SU1109670A1

SU1109670A1 - Wide-band meter of dielectric parameters

Info

Publication number: SU1109670A1
Application number: SU833578271A
Authority: SU
Inventors: Борис Александрович Иванов; Юрий Алексеевич Скрипник; Павел Томович Захаров; Валерий Иванович Ручкин; Игорь Алексеевич Федорина; Наталья Рафаиловна Папенко; Николай Алексеевич Покалюхин
Original assignee: Киевский технологический институт легкой промышленности
Priority date: 1983-04-12
Filing date: 1983-04-12
Publication date: 1984-08-23

Abstract

ЩИРОКОПОЛОСНЫЙ ИЗМЕРИТЕЛЬ . ПА АИЕТРОВ ДИЭЛЕКТРИКОВ, содержащий автогенератор, последовательно соединенные первый смеситель, первый вход которого соединен с выходом автогенератора , перЁый полосовой фильтр, частотный детектор, низкочастотный усилитель, синхронный детектор, первый интегратор и индикатор, а также измерител1 ный датчик, первый вывод которого соединен с корпусом устройства, последовательно соединенные второй смеситель и второй полосовой фильтр, первый кварцевый генератор, переключатель, один из крайних контактов которого соединен с выходом первого кварцевого генератора , коммутационный генератор, выход которого соединен с управл ющим входом переключател , и блок развертки, вькод которого соединен с синхронизирующим входом индикатора , отличающийс тем, что, с целью повышени точности измерени мальк приращений емкости. ii 13 св занных с дисперсией диэлектрических свойств гетерогенных сред, в полосе частот, в него введены второй кварцевый генератор, выход которого соединен с вторым крайним контактом переключател , свип-генератор, выход которого соединен с первым входом второго смесител , фазоинвертор , выход которого соединен с управл ющим входом синхронного детектора, второй интегратор, выход которого соединен с регулирующим входом авто- генератора, прерыватель, один из контактов которого соединен с входом второго интегратора, образцовьй датчик , первый вывод которого соединен с корпусом устройства, коммутатор, (Л крайние контакты которого соединены с вторыми выводами измерительного и образцового датчиков соответственно, а средний контакт - с врем задающей § цепью автогенератора, и делитель частоты, выход которого соединен с управл ющими входами фазоинвертера, о со а прерывател и коммутатора, кроме того , выход второго полосового фильтра соединен с вторым входом первого смесител , средний контакт переклю чател соединен с вторым -входом второго смесител , выход блока развертки соединен с входом свип-генератора , выкод синхронного детектора соединен с вторым контактом прерывател , а выход коммутационного ге .нератора - с : входами фазоинвертора и делител частоты.STANDBAND METER. PA DIELECTRICS PA containing the oscillator, serially connected first mixer, the first input of which is connected to the output of the oscillator, the first band-pass filter, frequency detector, low-frequency amplifier, synchronous detector, first integrator and indicator, as well as a measuring sensor, the first output of which is connected to the housing devices connected in series second mixer and second band-pass filter, first crystal oscillator, switch, one of the extreme contacts of which is connected to the output ervogo quartz oscillator switching generator, whose output is connected to a control input of the switch, and a scanner, vkod which is connected to the synchronization input of the indicator, characterized in that, in order to increase the accuracy of measurement increments fry container. ii 13 associated with the dispersion of the dielectric properties of heterogeneous media, in the frequency band, a second crystal oscillator is introduced into it, the output of which is connected to the second extreme contact of the switch, a sweep generator whose output is connected to the first input of the second mixer, a phase inverter whose output is connected to the control input of the synchronous detector, the second integrator, the output of which is connected to the regulating input of the auto-generator, the interrupter, one of the contacts of which is connected to the input of the second integrator, an exemplary sensor The first pin of which is connected to the device case, the switch, (L the extreme contacts of which are connected to the second terminals of the measuring and reference sensors, respectively, and the middle contact - with the time specifying the oscillator circuit, and the frequency divider, the output of which is connected to the phase inverter control inputs, An interrupter and a switch, in addition, the output of the second bandpass filter is connected to the second input of the first mixer, the middle contact of the switch is connected to the second input of the second mixer, the output of the unit p zvertki connected to the input sweep generator vykod synchronous detector connected to the second contact breaker, and the output switching .neratora n - with: phase inverter inputs and the frequency divider.

