рователь 22 функции косинуса, блок 23 умножени , блок 24 вычитани , источник 25 опорного напр жени , блок 26 извлечени квадратного корн и измеритель 27 отношений . Измеритель комплексного коэффициента отражени работает следующим образом . Сигнал посто нной амплитуды Un от СВЧ-генератора 1 поступает через четырехэлемеитный датчик 2 к исследуемому двухполюснику 3 с комплексным коэффициентом отражени Г 1Г е где Г I - модуль коэффициента отражени ; фаза коэффициента отражени . Отраженна волна Uoip интегрирует с падающей. Анализ распределени пол осуществл етс с помощью четырех элементов 4-7, размещенных таким образом, чтобы фазоаые набеги между ними были равны лг/4 на средней длине волны Хср , СВЧ-коммутатор 8 по сигналу с первого выхода блока 15 периодически коммутирует с частотой Q каждый из выходных сигналов элементов 4-7 в общий канал. При этом на выходе СВЧ-коммутатора 8 получаетс сигнал в виде периодической последовательности радиоимпульсов. Выходной сигнал СВЧ-коммутатора 8 детектируетс квадратичным детектором 9, выходной сигнал которого вл етс периодической функцией, котора на интервале, равном периоду коммутации Т имеет вид пrl- IГI 2lГ))}. iricosC- l - y-0J. З д л, k (Jn( 1 10 4-2 in cos(f + (М. Т/2 t ЗТ/4 ; SJid . n , kUn l1+irp-i-2irtcosC | 4;- } + .. p где k - коэффициент пропорциональности; d, у-частотные коэффициенты, Коэффициент Ь зависит от разноса элементов 4,5, 6,7 вдоль тракта и определ етс формулой а Дср/Д1.(3) гдеЛ:р средн лини волны диапазона; Л - дискретное значение текущей длины волны в канале. Коэффициент у зависит от разворота элементов 4-7 и дл коаксиального канала определ етс формулой y arctg().(4) гдеДр - фазовый сдвиг за счет разворота на средней длине волны. В диапазоне частот волновода (42%) коэффициент(5 измен етс в пределах 0,63-1,37, коэффициентудл угла поворота ср /8 измен етс в пределах 1,47-0,73. Таким образом, эти козффициенты имеют значительную частотную зависимость , что приводит к погрешности измерени молекул и фазы при работе в полосе частот. Это объ сн етс тем, что рассто ние между элементами 4-7 фиксировано , поэтому фазовые сдвиги между ними будут равны л:/4 только на средней длине волны (5 1, у 1) а на других частотах они станов тс отличными от лг/4, что приводит к возникновению погрешности в измерени х . Полосовой фильтр 10 выдел ет первую гармонику из выходного сигнала Уб квадратичного детектора 9 U7 - Нс,и„ |Г sln- yi-cos2 cos|-f х X соз {Qt + йгмд (tg у etg f-S-) }. где ki - коэффициент передачи полосового фильтра 10 на частоте Q; суммарный частотный коэффициент. Напр жение с выхода полосового фильтра 10 поступает на вход линейного амплитудного детектора 11, выходное напр жение которого Ue имеет вид U8--I- t(t()sln4 -у- -cos2v3cosfгде k2 - коэффициент передачи линейного амплитудного детектора 11. ,Дл исключени частотной составл ющей погрешности измерени модул , обусловленной множителем sin ndll сигнал Ue подаетс на сигнальный вход первого управл емого делител 12, на управл ющий вход которого подаетс сигнал с синхронизирующего выхода СВЧ-генератора 1. при этом в зависимости от частоты мен етс коэффициент передачи первого управл емого делител 12 по закону г I Оt-i . 7гЛ:р где ко- коэффициент передачи первого управл емого делител 12 приД Аср . Тогда сигнал на выходе первого управл емого делител 12 будет иметь вид и«-|- kktkitaUn lfl V,co$2V co |-i (85 Таким образом, благодар применению коррекции частотно-зависимого члена д получено уменьшение погрешности измерени модул комплексного коэффициента отражени в 4 раза. Одновременно напр жение U с выхода полосового фильтра 10 подаетс на вход фазометра 14, на опорный вход которого поступает опорное напр жение от второго выхода блока 15, напр жение на выходе фазометра 14 имеет вид Uio-k3arctg(tgy)ctg|-),(9) где ka - коэффициент передачи фазометра. Абсолютна погрешность измерени фазы комплексного коэффициента отражени определ етс по формуле Ду) - arctg (tg f ctg ), (10) где (flu - истинное значение фазы. Дл 42%-ного диапазона частот волновода при измерении коэффициента f от 2 до 2,1 абсолютна погрешность измерени составл ет 2,25° (при 45°) и А мэкс -2,25 (при 135°). Дл исключени частотной составл ющей погрешности измерени фазы, обусловленной множителем ctg -п- сигнал Uio подаетс на вход формировател 16. Сигнал на выходе формировател 16 имеет вид Uii-k4 (tg ctg|-g-). щ где k/j - коэффициент передачи формировател 16, Это напр жение подаетс на сигнальный вход второго управл емого делител 17, на управл ющий вход которого подаетс сигнал с синхронизирующего выхода СВЧ-генератора 1. В зависимости от lacToты СВЧ-генератора 1 мен етс коэффициент передачи второго управл емого делител 17 по закону ctg 11- где ko - коэффициент передачи второго управл емого делител напр жени 17 при А4 /ср . Тогда сигнал на выходе второго управл емого делител 17 будет иметь вид Uiz-kr-tgp,(13) Напр жение Ui2 с выхода второго управл емого делител 17 подаетс на вход формировател 18, выходное напр жение которого пропорционально фазе коэффициента отражени Ui3-k5y).