00 Изобретение относитс к радиотехнике и может использоватьс в приемных устройствах тропосферной и корот коволновой св зи. Известен демодул тор частотноманипулированных (ЧМ) сих налов, содержащий в каждом из двух каналов полосовой разделительный фильтр и амплитудньй детектор, выход которого подключен к одному из входов общего дл обоих каналов блока вычитани , причем в каждом из каналов последовательно соединенные нелинейный элемент и узкополосный фильтр, выход которого подключен к входу амплитудного детектора, а выход полосового разделительного фильтра подключен к входу нелинейного элемента . Однако известньш демодул тор обла дает низкой помехоустойчивостью прие ма селективно замирающих ЧМ-сигналов из-за некогерентности приема. Наиболее близким к изобретению по технической сущности вл етс устрой ство дл приема частотно-манипулированных сигналов, содержащее приемник блок сравнени , выход которого соеди нен с входом решающего блока, а такж два канала, каждый из которых содержит последовательно соединенные поло совой фильтр, первый перемножитель и интегратор, входы полосовых фильтров объединены и соединены с выходом приемника, выходы интеграторов соединены с входами блока сравнени , Однако в известном устройстве негдостаточна помехоустойчивость. Цель изобретени - повьшение помехоустойчиво сти. Цель достигаетс тем, что в устрой ство дл приема частотно-манипулированных сигналов, содержащее приемник блок сравнени , выход которого соединен с входом решающего блока, а также два канала, каждый из которых содержит последовательно соединенные полосовой фильтр, первый перемножитель и интегратор, полосовых фильтров объединены и соединены с выходом приемника, выходы интеграторов соедине1Ш с входами блока сравнени , в .каж дъш канал введены нелинейшж элемент И последовательно соединенные второй перемножитель, вычитатель, уси литель, узкополосньп фильтр и третий перемножитель, причем выход интеграто ра через нелинейный элемент соединен с одним, входом второго перемножител И другим входом третьего перемножител , выход которого соединен с другим входом вычитател , выход полосового фильтра соединен с другим входом второго перемножител , а выход узкополосного фильтра соединен с другим входом первого перемножител . На фиг. 1 изображена структурна электрическа схема предлагаемого устройства; на фиг. 2 - характеристика нелинейного элемента. Устройство дл приема частотноманипулированных сигналов содержит полосовые фильтры 1 и 2, перемножители 3 и 4, блок 5 сравнени , решающий блок 6, вычитатели 7 и 8, усилители 9 и 10, узкополосные фильтры 11 и 12, перемножители 13 - 16, интеграторы 17 и 18, нелинейные элементы 19 и 20, вычитатель 7, усилитель 9, узкополосный фильтр 11, перемножитель 13 образуют текущий фильтрэкстропол тор (ТФЭ) 21, вычитатель 8, усилитель 10, узкополосньй фильтр 12, перемножитель 14 образуют ТФЭ 22, приемник 23. Устройство работает следующим образом. При поступлении ЧМ-счгнала, например , посылки 1 с частотой нажати , входна смесь этого колебани и аддитивного флуктуационного шума через полосовой фильтр 1 первого канала поступает на информационньш вход перемножител 15, а также на вход перемножител 3 опорного тракта, В интеграторе 17 происходит накопление продуктов детектировани , образующихс в результате взаимодействи в перемножителе 15 принимаемой смеси и опорного колебани . Результат накоплени сравниваетс в блоке 5 сравнени с результатом накоплени в интеграторе 18, а решающий блок 6 выносит решение 1 или О. Напр же:ни , накопленные в интеграторах 17 и 18 непрерывно подаютс через нелинейные элементы 19 и 20 на вторые входы перемножителей 3 и 4 опорных трактов (текуща обратна св зь). При этом опорный тракт первого канала по сигналу с выхода интегратора 17 через нелинейньй элемент 19 открьгоаетс по входу и входной сигнал в аддитивной смеси с шумом с выхода полосового фильтра 1 поступает на текущий фильтр-экстрапол тор (.ТФЭ) 21. В ТФЭ 21 накопленное опорное колебание с выхода узкополосного фильтра 11 через перемножитель 13, управл емый с выхода нелинейного элемента 19, поступает на вычитатель 7. Полученна на его выходе разность (поправка между пришедшим сигналом и опорным колебанием усиливаетс и фильтруетс (очищаетс ) от шума в узкополосном фильтре 11, полоса пропускани которого выбираетс исход из ширины спектра флу1$туаций измен ющихс в ка нале параметров сигнала (амплитуды и фазы). Таким образом, при приходе посылки 1 происходит адаптивна коррекци опорного колебани дл обеспечени его квазикогерентности с принимаемым информационным сигналом в канале св зи с переменными параметрами. Вход опорного тракта второго каналапри наличии на входе устройства посылки 1 благодар отсутствию сигнала с выхода нелинейного элемента 20 закрываетс , поэтому опорное колебание этого плеча, которое сохран етс в узкополосном фильт ре 12 за счет его высокой добротности не зашумл етс . Одновременно опор ное колебание с выхода узкополосного фильтра 12 не проходит через перемно житель 14 на второй вход вычитател 8, т.е. обратна св зь ТФЭ 22 разомкнута и он находитс в режиме прогнозировани (экстрапол ции) опор ного колебани . При этом посто нна времени ТФЭ 22 резко увеличиваетс . При приходе посылки О ситуаци мен етс на противоположную: ТФЭ 22 находитс в режиме текущей фильтрации , а ТФЭ 21 .- в режиме экстрапол ции . Заметим, что на первоначальном этапе сеанса св зи требуетс известное врем установлени стационарного режима, пока опорные колебани не станут квазикогерентными с принимаемыми . В режиме текущей фильтрации посто нные времени 1Гф и Тф2 калсдого ТФЭ 21 и 22 выбрана в строгом соотве ствии с известными априории относи .