Description

Изобретение относитс к средства неразрушающего контрол гетерогенны сред и может быть использовано как дл исследовани диэлектрических свойств композиционных материалов и веществ в непрерывном диапазоне час тот, так и дл экспресс-анализа тех нолопнческих параметров изделий на основе сложных диэлектриков по их частотным характеристикам. Наиболее близким к изобретению по технической сущности вл етс устройство дл контрол физико-меха нических параметров сложных диэлект риков, основанное на измерении малы приращений емкости датчика, обуслов ленных дисперсией диэлектрических свойств исследуемой среды в полосе частот и преобразуемых в регистрируемые фазовые сдвиги зондирующего сигнала, и содержащее автогенератор последовательно соединенные первый смеситель, первый полосовьй фильтр, частотный детектор, низкочастотный усилитель и синхронный детектор, выход которого соединен с регулирую щим входом автогенератора, фазосдви гак цую чейку с измерительным датчиком , первый вывод которого соедин с корпусом устройства, последовател но соединенные второй смесителд), вто рой полосовой фильтр, фазовый детектор , опорный вход которого соединен с выходом первого полосового фильтра и индикатор, а также варикап, первый вывод которого соединен с корпусом устройства, образцовый генератор , выход которого соединен с первыми входами смесителей, переключатель , один из крайних контактов которого соединен с вторым выводом варикапа, а контакт - с вре м задающей цепью образцового генератора , коммутационньш генератор, выход которого соединен с управл ющий входами переключател и синхронного детектора и блок развертки , вьрсод которого соединен с вторым выводом варикапа, регулирук)щими входами полосовых фильтров и синхронизирующим входом индикатора, кроме того, выход автогенератора соединен с вторым входом первого смесител и входом фазосдвигак цей чейки, выход которой соединен с вторым вьгоодом измерительного датчика и вторым входом второго смесител tiD. 70 Однако известное устройство обладает недостаточной точностью изме рени малых приращений емкости, поскольку при частотной развертке образцового генератора, осуществл емой с помощью варикапа и необходимой дл перестройки зондирующего сигнала автогенератора в полосе иссл,едуемых частот, измен ютс не только абсолютные значени опорных частот, которыми вл ютс несущие частоты частотно-импульсно-модулированного сигнала на выходе образцового генератора и которые используютс дл сопоставлени с частотой зондирующего Сигнала, но и интервал между опорными частотами и, как следствие, средн величина (за период модул ции) интервала между зондирующей и опорными частотами, т.е. смещаютс рабочие точки фазового и частотного детекторов, что приводит к значительным искажени м показаний измерител из-за нелинейности частотных характеристик обоих детекторов и в виду сложности перестройки полосовых фильтров, осуществл емой дл изменени их полосы пропускани , существенно ограничивает полосу.частот зондирующего сигнала и возможности распирени диапазона измерени приращений емкости как в сторону больимх, так и в сторону малых значений. Кроме того, температурный дрейф собственныхПараметров измерительного датчика влечет за собой неинформативные изменени фазы зондирующего сигнала, которые вызыва дрейф нул измерител , вл ютс источником дополнительной погрешности при измерении малых приращений емкости. Целью изобретени вл етс повышение точности измерени малых приращений емкости, св занных с дисперсией диэлектрических свойств гетерогенных сред, в полосе частот. Поставленна достигаетс тем, что в широкополосный измеритель параметров диэлектриков, содержащий автогененатор, последовательно соединенные первый смеситель, первый вход которого соединен с выходом автогенератора, первой полосовой ильтр, частотный детектор, низкочастотный усилитель, синхронный детектор , первый интегратор и индикатор, а также измерительный датчик, первый вывод которого соединен с корпуThe invention relates to a means of non-destructive testing of heterogeneous media and can be used both to study the dielectric properties of composite materials and substances in a continuous frequency range, and for the rapid analysis of the technological parameters of products based on complex dielectrics according to their frequency characteristics. The closest to the invention in its technical essence is a device for monitoring the physicomechanical parameters of complex dielectrics, based on measuring small increments in the capacitance of the sensor, due to the dispersion of the dielectric properties of the medium under study in the frequency band and converted into the detected phase shifts of the probe signal, and containing Oscillator serially connected first mixer, first band filter, frequency detector, low-frequency amplifier and synchronous detector, the output of which connected to the regulating input of the autogenerator, phase shifting a cell with a measuring sensor, the first output of which is connected to the device body, sequentially connected to the second mixer, the second band-pass filter, the phase detector, the reference input of which is connected to the output of the first band-pass filter and the indicator, as well as a varicap, the first output of which is connected to the device case, an exemplary generator, the output of which is connected to the first inputs of the mixers, a switch, one of the extreme contacts of which is connected to the second the varicap pin, and the contact with the master circuit of the reference oscillator, the switching oscillator, the output of which is connected to the control inputs of the switch and the synchronous detector and the scanner whose output is connected to the second varicap output, the bandwidth of the indicator moreover, the output of the autogenerator is connected to the second input of the first mixer and the input of the phase shifter of the cell, the output of which is connected to the second end of the measuring sensor and the second input of the second with mixer tiD. 70 However, the known device has insufficient accuracy in measuring small increments of capacitance, since with a frequency sweep of a sample oscillator carried out using a varicap and necessary to rebuild the probe signal of an auto oscillator in the frequency range, the frequency used changes not only the absolute values of the reference frequencies that the carrier frequencies of the frequency-pulse-modulated signal at the output of the reference oscillator and which are used for comparison with the frequency of the sounding signal, but and the interval between the reference frequencies and, as a consequence, the average value (over the modulation period) of the interval between the probe and reference frequencies, i.e. the working points of the phase and frequency detectors are shifted, which leads to significant distortions in the meter readings due to the nonlinearity of the frequency characteristics of both detectors and in view of the difficulty of rebuilding the band-pass filters performed to change their passband, significantly limits the bandwidth of the probe signal and the possibility of dispersion the range of measurement of the increments of the capacitance in the direction of both large and small values. In addition, the temperature drift of the own Parameters of the measuring sensor entails uninformative changes in the phase of the probing signal, which cause the meter to drift zero, are a source of additional error in measuring small capacitance increments. The aim of the invention is to improve the accuracy of measuring small increments of capacitance associated with the dispersion of the dielectric properties of heterogeneous media in the frequency band. Delivered by the fact that a wideband dielectric parameter meter containing an autogenerator, a first mixer connected in series, the first input of which is connected to the output of an auto-oscillator, a first band-pass filter, a frequency detector, a low-frequency amplifier, a synchronous detector, a first integrator and an indicator, as well as a measuring sensor, the first conclusion of which is connected to the building

сом устройства, последовательно соединенные второй смеситель и второй полосовой фильтр, первый кварцевый генератор, переключатель, один из крайних контактов которого соединен с выходом первого кварцевого генератора , коммутационный генератор, выхо которого соединен с управл ющим входом переключател , и блок развертки, выход которого соединен с синхронизируюпу1м входом индикатора, введены второй кварцевый генератор, выход которого соединен с вторым крайним контактом переключател , свип-генератор , выход которого соединен с первым входом второго смесител , фазоинвертор , выход которого соединен с управл ющим входом синхронного детектора , второй интегратор, выход которого соединен с регулирующим входом автогенератора, прерыватель, оди из контактов которого соединен с входом BTOjjoro интегратора, образцовый датчик, первый вывод которого соединен с корпусом устройства,.коммутатор , крайние контакты которого соединены с вторыми выводами измерительного и образцового датчиков соответственно, а средний контакт с врем задающей цепью автогенератора и делитель частоты, выход которого соединен с управл ющими входами фазоинвертора, прерывател и коммутатора , кроме того, выход второго полосового фильтра соединен с вторым входом первого смесител , средний контакт переключател соединен с вторым входом второго смесител , выход блока развертки соединен с входом свип-генератора, выход синхронного детектора соединен с вторым контактом прерывател , а выход коммутационного генератора - с входами фазоинвертора и делител частоты .a device, a second mixer and a second band-pass filter, the first crystal oscillator, a switch, one of the extreme contacts of which is connected to the output of the first crystal oscillator, a switching generator, the output of which is connected to the control input of the switch, and a scanner whose output is connected to synchronizing with the input of the indicator, a second crystal oscillator is introduced, the output of which is connected to the second extreme contact of the switch, a sweep-generator whose output is connected to the first input the second mixer, the phase inverter, the output of which is connected to the control input of the synchronous detector, the second integrator, the output of which is connected to the regulating input of the autogenerator, the interrupter, one of the contacts of which is connected to the input of BTOjjoro integrator, the exemplary sensor, the first output of which is connected to the device body, switch, the extreme contacts of which are connected to the second terminals of the measuring and reference sensors, respectively, and the average contact with the time of the master circuit of the oscillator and the frequency divider, out which is connected to the control inputs of the phase inverter, the chopper and switch, in addition, the output of the second bandpass filter is connected to the second input of the first mixer, the middle contact of the switch is connected to the second input of the second mixer, the output of the scanner is connected to the input of the sweep generator, the output of the synchronous detector connected to the second contact of the chopper, and the output of the switching generator to the inputs of the phase inverter and the frequency divider.

На фиг. 1 изображена, блок-схема предлагаемого измерител j на фиг. 2 а 26- спектры частот с вип-генератор а кварцевых генераторов, области спектра зондирующего сигнала автогенератора , лежащие у нижнего (а) и верхнего (б) пределов полосы исследуемых частот, и соответствующие этим частотам области спектра несущих частот сигнала на выходе первого попосового фильтра; на фиг.2 в 2е , За-Зе - эпюры напр жений на выходе некоторых блоков схемы измерител , а именно: коммутационногоFIG. 1 shows a block diagram of the proposed meter j in FIG. 2 a 26 - frequency spectra with a VIP oscillator and quartz oscillators, spectral regions of the oscillating signal of the oscillator, lying at the lower (a) and upper (b) limits of the frequency band of the studied frequencies, and corresponding to these frequencies the spectral region of the carrier frequencies of the signal at the output of the first cross-section filter ; Fig.2 in 2E, ZA-ZE - voltage diagrams at the output of some blocks of the meter circuit, namely: switching

генератора,делител частоты, первого полосового фильтра, частотного детектора, низкочастотного усилител , фазоинвертора, синхронного де5 тектора, прерывател , второго и первого интеграторов соответственно , причем индексы у осей ординат, указывают к какому блоку относитс представленный график.generator, frequency divider, first band-pass filter, frequency detector, low-frequency amplifier, phase inverter, synchronous detector, chopper, second and first integrators, respectively, and the indices on the ordinate axes indicate to which block the presented graph belongs.

