаний, например, путем удвоени  часгош с последующим ее делением. Их преимуществом  вл етс  простота, устойчивость работы, малое врем  вхождени  а синхронизм. Недостатками  вл ютс  сложность получени  узкой полосы пропускани  опорного тракта на высоких частотах и св занные с этим потери помехоустойчивости. Кроме того, дл  перестройки демодул тора в диапазоне частот необходима сопр женна  перестройка опорного тракта,

Известен также квазикогерентный квадратурный демодул тор дискретных сигналов с разомкнутым устройством фазовой синхронизации. Дл  его перестройки необходима лишь перестройка высокочастотного гетеродина, однако работа на нулевой промежуточной частоте позвол ет выделить опорные колебани  только с помощью микропроцессорных средств, так как требует реализации сложных вычислительных процедур, Вследствие ограниченного быстродействи  такие демодул торы пока не обеспечивают работу в реальном масштабе времени.

Наиболее близким к изобретению  вл етс  демодул тор ФМС, содержащий гетеродин , два канала обработки сигнала, сумматор, интегратор и опорный тракт, причем каждый из каналов обработки сигнала состоит из последовательно включенных смесител , фильтра нижних частот (ФНЧ) и перемножител , при этом входы каналов обработки объединены и  вл ютс  входом демодул тора, выходы каналов обработки

подключены к сумматору, выход которого соединен со входом интегратора, колебани  гетеродина подаютс  на смесители со сдвигом фаз на 90°, а опорный тракт состоит из

третьего перемножител , компаратора, трех полосовых фильтров (ПФ) и двух делителей частоты, причем входы третьего перемножител  подключены к выходам ФНЧ, а выход через первый ПФ подключен к входу

0 компаратора, пр мой выход которого через первый делитель частоты и второй ПФ, а инверсный выход через второй делитель частоты и третий ПФ подключен к вторым входам перемножителей каналов обработки

5 сигнала, при этом выход первого делител  частоты подключен к второму входу второго делител  частоты.

Достоинством этою демодул тора  вл етс  простота выделени  опорного коле0 бани , так как благодар  квадратурному построению разность частот сигнала fc и гетеродина fr может быть выбрана сколь угодно малой, в том числе мбнылей ширины спектра сигнала. Необходимо лишь соблю5 дение услови  ifc - fr l Afn, где Af(t - нестабильность частоты канала св зи. Работа всех элементов опорного тракта на сверхнизкой промежуточной частоте позвол ет производить деление частоты с по0 мощью обычных цифровых делителей (триггеров). На низкой частоте также легко формируетс  сколь угодно узка  полоса пропускани  опорного тракта, например, с помощью активных фильтров на операци5 онных усилител х, что обеспечивает высокое отношение сигнал - шум в опорном тракте.

Недостатком прототипа  вл етс  повышенное вли ние на его помехоустойчивость

0 фазовых ошибок, обусловленных неидеальностью опорного тракта. Как известно, фазовые ошибки опорного тракта складываютс  из случайных (дрожание фазы), обусловленных вли нием шумов, и статических,

5 вызванных вли нием фазочастотных характеристик опорного тракта при неста- бильност х частоты. Уменьшение полосы пропускани  опорного тракта приводит к снижению дрожани  фазы, однако уееличи0 вает статическую ошибку, так как возрастает крутизна фззочастотной характеристики опорного тра аа. Так. в прототипе второй и третий ПФ используютс  только дл  выделени  первой гармоники из пр моугольных

5 колебаний, получаемых на выходах делителей частоты. Известно, что в квадратурном демодул торе ФМС допустима  величина статической Фазовой ошибки

0CT/ZO (1)

)°

- 1

откуда 0ст 20 Ig (pcT.+ 1), дБ; где 0Ст- потери помехоустойчивости.

Например, если в качестве второго и третьего ПФ применить одиночные колебательные контуры с полосой пропускани  2 А т, то их фазочастотна  характеристика имеет вид

p(AfH) arctg(AfHMfiO,(2)

где - отстройка от центральной часто- ты.

Если даже 2 AfK 8 Лтн, т.е. полоса пропускани  в восемь раз превышает нестабильность частоты, величина фазовой ошибки составит OCT arctg (1/4) 0,245 рад, а соответствующие потери бет 20 Ig (0,245 + 1) 1,9 дБ. При более сложных фильтрах эти потери будут еще больше.