(14) где Кб - коэффициент передачи формировател 18. Напр жение Ui3 подаетс на индикатор 19 фазы, шкала которого градуируетс непосредственно в значени х р, что позвол ет примен ть линейную градуировку шкалы. Это дает возможность снизить требовани по точности ее изготовлени по сравнению с нелинейной шкалой, градуировка которой ведетс в учетом частотной составл ющей «д. Напр жение Ui3 подаетс одновременно с индикатором 19 на удвоитель 20. Таким образом, сигнал на выходе удвоител 20 имеет вид Ui4-2K5.(15) Выходной сигнал удвоител 20 Ui4 подаетс на первый формирователь 21, на выходе которогЬ формируетс сигнал и15вида Ui5 k6Cos2y ,(16) где ke-коэффициент передачи первого формировател i21. Второй формирователь 22 формирует из управл ющего сигнала генератора 1, несущего информацию о частотной расстройке, сигнал Ui6. который поступает на второй вход блока 23 Ui6 k7Cos где k - коэффициент передачи второго формировател функции косинуса 22. Блок 23 умножает сигнал и 15 на сигнал Ui6, при этом сигнал UIT на выходе блока 23 имеет вид. Ui7 k8cos- cos2.(18) где ke kek - коэффициент передачи блока 23. Блок 24 формирует из напр жени Ui7 блока 23 и напр жени Uie источника 25 напр жени и 19 вида Ui9 k9(1-cos2 cos-),(19) где KIO - коэффициент передачи блока 24. Напр жение Ui9 подаетс на вход блока 26, который извлекает квадратный корень из напр жени Uig. При этом сигнал U20 имеет видa cosine function generator 22, a multiplication unit 23, a subtraction unit 24, a reference voltage source 25, a square root extraction unit 26 and a relationship meter 27. The complex reflection coefficient meter operates as follows. The constant amplitude signal Un from the microwave generator 1 is fed through a four-element sensor 2 to the two-terminal 3 under study with a complex reflection coefficient G 1G e where G I is the reflection coefficient modulus; phase reflection coefficient. Reflected wave Uoip integrates with the incident. The field distribution analysis is carried out using four elements 4-7, placed in such a way that the phase raids between them are equal to lg / 4 at the average wavelength Xcp, the microwave switch 8 is periodically switched by the signal from the first output of the unit 15 from the output signals of elements 4-7 to the common channel. At the same time, the output of the microwave switch 8 receives a signal in the form of a periodic sequence of radio pulses. The output signal of the microwave switch 8 is detected by a quadratic detector 9, the output of which is a periodic function, which on the interval equal to the switching period T has the form prl-IГI 2lГ)}. iricosC- l - y-0J. Z d l, k (Jn (1 10 4-2 in cos (f + (M.T / 2 t ЗТ / 4; SJid. N, kUn l1 + irp-i-2irtcosC | 4; -} + .. p where k is the proportionality coefficient; d, the y-frequency coefficients, the coefficient b depends on the spacing of the elements 4.5, 6.7 along the path and is defined by the formula a Dsr / D1. (3) where L: p is the average line of the range wave; L - the discrete value of the current wavelength in the channel. The coefficient y depends on the rotation of elements 4-7 and for the coaxial channel is determined by the formula y arctg (). (4) where Df is the phase shift due to the rotation at the average wavelength. In the frequency range of the waveguide (42 %) coefficient (5 varies in pr At 0.63–1.37, the coefficient of rotation angle cp / 8 varies within 1.47–0.73. Thus, these coefficients have a significant frequency dependence, which leads to measurement errors of molecules and phases during operation in the frequency band This is due to the fact that the distance between elements 4-7 is fixed, therefore the phase shifts between them will be equal to l: / 4 only at the average wavelength (5 1, at 1) and at other frequencies they become different from lg / 4, which leads to errors in measurements. The band-pass filter 10 separates the first harmonic from the output signal of the quadratic U 9 detector U7 –Hc, and „| D sln-yi-cos2 cos | -f x X cos {Qt + yggd (tg y etg f-S-)}. where ki is the transmission coefficient of the bandpass filter 10 at the frequency Q; total frequency coefficient. The voltage from the output of the bandpass filter 10 is fed to the input of a linear amplitude detector 11, the output voltage of which Ue has the form U8 - I - t (t () sln4 -u -cos2v3cosf, where k2 is the gain coefficient of the linear amplitude detector 11., For exception the frequency component of the measurement error of the module due to the factor sin ndll signal Ue is fed to the signal input of the first controlled divider 12, to the control input of which the signal from the clock output of the microwave generator 1 is fed. of the first controlled divider 12 according to the law r I Оt-i. 7гЛ: p where the transfer coefficient of the first controlled divider is 12 Acd. Then the signal at the output of the first controlled divider 12 will look like "- | - kktkitaUn lfl V , co $ 2V co | -i (85 Thus, by applying the correction of the frequency-dependent term d, the measurement error of the modulus of the complex reflection coefficient is reduced by 4 times. At the same time, the voltage U from the output of the band-pass filter 10 is fed to the input of the phase meter 14, to the reference the input of which receives the reference voltage about t of the second output of the unit 15, the voltage at the output of the phase meter 14 is Uio-k3arctg (tgy) ctg | -), (9) where ka is the phase meter transmission coefficient. The absolute measurement error of the phase of the complex reflection coefficient is determined by the formula DN) - arctg (tg f ctg), (10) where (flu is the true value of the phase. For the 42% waveguide frequency range when measuring the coefficient f from 2 to 2.1 the absolute measurement error is 2.25 ° (at 45 °) and A max -2.25 (at 135 °). To eliminate the frequency component of the phase measurement error due to the factor ctg, the uio signal is fed to the input of the imager 16. The signal at the output of the imaging unit 16 has the form Uii-k4 (tg ctg | -g-), u where k / j is the transmission coefficient of the forms 16, this voltage is applied to the signal input of the second controlled divider 17, to the control input of which is fed a signal from the clock output of the microwave generator 1. Depending on the lacTota of the microwave generator 1, the transmission coefficient of the second controlled divider 17 varies according to the law ctg 11- where ko is the transmission coefficient of the second controlled voltage divider 17 at A4 / sr. Then the signal at the output of the second controlled divider 17 will be Uiz-kr-tgp, (13) The voltage Ui2 from the output of the second controlled divider 17 is fed to shaper 1 input. 8, the output voltage of which is proportional to the phase of the reflection coefficient Ui3-k5y). (14) where Kb is the transfer coefficient of the former 18. The voltage Ui3 is fed to the phase indicator 19, the scale of which is calibrated directly at p values, which allows the linear scale graduation. This makes it possible to reduce the requirements for the accuracy of its manufacture in comparison with a nonlinear scale, the graduation of which is carried out taking into account the frequency component. The voltage Ui3 is simultaneously supplied with the indicator 19 to the doubler 20. Thus, the signal at the output of the doubler 20 has the form Ui4-2K5. (15) The output signal of the doubler 20 Ui4 is fed to the first driver 21, at the output of which a signal is generated and a 15 view of Ui5 k6Cos2y, ( 16) where ke is the transmission coefficient of the first imager i21. The second driver 22 generates the signal Ui6 from the control signal of the oscillator 1 carrying the information about the frequency detuning. which is fed to the second input of block 23 Ui6 k7Cos where k is the transmission coefficient of the second shaper of the cosine function 22. Block 23 multiplies the signal and 15 by the signal Ui6, while the UIT signal at the output of block 23 looks like. Ui7 k8cos-cos2. (18) where ke kek is the coefficient of transfer of block 23. Block 24 forms the voltage Ui7 of block 23 and the voltage Uie of voltage source 25 and 19 of the form Ui9 k9 (1-cos2 cos -), (19) where KIO is the transmission coefficient of block 24. The voltage Ui9 is fed to the input of block 26, which takes the square root of the voltage Uig. In this case, the signal U20 has the form