О Измеритель содержит автогейератор 1, второй пхэлосовой фильтр 2, коммутатор 3, первый 4 и второй 5 смесители, измерительный датчик 6 с объектом 7 контрол , первый квар5 цевый генератор 8 фиксированной частотыU/, блок 9 развертки, образцовый датчик 10, первый полосовой фильтр 11, переключатель 12, второй кварцевый генератор 13 фиксирован0 ной частоты со,, , свип-генератор 14О The meter contains autoheater 1, second filter 2, switch 3, first 4 and second 5 mixers, measuring sensor 6 with control object 7, first quarter generator 8 fixed frequency U /, sweep unit 9, exemplary sensor 10, first filter 11 , switch 12, second quartz oscillator 13 of fixed 0 frequency,,,, sweep generator 14

с полосой частот to-to J, частотныйwith to-to-j frequency band

-i с -f CB.,-i with -f CB.,

детектор 15, второй интегратор 16,the detector 15, the second integrator 16,

последовательно соединенные коммутационный генератор 17 частоты n5Jserially connected switching generator 17 frequency n5J

5 и делитель 18 частоты коммутационного генератора на п , где п- число, кратное дес ти, последовательно соединенные низкочастотный усилитель 19 частоты коммутации п и синхрон0 ный детектор 20, фазоинвертор 21, прерыватель 22, первый интегратор5 and the divider 18 of the switching generator frequency by n, where n is a multiple of ten, the low-frequency amplifier 19 of the switching frequency n and the synchronous detector 20, the phase inverter 21, the chopper 22, the first integrator

23и индикатор 24.23 and indicator 24.

Выход автогенератора 1 через последовательно соединенные пер5 вый смеситель 4, первый полосово11 фильтр 11, частотный детектор 15, низкочастотный усилитель 19 соединен с входом синхронного детектора 20, выход которого через первый ин0 тегратор 23 соединен с индикаторомThe output of the oscillator 1 is connected through the first mixer 4 in series, the first band-pass 11 filter 11, the frequency detector 15, the low-frequency amplifier 19 is connected to the input of the synchronous detector 20, the output of which is connected to the indicator through the first integrator 23

24и через прерыватель 22 - с входом второго интегратора 16, выход которого соединен с автогенератором 1.24 through the breaker 22 to the input of the second integrator 16, the output of which is connected to the oscillator 1.

Измеритель работает следующимThe meter works as follows

5 образом.5 way.