Значительно уменьшить эти потери можно за счет исключени  второго и треть- его ПФ и введени  элементов, формирующих пр моугольные опорные колебани  специальной формы.

Целью изобретени   вл етс  повышение помехоустойчивости квазикогерентно- го демодул тора ФМС со сверхнизкой промежуточной частотой за счет устранени  вли ни  статической фазовой ошибки.

Поставленна  цель достигаетс  тем, что в прототипе исключены второй и третий ПФ, при этом введены второй и третий сумматоры , два блока задержки на Т/16 и два блока задержки на ЗТ/16, где Т - период опорного сигнала. Выход первого делител  частоты соединен с входами первых блоков задержки на Т/16 и ЗТ/16, пр мой выход второго делител  частоты - с входом второго блока задержки на Т/16, а инверсный выход - с входом второго блока задержки на 3T/16, выход которого и выход первого блока задержки на Т/16 соединены с входами второго сумматора, выход которого соединен с вторым входом первого перемножител , а выходы второго блока задержки на Т/16 и первого блока задержки на ЗТ/16 соедине- ны с входами третьего сумматора, выход которого соединен с вторым входом второго перемножител .

На фиг.1 приведена функциональна  схема демодул тора; на фиг.2 - временные диаграммы его работы; на фмг.З - схема принципа формировани  пр моугольных опорных колебаний.

Устройство (фиг.1) содержит первый и второй смесители 1 и 2, первый и второй ФНЧ 3 и 4; первый-третий перемножители 5-7; полосовой фильтр 8, компаратор 9, первый и второй делители частоты 10 и 11, первый и второй блоки задержки на Т/16 12 и 13, первый и второй блоки задержки на З Г/16 14 и 15, первый-третий сумматоры 16-18, интегратор 19, гетеродин 20 и фазовращатель 21. Устройство работает следующим образом .

Исходный фэзоманипулированыый радиосигнал на входе демодул тора имеет вид фиг.2а. Квадратурные сигналы Uc(t) и Us(t) на выходах ФНЧ 3 и 4 представлены на фиг.2б.в. Поскольку разность частот сигнала и гетеродина в таком демодул торе меньше, чем ширина спектра сигнала, то период разностной частоты больше, чем период фазовой манипул ции (смены пол рностей) двоичных символов, что видно из фиг.2б,в. Перемножением квадратурных составл ющих в перемножителе 7 и фильтрации Е полосовом фильтре 8 выдел етс  удвоенна  разностна  частота (фиг.2г), из которой на пр мом и инверсном выходах компаратора 9 формируютс  пр ма  и инверсна  последовательности типа меандр. После делени  частоты делител ми 10 и 11 из них образуютс  последовательности lh(t) и Ua(t) (фиг.2д.е), сдвинутые по фазе на 90° (четверть периода разностной частоты). Сопоставление фиг.2б.д и фиг.2в,е показывает, что эти последовательности синфазны огибающим квадратурных сигналов. Если бы делители 10 и 11 работали независимо друг от друга, то вследствие неопределенности фазы на 180° при делении частоты последовательности фиг.2д,е могли бы отличатьс  по фазе на +90°, что нарушило бы нормальную работу демодул тора. Дл  исключени  этого  влени  выход делител  10 соединен с вторым входом делител  11: по фронту входного сигнала делитель 11 устанавливаетс  в то состо ние , в котором в этот момент времени находитс  делитель 10. Этим обеспечиваетс  жестка  фазова  св зь между последовательност ми: последовательность 2д опережзет на 90° последовательность фиг.2е, а в случае сбо  работы делителей эта фазова  св зь восстановитс  через период.

С помощью блоков задержки 12-15 и сумматоров 17 и 18 из последовательностей фиг.2д,е формируютс  трехуровневые последовательности фиг.2ж,з, где длительность положительных и отрицательных импульсов равна ЗТ/8, а длительность промежутков с нулевым уровнем - Т/8. После перемножени  этих последовательностей с соответствующими квадратурными сигналами в перемножител х 5, 6 и сложени  их в сумматоре 16 образуютс  цифровой видеосигнал (фиг.2,и) с переменной огибающей, который поступает на вход решающего устройства (интегратора 19).

Рассмотрим пор док формировани  трехуровневых опорных сигналов и покажем , что это обеспечивает повышение помехоустойчивости демодул тора.