С выхода автогененатора 1 на один из входов первого смесител 4 (фиг. 1) поступает сигнал, частота которого Определ етс уровнем посто0 иного напр жени на регулирующем входе автогенератора и зависит от величины суммарной расстройки зондирукнцей частоты, вызванной температурным дрейфом собственных парамет- ров измерительного 6 и образцового . 10 датчиков, поочередно (с частотой сигнала коммутации и ) подключенных с помощью коммутатора 3 к врем задающей цепи автогенератора, и 5 . информативным приращение м емкости измерительного датчика, обусловленным диэлектрическими свойствами объекта 7 контрол , причем частотна развертка зондирующего сигнала в полосе исследуемых частот осуществл етс при изменении уровн напр жени на регулирующем входе ав тогенератора. Одновременно на другой вход смеситеп 4 с выхода второго полосового фильтра 2 поступает сигнал, несуща частота которого формируетс из разностных частот, образующихс в результате взаимодействи двух пбступахэщих на второй смеситель 5 разночастотных сигналов. На один из входов смесител через контакты переключател 12, управл емого коммутационным генератором 17, с выходов первого 8 и второго 13 кварцевых генераторов поочередно (с частотой сигнала управлени пЯ) подаютс гар монические сигналы, частоты кото- рых фиксированы и равны соответстВ то же врем на др вен но и гой вход второго смесител с вькода .свип-генератора 14 поступает синусо идальный сигнал, частота которого плавно возрастает в пределах от ui до по линейному закону, задавае мому пилообразным напр жением блока 9 развертки. Причем частоты квар цевых генераторов 8 и 13 ( и и) соответственно) лежат ниже полосы частот свип-генератора 14 ( и выше частот автогенератора 1 ( 1х ) 1 в пределах которых исследуютс диэлектрические свойства объекта Вследствие частотной манипул ции одного из входных сигналов второ го смесител 5 и плавной развертки частоты сигнала на его другом входе на выходе второго смесител образуетс частотно-модулированное напр жение , модулирующа частота которого задаетс Коммутационным генератором 17, вырабатывающим напр жение частоты пр моугольной формы , подаваемое на управл ющий вход переключател 12, а значени комбинационных частот, составл ющих спект несущей частоты, одновременно плавно измен ютс вслед за изменением частоты свип-генератора. При этом одна из составл ющих, равна разност частот свип-генератора 14 и первого кварцевого генератора 8 (w-((,), измен етс в интервале частот от о06 до , а друга составл юща , равна разности частот свип-генератора и второго кварцевого генератора 13 (с02ф), принимает непрерывный р д значений OTUJ до ujjjg. Обе состав-, л ющих вьдел ютс вторым полосовым фильтром, полоса пропускани которого выбрана так, чтобы обеспечить перекрытие диапазона частот от до в который вход т оба интервала разнрстных частот, и исключить паразитное прохождение несущих частот входных сигналов второго смесител и комбинационных частот , равных сумме указанных-несущих. Предпол-ожим, что в начал ьньй момент после калибровки измерител частоты зондирующего сигнала автогенератора 1 равна ш , а частота свип-генератора 14 фиксирована и соответствует нижнему пределу его полосы частот , т.е. начальному моменту периода частотной развертки . При поочередном подключении измерительного 6 и образцового 10 датчиков к врем задающей цепи автогенератора частота зондируклцего сигнала периодически измен етс , принима поочередно значени uj и uj j соответственно, период следовани которых задаетс периодом сигнала управлени (2 л/И), поступающего на управл ющий вход коммутатора 3 с выхода делител 18 частоты . Сигнал управлени формируетс делением частоты tiQ коммутационного генератора 17 на число п , кратное дес ти. В результате с выхода автогенератора в первый смеситель 4 поступает квазигармонический сигнал, расстройка несущей частоты которого в один из полупериодов Л(й (при . подключении образцового .чатчика) зависит только от неинформативных факторов и равна ui , а в следующий полупериод работы коммутатора 3 (при подключении измерительного датчика с объектом контрол ) суммарна расстройка несущей частоты пропорциональна информативному приращению емкости измерительного датчика, св занному с диэлектрическими свойст вами объекта 7, и неинформативному приращению, вызванному температурным дрейфом собственной емкости измерительного датчика, и равна соответственно ДШи+йю.,,. . п „ Одновременно на второй вход смесител 4 с выхода второго полосового 71 фильтра 2 подаетс частотно-модулированньй сигнал, несуща частота которого с частотой модул ции hS поочередно принимает два значени oiH о2И Р этом частота квар цевых генераторов и ija и частота , соответствующа нижнему пределу полосы частот свип-генератора , подобраны так, что в начальный момент времени, соответствующий началу периода частотной развертки, одна из вьщел емых вторым полосовым фильтром разностных частот ( лежит ниже, а друга (и)) - выше зондирующей частоты w автогенератора , котора вл етс нижним пре делом полосы исследуемых частот. Из смеси несущих частот сигналов, поступающих на соответствующие входы первого смесител 4, первьпЧ полосовой фильтр 11 вьдел ет и формирует (ограничива по амплитуде и устран паразитную амплитудную модул цию) частотно-модулированный сигнал, моду лирующа частота которого равна tiSl несуща определ етс разностью несущих частот входных сигналов смесител , т.е. в один из полупериодов ТГ/Й (при подключении образцового датчика 10 к врем задающей цепи автогенератора 1) несуща частота выде л емого фильтром 11 разностного сигнала принимает поочередно (с частото пЯ ) значени ( кн а при включении измерительного датчика 6 с объектом 7 контрол () и (( Интервал между мгновенными значени ми несущих частот ( и Wj-ju ) выдел емого вторым полосовым фильтром 2 сигнала остаетс посто нным в течение всего периода частотной развертки и всегда равен разности фиксированных частот кварцевых генераторов(и)ф-и)2ф) что позвол ет избавитьс от необходимости перестройки первого полосового фильтра 11 и за счет выбора оптималь ного разноса опорных частот, в качестве которых избираютс два последовательных мгновенных значени несу щей частоты сигнала, выдел емого вто рым фильтром 2 за один период 27Г/пЯ работы переключател 12, дает возможность использовать интервал между ними (опорными частотами) в качестве меры дл определени величины девиации частоты зондирующего сигнала Кроме того, при выборе оптимального разноса опорных частот следует 708 учесть изменени величины расстройки зондирующей частоты автогенератора, вызванные изменени ми информативного приращени емкости измерительного датчика 6 в полосе исследуемых частот , обусловленными дисперсией диэлектрических свойств объекта 7 контрол , оптимальный разнос опорных частот, задаваемьп разностью частот кварцевых генераторов, должен быть таким, чтобы максимальна величина информативной расстройки (4w) зондирующей частоты не превышала половины интервала между опорными частотами . При этом частоты кварцевых генераторов и нижний предел полосы частот свип-генератора выбираютс Так, чтобы в момент начала частотной развертки соблюдались услови баланса опорньк частот (мгновенных значений несущей частоты сигнала на вькоде второго полосового фильтра 2) и несущей частоты выходного сигнала автогенератора, которые в отсутствие неинформативных факторов определ ютс соотношени ми .,н где - значение зондирующей частоты автогенератора 1, соответствую:1(ие нижнему пределу полосы исследуемых частот и определ емое только собственными параметрами измерительного 6 и образцового 10 датчиков (которые после калибровки в отсутствие объекта 7 контрол идентичны); йи) - максимальна величина ин .формативного приращени несущей частоты зондирующего сигнала в полосе исследуемых частот, обусловленна дисперсией диэлектрических свойств объекта / контрол tu , w - мгновенные значени несущей частоты частотномодулированного напр жени на выходе второго полосового фильтра 2, соответствую1цие одному периоду 2Я(п5 работы переключател 12 в начальный момент периода частотной развертки; U)p - среднее значение разнос ти между несущей частот зондирующего сигнала на выходе автогенератора t и несущими частотами частотно-модулированног сигнала на выходе второ го полосового фильтра 2 которое в течение всего периода частотной развертки остаетс неизмен ным и определ етс выражением ) гдесо иш - фиксированные частоты первого 8 и второго 13 кварцевых генераторов соответственно. После частотного детектировани разностного частотно-модулированног сигнала в частотном детекторе 15 на вход низкочастотного усилител 1 поступает амплитудно-модулированное напр жение пр моугольной формы с не сущей частотой п5 , амплитуда которого зависит от девиации среднего значени несущей частоты (Ofp) разностного частотно-модулированного сигнала на входе частотного детекто ра, которое определ етс выражением (2). При подключении образцового датчика 10 к врем задающей цепи автогенератора 1 девиаци пропорциональна неинформированному приращениюди несущей частоты зондирующег сигнала иц, , вызванному температурным дрейфом собственных параметров образцового датчика, и при под1 лючении измерительного датчика 6 с объектом 7 контрол девиации определ етс суммарным приращением Лсо (f зондирующей частоты которое в этом случае обусловле«о инфор мативны приращением емкости измерительного датчика под вли нием диэлектрических свойств объекта контр л и неинформативными факторами. Причем в последнем случае неинформативные факторы могут стать причиной грубых искажений, если девиаци настолько чрезмерна , что вызывает смещение текущего значени несущей частоты входного сигнала частотного детектора в область нелинейности его частотной характеристики, пр мо линейность которой обеспечиваетс на ограшшенном участке частсмного диапазона. 70 . Низкочастотный усилитель 19, настроенный на первую гармонику частоты п5, вьрел ет Из вькодного пр моугольного амплитудно-модулированного напр жени частотного детектора синусоидальньй сигнал, амплитуда, которого в один из полупериодов TT/Q пропорциональна алгебраической сумме информативного и неинформативногс приращений частоты зондирующего сигнала, а в следующий полупериод содержит информацию только о неинформативных факторах, вли ющих на изменени частоты того же сигнала. С выхода усилител 19 амплитудно-модулированный сигнал частоты tjb подаетс на сигнальный вход синхронного детектора 20, на управл ющий вход которого с выхода коммутационного генератора через фазоинвертор 21 поступает пр моугольное напр жение той же частоты. Фаза этого напр жени синхронно инвертируетс в моменты переключени датчиков по сигналу частоты. Q , одновременно поступающему с делител 18 частоты на управл ющие входы фазоинвертора 21 и коммутатора 3. После синхронного детектировани (по двухтактной схеме) амплитудно-модулированного сигнала на выходе детектора 20 образуетс последовательность пакетов выпр мленных полуволн синусоиды, пол рность которых измен етс с частотой Q , при этом длительность пакета равна ///5 , а амплитуда полуволн синусоиды частоты пи в пакетах одной пол рности (одного знака) пропорциональна амплитуде входного синусоидального сигнала детектора в соответствующий полупериод TT/Q . Прерыватель 22, включенный на вькоде синхронного детектора, замыкаетс по сигналу управлени с делител частоты в моменты подключени образцового датчика 10 х врем задающей цепи автогенератора 1, в результате чего на вькоде прерывател формируетс периодическа последовательность па.кетов длительностью n/Q , следующих с частотой Q и состо щих из полуволн синусоиды (частоты пи ) одной пол рности, амплитуда которых пропорциональна только неинформативному приращению 4 UJ1 несущей частоты зондирующего сигнала u) . В результате усреднени пакетного однопол рного напр жени на выходе второго интегратора 16 об11 разуетс пульсирующее напр жение, посто нна составл юща которого приводит к изменению уровн посто н ного напр жени на регулирующем входе автогенератора и, следователь но, к изменению несущей частоты зон дирующего сигнала. При правильном выборе посто нной времени второго интегратора () и при соответствующем выборе фазовых соотношеНИИ между входным сигналом первого смесител 4, пропорциональным неинформативному приращению среднего значени несущей частоты зондирующего сигнала среднее значение зондирующей частоты автогенератора определ етс как полусумма опорных частот сигнала сопоставлени , т.е. в момент начала частотной развертки среднее значение зондирующей час тоты равно полусумме текущих значений (JJ и несущей частоты выходногс сигнала второго полосового фильтра 2, и корректирующим выходным сигналом второго интегратора 16, пропорциональным девиации среднего значени несущей частоты разностного сигнала на выходе первого полосового фильтра 11 (Шр ), обусловленной только неинформативными факторами, уровень посто нного напр жени на регулирующем входе автогенератора измен етс до тех пор пока не выполнитс условие равенств между текущим значением несущей частоты зондирующего сигнала ( ю и ее средним значением, задаваемым полусуммой опорных частот сигнала ( А) 4-U} 01Н огн сопоставлени / пока дл замкнутой системы, состо щей из элементов автогенератор 1 смеситель 4 - фильтр 11 - детектор 15 - усилитель 19 - детектор 20 прерыватель 22 и интегратор 16 автогенератор 1, с точностью до ощибки некомпенсации не выполнитс условие симметрии, определ емо со ношением % н- кн чн-%2н где - текущее значение несущей частоты зондирующего сигнала, опр дел емое только неинформативными факторами (когда врем задающа цепь автогенератора соединена с образцо вым датчиком). Замкнута система обеспечивает снижение и стабильнос уровн помех, св занных с медленны 012 температурными дрейфами собстпенных параметров измерительного датчика и параметров врем задающей цепи автогенератора, лишь при условии идентичности собственных параметров измерительного и образцового датчиков (дл чего датчики изгoтaвJrивaютс ПО единой технологии на одной подложке, соединены по дифференциальной схеме и наход тс в одинаковых климатических услови х) и при соответствии посто нной времени замкнутой системы соотношегшю . ( где посто нна времени второго интегратора 16; Сд некотора посто нна , пропорциональна времени, в течение которого неинформативные факторы, обусловившие приращение &(}.. зондиругащей частоты и,. автогенератора, W остаютс неизменными т.е. текущее значение зондирующей частоты ( t. ) остаетс посто нным. Частотна развертка свип-генератора должна осуществл тьс с достаточно малой скоростью с тем, чтобы за врем установлени переходных процессов, св занных с коррекцией текущего значени несущей частоты зондирующего сигнала по условию симметрии (3), среднее значение зондирующей частоты автогенератора практически не измен лось. Поэтому период частотной развертки свипгенератора выбираетс значительно большие времени установлени переходных процессов в цепи коррекции частоты автогенератора, т.е. больше посто нной времени второго интегратора t определ емой из соотношени (4). При указанных услови х плавное изменение частоты свип-генератора 14 от UJ. до WCB влечет за собой изменение опорных частот по тому же линейному закону и возрастание девиации среднегэ значени несущей частоты частотно-нодулиррванного сигнала на входе частотного детектора 15, что вызывает пропорциональное изменение амплитуды выходного сигнала детектора и пойле описанных преобразований в цепи последовательно соединенных элементов усилитель 19 - детектор 20 - прерыватель 22 - интегратор 16 приводит к изменению уровн посто нного напр жени на регулирукнцем входе автогенератора, частота которого синхронно с частотной разверткой свип-генератора плавно измен етс в пределах полосы исследуемых частот ( ), ширина которой задаетс шириной полосы частот свип-генератора, Причем разнос опорных частот, которые в начальный момент периода развертки определ ютс соотношени миFrom the output of the autogenerator 1, one of the inputs of the first mixer 4 (Fig. 1) receives a signal whose frequency is determined by the level of a constant voltage on the control input of the oscillator and depends on the magnitude of the total detuning of the probe frequency caused by the temperature drift of its own measuring 6 parameters and exemplary. 10 sensors, alternately (with the frequency of the switching signal and) connected via switch 3 to the time of the master oscillator circuit, and 5. informative increment of the capacitance of the measuring sensor due to the dielectric properties of the control object 7, and the frequency sweep of the probe signal in the frequency band under study occurs when the voltage level changes at the regulator input of the autogenerator. At the same time, a signal is fed to the other input of mixer 4 from the output of the second band-pass filter 2, the carrier frequency of which is formed from the difference frequencies formed as a result of the interaction of two frequencies on the second mixer 5 of different-frequency signals. One of the inputs of the mixer through the contacts of the switch 12, controlled by the switching generator 17, from the outputs of the first 8 and second 13 quartz oscillators alternately (with the frequency of the control signal F5) harmonic signals, the frequencies of which are fixed and equal to each other, are given The other input and the second mixer from the code of the sweep generator 14 receive a sinusoidal signal, the frequency of which gradually increases from ui to a linear law, given by the sawtooth voltage of the sweep unit 9. Moreover, the frequencies of quartz oscillators 8 and 13 (and), respectively, lie below the frequency band of the sweep generator 14 (and above the frequencies of the autogenerator 1 (1x) 1 within which the dielectric properties of the object are investigated) As a result of the frequency manipulation of one of the input signals of the second mixer 5 and a smooth sweep of the signal frequency at its other input at the output of the second mixer produces a frequency-modulated voltage, the modulating frequency of which is set by a switching generator 17, generating a direct voltage frequency The form provided to the control input of switch 12 and the values of the combination frequencies that make up the spectrum of the carrier frequency are simultaneously smoothly followed by a change in the frequency of the sweep generator, while one of the components is equal to the frequency difference of the sweep generator 14 and the first crystal oscillator 8 (w - ((,), varies in the frequency range from o06 to, and the other component is equal to the frequency difference between the sweep generator and the second crystal oscillator 13 (s02f), takes a continuous number of OTUJ values to ujjjg. Both components are integrated by a second bandpass filter whose bandwidth is chosen to ensure overlap of the frequency range from to which both intervals of different frequencies are included, and to eliminate the parasitic passage of the carrier frequencies of the input signals of the second mixer and the combination frequencies equal to the sum indicated-carrying We assume that at the beginning of the moment after calibration, the meter of the probing signal frequency of the oscillator 1 is equal to w, and the frequency of the sweep generator 14 is fixed and corresponds to the lower limit of its frequency band, i.e. the starting point of the frequency sweep period. By alternately connecting the measuring 6 and exemplary 10 sensors to the time of the oscillator master circuit, the frequency of the probe signal periodically changes, taking alternately the values of uj and uj j, respectively, whose follow-up period is determined by the period of the control signal (2 l / I) entering the control input of the switch 3 output divider 18 frequency. The control signal is formed by dividing the frequency tiQ of the switching generator 17 by the number n, a multiple of ten. As a result, the output of the oscillator in the first mixer 4 receives a quasi-harmonic signal, the detuning of the carrier frequency of which in one of the half-periods L (d (when connecting the reference processor) depends only on non-informative factors and is equal to ui, and in the next half-period of operation of the switch 3 (with connecting a measuring sensor with a control object) the total detuning of the carrier frequency is proportional to the informative increment of the capacitance of the measuring sensor associated with the dielectric properties of the object 7, and not informat a clear increment caused by the temperature drift of the own capacitance of the measuring sensor, and is equal, respectively, to DShi + yy ,, ... n „At the same time, the second input of the mixer 4 from the output of the second band 71 filter 2 is supplied with a frequency-modulated signal, which carries the frequency with the modulation frequency hS alternately takes two values oiH o2I. In this case, the frequency of quartz oscillators and ija and the frequency corresponding to the lower limit of the sweep generator frequency band are chosen so that at the initial moment of time, the beginning of the period and the frequency sweep, one of the difference frequencies (the one that lies below, and the other (s)) that are used by the second band-pass filter is above the probe frequency w of the oscillator, which is the lower limit of the frequency band under study. From the mixture of carrier frequencies of the signals arriving at the corresponding inputs of the first mixer 4, the first-passband band-pass filter 11 fits and forms (limiting in amplitude and eliminating parasitic amplitude modulation) the frequency-modulated signal, the modulating frequency of which is equal to tiSl carrier is determined by the difference in carrier frequencies input signals of the mixer, i.e. In one of the TG / H half-periods (when the sample sensor 10 is connected to the oscillator 1 master circuit time), the carrier frequency of the differential signal selected by