Последовательность Ui(t) с выхода де- лител  10 (фиг.З.а) с помощью блока задержки 12 задерживаетс  на врем  Т16, гдеТ- период опорных сигналов (фиг.З.в), а последовательность l)2(t) с помощью блока задержки 15 - на врем  ЗТ/16 (фиг.36,г), Так как последовательность U2(t) снимаетс  с инверсного выхода делител  11, то сумматором 17 реализуетс  операци 

U3(t)-Ui(t-T/16)-U2(t-3T/16), (3)

что показано на фиг.Зд.

Аналогично сумматором 18 реализуетс  функци  (фиг.З.е)

1Щ Ui(t - ЗТ/16) + U2(t - Т/16), (4)

так как блоки задержки 14 и 13 внос т задержку ЗТ/16 и Т/16 соответственно.

Квадратурные сигналы на входах пе- ремножителей 5 и 6 имеют вид Ui(t) - A(t) cos 2 л: t/T, Uz(t) A(t) sin 2 jrt/T. где A(t) ±1 - информационный параметр. Так как опорные сигналы фиг.3д,е  вл ютс  трехуровневыми (+1; 0; -1), то огибающа  результирующего сигнала на выходе сумматора 16 измен етс  по периодическому закону с периодом Т/4 (см. фиг.Зж). Поэтому достаточно рассмотреть изменение огибающей на прот жении одного периода.

На интервале (0; ti) Кз(т.) 1; lU(t) О, поэтому ивых Uc(t) A(t) cos 2   t/T. На интервале (ti; Т/4 - ti) ) 1, U4(t) 1, поэтому UBHX Uc(t)+Us(t) A(t) cos (2 л t/T- - лг/4).

Наконец, на интервале (Т/4 - ti; Т/4) Ua(t) 0, U(t) 1 и Увых Us(t) A(t) sin 2тг t/T. Рассмотрим среднеквадратическое напр жение шума на выходе демодул тора. Известно, что если среднеквадратическое напр жение гауссовского шума равно Ј, то среднеквадратические значени  его квадратурных составл ющих Јс Јs Ј. Кроме того, квадратурные составл ющие  вл ютс  некоррелированными, поэтому средне- квадратическое значение их суммы % Таким образом, на трех рассмотренных интервалах среднеквадратическое значение выходного шума составл ет Ј; Ј соответственно .

Исход  из принципа работы демодул тора , период изменени  огибающей выходного сигнала значительно больше длительности информационных посылок Тс,

поэтому веро тность ошибочного приема найдем усреднением веро тности ошибки на интервале Т/4

Т/4t(,Т|4

VfJ Vu4lpldttJ Wl+I MtUt. (5) Дл  двоичного фазоманипулированного сигд

нала рош 0,5 1 - erf Ы , поэтому обозначив выражение (5) запишем в виде

(т-1В

«J .(6)

W I,J

Дл  идеального когерентного демодул тора двоичных ФМС

Рош 0.5 1 - erf(h), А

(7)

где h - отношение сигнал-шум на

входе решающего устройства.

Дл  определени  потерь помехоустойчивости подоптимального демодул тора по отношению к идеальному необходимо найти отношение h/h. при котором демодул торы обеспечивают равную помехоустойчивость , дл  чего приравн ем выражени  (6) и (7)

Рош (h) рош (h)(8)

Вынос  общий множитель, получим

I (Ч-T(-t

(|,ew2tt/l|jA.J t-erf(hco,(«/T-t))b+

J t-e hsmWt/Tjbtl.l-erffh )

ТИ-tJ V

(9)

ИЛИ

Раскладыва  интеграл от разности функций как разность интегралов, получим:

4 Г т 4 /

Тр,-|ер{(нс052ТУт Л -1,-| ег1((2К/Т-|))Л

т/4

.- J erf(b m2tt|TUll.{-erf(. 4ri- ; 4 ти,

J ert(hco,2M/T)jt, J erЈ(hcoi(2«/Tff i (10)

-f-)) 11e-{(bs.n2 t/T jt-eff (.

Дл  получени  аналитического выражени  потерь воспользуемс  разложением функции erf(x), при этом дл  малых х можно ограничитьс  первым членом р да. erf(x) 2х/ Лг.

Тогда выражение (10) преобразуетс  к

виду jГ f eiKosm/r Т 2„ео5{гигт-ад,.

ч i -FF4J47

T«b5jptЈTJtV(11)

тм t,

или

- т ,

hcos( hco5(«t/T- l iUj b4;r(27t(.