the filter 11 takes (alternately with frequency) values (kna when the measurement sensor 6 is turned on with the control object 7 ( ) and ((The interval between the instantaneous carrier frequencies (and Wj-ju) of the signal extracted by the second band-pass filter 2 remains constant throughout the entire frequency sweep period and is always equal to the difference between the fixed frequencies of the quartz oscillators (s) f) 2f) that let It eliminates the need to rebuild the first band-pass filter 11 and, by choosing the optimal reference frequency separation, which are chosen as two consecutive instantaneous values of the carrier frequency of the signal allocated by the second filter 2 for one 27G / F work period of switch 12, gives the ability to use the interval between them (reference frequencies) as a measure to determine the magnitude of the frequency deviation of the probing signal In addition, when choosing the optimal reference frequency separation, 708 should be taken into account when changing and detuning values of the oscillating frequency of the oscillator, caused by changes in the informative increment of the capacitance of the measuring sensor 6 in the frequency range studied, caused by the dispersion of the dielectric properties of the control object 7, the optimum frequency separation, set by the frequency difference of the quartz oscillators, must be such that the maximum value of the informative detuning ( 4w) the probe frequency did not exceed half the interval between the reference frequencies. In this case, the frequencies of the quartz oscillators and the lower limit of the sweep generator frequency band are chosen so that at the time the frequency sweep starts, the balance of the basic frequencies (instantaneous carrier frequency of the signal on the second bandpass filter 2) and the output frequency of the autogenerator, which in the absence of non-informative factors are determined by the ratios., n where is the value of the probe frequency of the oscillator 1, corresponding to: 1 (the lower limit of the frequency band of the studied frequencies and determined only from Own parameters of measuring 6 and exemplary 10 sensors (which are identical after calibration in the absence of the control object 7); yi) - the maximum value of the informative increment of the carrier frequency of the probing signal in the frequency band under study is due to the dispersion of the dielectric properties of the object / control tu, w - instantaneous the value of the carrier frequency of the frequency-modulated voltage at the output of the second band-pass filter 2, corresponding to one 2H period (p5 of operation of the switch 12 at the initial moment of the frequency period th scan; U) p is the average value of the difference between the carrier frequencies of the probing signal at the output of the oscillator t and the carrier frequencies of the frequency-modulated signal at the output of the second band-pass filter 2 which remains constant throughout the frequency sweep period and is fixed the frequencies of the first 8 and second 13 quartz oscillators, respectively. After frequency detection of the difference frequency modulated signal in frequency detector 15, the input of low frequency amplifier 1 receives an amplitude modulated square wave voltage with a non-existent frequency p5, whose amplitude depends on the deviation of the average carrier frequency (Ofp) of the difference frequency modulated signal by the input of the frequency detector, which is determined by expression (2). When an exemplary sensor 10 is connected to the master oscillator circuit 1, the deviation 1 is proportional to the uninformed increment of the carrier frequency of the probing signal caused by the temperature drift of its own parameters of the reference sensor, and when the measuring sensor 6 is connected to the deviation control object 7, the total LSO increment (f the frequencies which in this case are due to the information about the incremental capacitance of the measuring sensor under the influence of the dielectric properties of the object In the latter case, non-informative factors can cause gross distortion if the deviation is so excessive that it displaces the current value of the carrier frequency of the input signal of the frequency detector to the area of non-linearity of its frequency response, the linearity of which is provided in the limited part of the frequency range. .70. A low-frequency amplifier 19, tuned to the first harmonic of the frequency n5, emits from the encoder rectangular amplitude-modulated to p voltage of the frequency detector sinusoidal signal whose amplitude, in which one of the half-periods TT / Q is proportional to the algebraic sum of increments neinformativnogs informative and frequency of the probing signal, and in the next half cycle contains information about uninformative factors which affect variations in the frequency of the same signal. From the output of the amplifier 19, the amplitude-modulated signal of the frequency tjb is fed to the signal input of the synchronous detector 20, to the control input of which from the output of the switching generator, through a phase inverter 21, a rectangular voltage of the same frequency is supplied. The phase of this voltage is synchronously inverted at the moment the sensors are switched by the frequency signal. Q simultaneously arriving from frequency divider 18 to control inputs of phase inverter 21 and switch 3. After synchronous detection (by the push-pull scheme) of an amplitude-modulated signal at the output of detector 20, a sequence of packets of rectified half-wave sinusoids is formed, the polarity of which varies with frequency Q , while the duration of the packet is equal to /// 5, and the amplitude of the half-wave sinusoid frequency pi in packets of one polarity (one sign) is proportional to the amplitude of the input sinusoidal signal of the detector in accordance Enikeev half TT / Q. Interrupter 22, turned on in the code of the synchronous detector, closes according to the control signal from the frequency divider at the moment of connection of the reference sensor 10 x time of the master oscillator circuit 1, as a result of which a periodic sequence of packets of duration n / Q with the frequency Q is formed on the switch code and consisting of half-wave sinusoids (frequencies pi) of one polarity, the amplitude of which is proportional only to the uninformative increment 4 UJ1 of the carrier frequency of the probing signal u). As a result of averaging batch unipolar voltage, a pulsating voltage is generated at the output of the second integrator 16, the constant component of which leads to a change in the level of the constant voltage at the regulating input of the autogenerator and, consequently, to a change in the carrier frequency of the zones of the driving signal. With the correct choice of the time constant of the second integrator () and with an appropriate choice of phase relations between the input signal of the first mixer 4 proportional to the uninformative increment of the average carrier frequency of the probe signal, the average value of the probe frequency of the autogenerator is defined as half the sum of reference frequencies of the matching signal, i.e. at the beginning of the frequency sweep, the average value of the probing frequency is equal to the half sum of the current values (JJ and the carrier frequency of the output signal of the second band-pass filter 2, and the correction output signal of the second integrator 16, proportional to the deviation of the average carrier frequency of the difference signal at the output of the first band-pass filter 11 (Schr ) due only to non-informative factors, the DC voltage level at the control input of the autogenerator changes until the condition is equal to in between the current carrier frequency of the probing signal (o and its average value specified by the half-sum of the reference frequencies of the signal (A) 4-U} 01H matching fire / for a closed system consisting of the elements of the oscillator 1 mixer 4 - filter 11 - detector 15 - amplifier 19 - detector 20 interrupter 22 and integrator 16 autogenerator 1, up to the error of noncompensation, the symmetry condition is not met, defined by% nkkhn-% 2n where is the current value of the carrier frequency of the probing signal defined only by non-informative f Ktorov (assigning time when the oscillator circuit is connected to the sample vym sensor). A closed system provides a reduction and stability of the level of interference associated with the slow 012 temperature drifts of the measuring sensor own parameters and the parameters of the master oscillator circuit, only if the own parameters of the measuring and reference sensors are identical (for which sensors are manufactured using a single technology on one substrate, according to the differential scheme and are in the same climatic conditions) and with the corresponding time constant of the closed system correlated. (where the time constant of the second integrator is 16; Sd is some constant, proportional to the time during which the uninformative factors causing the increment & (} .. probing frequency and, oscillator, W remain constant, i.e. the current value of the probe frequency ( t.) remains constant. Frequency sweep of the sweep generator should be carried out with a sufficiently low speed so that during the establishment of transients associated with the correction of the current value of the carrier frequency of the probing signal by the condition symmetry (3), the average value of the probe frequency of the oscillator is almost unchanged.Therefore, the sweep generator frequency period is significantly longer for establishing transients in the oscillator frequency correction circuit, i.e., longer than the time constant of the second integrator t determined from the ratio (4 Under these conditions, a gradual change in the frequency of the sweep generator 14 from UJ. To WCB entails a change in the reference frequencies according to the same linear law and an increase in the deviation of the average value of frequency of the frequency-nodulated signal at the input of the frequency detector 15, which causes a proportional change in the amplitude of the output signal of the detector and melt the described transformations in the circuit of series-connected elements amplifier 19 - detector 20 - interrupter 22 - integrator 16 leads to a change in the level of direct voltage to the regulator the input of the oscillator, whose frequency is synchronous with the frequency sweep of the sweep generator, smoothly varies within the frequency band of the studied frequencies (), the width of which is given by the width th band frequency sweep generator, wherein the reference frequency spacing that initially the scanning period are determined ratios

и W -to -00 (5) and W -to -00 (5)

UJ -U) -U) ,UJ -U) -U),

01Н СН 1ф 02Н СН 2Ф 01Н СН 1ф 02Н СН 2Ф

а в конце периода частотной развертки - соотношени миand at the end of the frequency sweep period, by the ratios

, (И, (And

01в Св-%ф01c St-% f

1 со.1 with.

где uJj.( и W(..g - соответственно нижний и верхни пределы полосы частот свип-генератора 14, иwhere uJj. (and W (.. g are the lower and upper limits of the sweep-generator 14, respectively, and

026 °026 °

01Н01Н

венные значени несущей частоты частотно-модулиропанного напр жени на выходе второго полосового фильтра 2, соответствукмцие одному периоду ( 271 LSI ) работы переключател . 12 в момент окончани периода pi зверткй, остаетс неизменным в течение всего периода частотной развертки и равным разности частот кварцевых генераторов. Рабоча точка частотного детектора 15, определ ема как среднее значение разности между несущей частотой зондирующего сигнала и опорными частотами , также не зависит от частотной развертки, поэтому нелинейность частотной характеристики детектора 15 не вли ет на показани измерител , если в пределах полосы исследуемых частот выполн ютс услови баланса опорных частот и .зондирующей частоты (1), поскольку линейность частотной характеристики детектора 15 обеспечиваетс в этом случае в пределах узкого диапазона частотWptЛWj.KpoMe того, стабилизаци разноса опорных частот .позвол ет повысить помехозащищенность входных цепей аналогового тракта за счет сужени полосы пропускани первого полосового фильтра 1 1 .The actual values of the carrier frequency of the frequency modulated voltage at the output of the second bandpass filter 2 correspond to one period (271 LSI) of the switch operation. 12 at the time of termination of the period pi, the zoomer, remains unchanged during the entire period of the frequency sweep and is equal to the frequency difference of the quartz oscillators. The operating point of the frequency detector 15, defined as the average value of the difference between the carrier frequency of the probing signal and the reference frequencies, also does not depend on the frequency sweep, therefore the nonlinearity of the frequency response of the detector 15 does not affect the meter reading if conditions are met within the balance of the reference frequencies and the probing frequency (1), since the linearity of the frequency response of the detector 15 is ensured in this case within a narrow frequency range WptЛWj.KpoMe, The lasing of the reference frequency spacing allows one to increase the noise immunity of the input circuits of the analog path by reducing the passband of the first band-pass filter 1 1.

Остаточное напр жение .корректирующего сигнала на регулирующем входе автогенератора, св занное с ошибкой некомпенсации замкнутой системы , не искажает результат измерений и увеличивает погрешность нул измерител в том случае, если оно обусловлено медленным дрейфом частоты автогенератора, св занным сThe residual voltage of the correction signal at the regulator input of the oscillator, associated with the non-compensation error of the closed-loop system, does not distort the measurement result and increases the error of the meter zero if it is caused by the slow frequency drift of the oscillator associated with

температурными изменени ми параметро врем задающей цепи и собственных параметров измерительного и образцового датчиков (т.е. если выполнены услови (1) и (А) дл замкнутой системы), поскольку неинформативные составл ющие выходного сигнала синхронного детектора, пропорхщональные приращению частоты автогенератора , вызванному внешними неинформативными факторами, взаимокомпенсируютс в первом интеграторе 23 благодар инверсии пол рности пакетов полуволн синусоиды, следуюш 1х поочередно с выхода синхронного детектора 20 на первый интегратор и вызывающи периодический процесс перезар да его накопительных элементов. Поэтому на выходе первого интегратора 23 по вл етс пульсирующее напр жение, уровень посто нной составл ющей которого пропорционален некомпенсированной величине информативного приращени /Su), частоты ш выходного сигнала автогенератора, которое вызываетс приращением емкости измерительного датчика 6,, св занным с диэлектрическими свойствами объекта 7 контрол на данной частоте. Неинформативное приращение этой частоты, св занное с неидентичностью собственных параметров измерительного 6 и образцового 10 датчиков, устран етс перед началом измерений в режиме калибровки.temperature changes in the parameter time of the master circuit and the own parameters of the measuring and reference sensors (i.e., if conditions (1) and (A) for the closed system are met), since the uninformative components of the output signal of the synchronous detector are proportional to the incremental frequency of the autogenerator caused by external non-informative factors that are mutually compensated in the first integrator 23 due to the polarity inversion of the half-wave packets of the sinusoid, following 1x alternately from the output of the synchronous detector 20 on the first inte Rathore and calling a batch process overcharge its storage elements. Therefore, a pulsating voltage appears at the output of the first integrator 23, the constant component level of which is proportional to the uncompensated value of the informative increment (Su), the frequency w of the output signal of the autogenerator, which is caused by an increment in the capacitance of the measuring sensor 6, associated with the dielectric properties of the object 7 control on this frequency. The uninformative increment of this frequency, associated with the non-identity of the own parameters of the measuring 6 and exemplary 10 sensors, is eliminated before starting measurements in the calibration mode.