1,7M tt

Произвед  интегрирование, получим

Th

Ј (.1- + .. (-)) (12)

или окончательно

4(s n2fiUsln

л

о in л (л 2тПЛ Ssm- -cosjB-f J

Удобнее выразить отношстей сигналов, поэтому

(л

(А

л2

ел i 2 л: 2рг 2тггЛ

64 slrr-к-соз Ч

Т у

(14)

Физический смысл имеет изменение ti от 0 до Т/8. На интервале (0 ц Т/8) функци  выражени  (14) имеет минимум при максимальном значении знаменател , ког (л 2л1А , л 2лт,1 п да cos - I 1, откуда g- О

или ti Т/16.

Подставл   ti Т/16 в выражение (14), получим т/мин 1,053 или 0,22 дБ.

При крайних значени х ti 0 и ti Т/8 получим 1 1.23 или 0,9 дБ.

Введенные в прототип элементы обеспечивают получение оптимального значени  tt Т/16 и соответственно минимум потерь помехоустойчивости. Таким образом , исключение из опорного тракта полосовых фильтров и введение устройств формировани  трехуровневых опорных сигналов обеспечивает повышение помехоустойчивости демодул тора за счет устранени  вли ни  статической фазовой ошибки.

Конкретна  реализаци  данного устройства может быть выполнена на существующей элементной базе: смесители 1 и 2 и гетеродин 20- на полупроводниковых транзисторах;-фазовращатель 21 и линии задержки 12-15 - на LC-звень х. Остальные элементы удобнее реализовать на основе аналоговой и цифровой интегральной схемотехники , так как они  вл ютс  низкочастотными . Фильтры 3, 4, 8 - на активных RC-звень х, компаратор 9, сумматоры 16- 18, интегратор 19 -на основеоперационных усилителей, например, серий 140, 154. Пе- 5 ремножители 5-7 - на основе аналоговых прецизионных перемножителей 525ПС2, делители 10 и 11 - триггерные, например. серий 155, 176.

Claims (1)

1. Формула изобретени  10 Квазикогёрентный демодул тор фазо- манипулированных сигналов, содержащий последовательно соединенные первый смеситель , первый фильтр нижних частот, первый перемножитель, первый сумматор и 15 интегратор, выход которого  вл етс  выходом квазикогерентного демодул тора, последовательно соединенные второй смеситель, второй фильтр нижних частот и второй перемножитель, выход которого со- 0 единен с вторым входом первого сумматора , первые входы смесителей соединены и  вл ютс  входом квазикогерентного демодул тора , выход гетеродина соединен с вторым входом первого смесител  и через 5 фазовращатель на 90° - с вторым входом второго смесител , выходы фильтров нижних частот соединены с входами третьего перемножител , выход которого через полосовой фильтр соединен с входом компарато- 0 ра, пр мой выход которого соединен с входом первого делител  частоты, а инверсный выход - с первым входом второго делител  частоты, второй вход которого соединен с выходом первого делител  час- 5 тоты, отличающийс  тем, что, с целью повышени  помехоустойчивости путем устранени  вли ни  статической фазовой ошибки, введены два блока задержки на Т/16 (где Т- период опорного сигнала), два 0 блока задержки на ЗТ/16, второй и третий сумматоры, причем выход первого делител  частоты соединен с входами первых блоков задержки на Т/16 и ЗТ/16, пр мой выход второго делител  частоты соединен с вхо- 5 дом второго блока задержки на Т/16. а инверсный выход - с входом второго блока задержки на ЗТ/16, выход которого и выход первого блока задержки на Т/16 соединены с входами второго сумматора, выход которо- 0 го соединен с вторым входом первого перемножител , выходы второго блока задержки на Т/16 и первого блока задержки на ЗТ/16 соединены с входами третьего сумматора, выход которого соединен с вторым входом 5 второго перемножител .

   I-/UHHHI - I М I /i H-fHl-/|-rl /|.| /| /|-/| /I-/I /М

   а)

   з) W

   Ґb--fldҐb tRf

   ;

   ллпгь дг - ги

   г)

   д)«М

   е)

   «) tfj/0

   з) l M и)

   Фиг. 2

   t

   в)

   А

   Ui()

   11л(1-зт/н)

   д)

   Ш (i) Ui(T-T/u)-Ui(t &M)

   е

   Uvft) Ut(t-37/K)ua(t - r/rs)

   ж)

   ЗТ/16

   Фиг. 3