Режим калибровки проводитс в отсутствие объекта контрол и заключаетс в ручной регулировке с помощью подстроечного элемента параметров врем задающей цепи автогенератора и в подстройке емкости образцового датчика с помощью триммера (.регулирующие элементы автогенератора и образцового датчика не показаны). Блок развертки на врем калибровки измерител отключаетс . Регулировки ведутс до тех пор, пока на индикаторе 24 не установитс нулевое показание , что происходит когда частота автогенератора соответствует условию устанавливаемому дл текущего значени зондирук цей частоты и соответствующих значений опорных частот соотношением (3) в оба такта работы коммутатора 3, т.е. когда собственные емкости измерительного и образцового датчиков станов тс идентичными с точностью до погрешности отсчета нулевого -показани . Пульсаци выходного напр жени первого интегратора 23 сглаживаетс при соответствующем подборе посто нной интегрировани f, , котора должна быть близкой величине посто нной времени , второго интегратора 16 и соответственно должна удовлетвор ть аналогичным услови м (4). Период развертки частоты свипгенератора выбираетс гораздо большим времени установлени переходных процессов в цепи коррекции частоты автогенератора, поэтому посто нАа времени блока 9 развертки должна быть выше посто нных времени первого и второго интеграторов, т.е. минимальный период частотной развертки должен быть сравним с посто нной времени Т определ емой соотношением (4)., Блок 9 развертки, необходимьй дл перестройки частоты свип-генератора 14, служит одновременно дл создани частотных меток на индикаторе 24, посто нное напр жение на сигнальном входе которого измен етс в зависимости от изменений информативного приращени емкости измерительного датчика 6, св занных с дисперсией диэлектрических свойст объекта 7 контрол , при частотной развертке зондирующего сигнала авто генератора в полосе частот (w. -W Таким образом, введение сйипгенератора и второго кварцевого генератора обеспечивает формирование такого сигнала (используемого дл сопоставлени с зондирующим сигналом автогенератора), разнос несущих частот которого не зависит от абсолютных значений этих частот, что позвол ет за счет выбора оптимальных соотношений между опорными частотами и несуюорми частотами зондирующего сигнала подавить вли ние нелинейности частотной характеристи ки частотного детектора при разверт ке частоты зондирующего сигнала и за счет сужени полосы пропускани перв9го полосового фильтра существ но повысить помехозащищенность цепе высокочастотной части аналогового тракта.Введение в цепь автоподстройки зондирующей частоты прерывател с вторым интегратором и во врем задающую цепь автогенератора образцового датчика с коммутатором позвол ет с точностью до ошибки некомпенсации замкнутой цепи коррекции исключить медленные дрейфы частоты зондирующего сигнала, св занные с температурно-временной нестабильностью параметров врем задающей цепи автогенератора и собственных параметров измерительного датчика. Кроме того, введение фазоинвертора с делителем частоты в управл ющую цепь синхронного детектора позвол ет разделить информативный и неинформативные параметры информационного сигнала и при последующем интегрированйи исключить погрешность, определ емую величиной ошибки некомпенсации корректирующего сигнала, т.е. позвол ет осуществить автоматическую установку нул в процессе измерени , что в сравнении с известным устройством дает возможность существенно повысить точность измерени малых приращений емкости, св занных с дисперсией диэлектрических свойств гетерогенных сред, в полосе частот. Предлагаемый измеритель может быть использован на предпри ти х химической и легкой промьшшепности, выпускак цих издели на основе композиционных полимерньк диэлектриков, дл автоматизации операций, св занных с контролем технологических параметров выпускаемой продукции, что обеспечит оптимальное управление режимами технологических процессов и позволит повысить качество готовых изделий. Кроме того,использование измерител дл экспрессанализа технологических параметров готовой продукции или полуфабрикатов по частотной зависимости от диэлектрических свойств позволит снизить трудоемкость операций при проведении анализов и сократить затраты ручного труда.The calibration mode is carried out in the absence of a control object and consists of manually adjusting the parameters of the master oscillator circuit with the help of a trimmer of the parameters and adjusting the capacitance of the sample sensor with a trimmer (the regulating elements of the oscillator and the sample sensor are not shown). The scanner at the time of calibration meter is turned off. Adjustments are maintained until indicator 24 has a zero reading, which occurs when the frequency of the oscillator meets the condition set for the current probe frequency value and the corresponding reference frequency values by the relation (3) during both cycles of operation of the switch 3, i.e. when the own capacitances of the measuring and reference sensors become identical up to an error of zero readings. The ripple of the output voltage of the first integrator 23 is smoothed with an appropriate selection of the constant integration f, which should be close to the time constant of the second integrator 16 and accordingly should satisfy the same conditions (4). The sweep generator frequency sweep period is chosen to be much longer for establishing transients in the oscillator frequency correction circuit, therefore the sweep block 9 should have a constant time than the first and second integrators constant time, i.e. the minimum frequency sweep period should be comparable to a constant time T defined by the relation (4). The sweep block 9, necessary for tuning the frequency of the sweep generator 14, serves simultaneously to create frequency marks on the indicator 24, the constant voltage on the signal input which varies depending on changes in the informative increment of the capacitance of the measuring sensor 6, associated with the dispersion of the dielectric properties of the control object 7, with a frequency scan of the probe signal of the auto generator in the band frequencies (w. -W. Thus, the introduction of a generator and a second crystal oscillator provides for the formation of such a signal (used for comparison with the sound signal of the auto-generator), the carrier frequency separation of which does not depend on the absolute values of these frequencies, which allows for choosing the optimal ratios between the reference frequencies and the non-noise frequencies of the probing signal suppress the effect of the nonlinearity of the frequency response of the frequency detector when the probing signal frequency is swept and due to bandwidth of the first 9-band filter is essential to increase the noise immunity of the high-frequency part of the analog path. Introduction of an interrupter with a second integrator to the auto-tuning of the probe frequency and, with the second generator, set the autogenerator of the sensor with a switch to exclude slow probing frequency drifts signal associated with the time-temperature instability of the parameters of the time of the master oscillator circuit and its own parameters of the measuring sensor. In addition, the introduction of a phase inverter with a frequency divider into the control circuit of a synchronous detector allows separating informative and non-informative parameters of the information signal and subsequently integrating and eliminating the error determined by the magnitude of the error of non-compensation of the correction signal, i.e. allows for automatic zero setting in the measurement process, which, in comparison with the known device, makes it possible to significantly improve the measurement accuracy of small capacitance increments associated with the dispersion of the dielectric properties of heterogeneous media in the frequency band. The proposed meter can be used in chemical and light industrial enterprises, manufacturing products based on composite polymer dielectrics, for automating operations associated with monitoring the technological parameters of products, which will ensure optimal control of technological processes and improve the quality of finished products. In addition, the use of a meter for the rapid analysis of the technological parameters of the finished product or semi-finished products according to the frequency dependence on the dielectric properties will reduce the laboriousness of operations during analysis and reduce the cost of manual labor.

0Ut10Ut1

AW AW

,4V4V

VeC№IHIliVeC№IHIli

Цф 4«ц Shop 4 "ts

4t4t

( (

LL

.- --Т-а.- --T-a

JkJk

.г-Т.r-T

Claims

A WIDE BAND METER OF DIELECTRIC PARAMETERS, comprising a self-oscillator, a first mixer connected in series, the first input of which is connected to the output of the self-oscillator, a first bandpass filter, a frequency detector, a low-frequency amplifier, a synchronous detector, a first integrator and indicator, and a measuring sensor, the first output of which is connected to the housing devices connected in series to a second mixer and a second band-pass filter, a first crystal oscillator, a switch, one of whose extreme contacts connected to the output of the first quartz oscillator, a switching generator, the output of which is connected to the control input of the switch, and a scan unit, the output of which is connected to the clock input of the indicator, characterized in that, in order to improve the accuracy of measuring small capacitance increments associated with the dispersion of the dielectric properties of heterogeneous environments, in the frequency band, a second crystal oscillator is introduced into it, the output of which is connected to the second extreme contact of the switch, a sweep generator, the output of which is connected to the input of the second mixer, the phase inverter, the output of which is connected to the control input of the synchronous detector, the second integrator, the output of which is connected to the control input of the oscillator, a chopper, one of the contacts of which is connected to the input of the second integrator, an exemplary sensor, the first output of which is connected to g a device casing, a switch, the extreme contacts of which are connected to the second terminals of the measuring and reference sensors, respectively, and the middle contact is connected to the oscillator timing circuit, and the divider frequency, the output of which is connected to the control inputs of the phase inverter, chopper and switch, in addition, the output of the second bandpass filter is connected to the second input of the first mixer, the middle contact of the switch is connected to the second input of the second mixer, the output of the scan unit is connected to the input of the sweep generator, synchronous output the detector is connected to the second contact of the chopper, and the output of the switching generator is connected to: inputs of the phase inverter and the frequency divider.

SU p „1109670