тельной скоростью замираний сигнала и отношением сигнал/шум на посылках с частотами нажати и сжати . Так как при приходе очередной посылки накопление напр жени на интеграторе 17 (18) происходит постепенно и постепенно возрастает отношение сигнал/шум, то в начале посылки результат накоплени сильно зашумлен. Поэтому в таком виде его нельз по давать дл коммутации входа опорного 1 484 тракта и цепи обратной св зи ТФЭ 21 и 22, т.е. слабому сигналу из-за недовери к нему должен даватьс мaлeнькш вес,- увеличивающийс до единицы по мере повышени отношени сигнал/шум на выходе интегратора. Такой же вес даетс в цепь обратной св зи ТФЭ 21 и 22. Эту операцию выполн ет текуща обратна св зь (ТОС), в цепи которой имеетс нелинейный элемент с характеристикой, i (F,), изображенной на фиг. 2, кри ва 1. С точки зрени простоты реализации достаточно иметь линейно-ломанную кривую (крива 2 на фиг. 2). Благодар нелинейным элементам в начале очередной посылки вход опорного тракта по мере роста отношени сигнал/ /тум открываетс постепенно. Кроме того, цепь обратной св зи ТФЭ также постепенно открываетс . При этом его посто нна времени постепенно уменьшаетс от значени Г, j до Тф. Тем самым, происходит весовое демпфирование зашумленного сигнала и фо.рмировацие квазикогерентного опорного колебани в ТФЭ ос.уществл етс наилучшим образом, т.е. обеспечиваетс оценивание случайных параметров сигнала с минимальной среднеквадратичной ошибкой. С другой стороны ТФЭ устроен таким образом, ч(тй при изменении отношени сигнал/шум в процессе замираний сигнала его полоса пропускани в режиме текущей фильтрации измен етс . Если отношение сигнал/шум увеличиваетс , то-увеличиваетс и полоса пропускани ТФЭ и наоборот. Врем установлени на первоначальном этапе работы устройства определ етс узкополосным фильтром с большой посто нной времени (если посылки с различными частотами следуют равноверо тно на этапе установлени ). вчастном случае однородного канала св зи с селективными замирани ми посто нные времени Тф и оф2 одинаковы и врем установлени (при прин том предположении о равноверо тности на этапе установлени ) вл етс одинаковым . В паузах между посылками одинаковой частоты ТФЭ должны оптимально прогнозировать (экстраполировать) квазикогерентные опорные колебани , полученные в режиме оптимальной текущей фильтрации. Дл этого посто нные времени ТФЭ 21 и ТФЭ 22 в паузах между 510927 посылками одинаковой частоты по сравнению с их значени ми (также оптимальными ) в режиме текущей фильтрации увеличиваютс и определ ютс только шириной спектра флуктуации случайных параметров сигнала. К моменту прихода очередной посылки одинаковой частоты истинные значени случайных параметров сигнала и их экстраполированные оценки в предлагаемом устройстве ,о наиболее соответствуют друг другу, поэтому здесь также можно говорить о режиме оптимальной экстрапол ции. 8 Таким образом - в -предла:гае.мом устройстве квазикогерентного приема селективно замирающих ЧМ-сигналов предусмотрены все меры к снижению потерь когерентности опорных колебаний , что позвол ет максимально приблизитьс к практической реализации когерентного метода, обладшощего потенциальной помехоустойчивостью и повьнпаетс помехоустойчивость приема селективно замирающих сигналов с частотной манипул цией .00 The invention relates to radio engineering and can be used in tropospheric and shortwave receiving devices. A frequency modulated (FM) demodulator is known, containing in each of two channels a band-pass separation filter and an amplitude detector, the output of which is connected to one of the inputs of a subtractor unit common to both channels, with a serially connected nonlinear element and a narrowband filter in each channel, the output of which is connected to the input of the amplitude detector, and the output of the band-pass separation filter is connected to the input of the nonlinear element. However, a well-known demodulator has a low noise immunity of the reception of selectively fading FM signals due to reception incoherence. The closest to the invention in its technical essence is a device for receiving frequency-manipulated signals, comprising a receiver a comparison unit, the output of which is connected to the input of the decision unit, as well as two channels, each of which contains a series-connected bandpass filter, a first multiplier and the integrator, the inputs of the bandpass filters are combined and connected to the output of the receiver, the outputs of the integrators are connected to the inputs of the comparison unit. However, in the known device there is not enough interference immunity. The purpose of the invention is to improve noise immunity. The goal is achieved in that the device for receiving frequency-manipulated signals, comprising a receiver, a comparison unit, the output of which is connected to the input of the decision unit, as well as two channels, each of which contains a serially connected bandpass filter, a first multiplier and an integrator, bandpass filters are combined and connected to the output of the receiver, the outputs of the integrators connected to the inputs of the comparator unit, a nonlinear element And consecutively connected second multiplier, subtractor, amplified b, a narrowband filter and a third multiplier, the integrator output through a non-linear element connected to one, the input of the second multiplier, and another input of the third multiplier, whose output is connected to another input of the subtractor, the output of the bandpass filter connected to another input of the second multiplier, and the output of the narrowband filter connected to another input of the first multiplier. FIG. 1 shows the structural electrical circuit of the proposed device; in fig. 2 - the characteristic of a nonlinear element. A device for receiving frequency-controlled signals contains bandpass filters 1 and 2, multipliers 3 and 4, comparison unit 5, decision block 6, subtractors 7 and 8, amplifiers 9 and 10, narrow-band filters 11 and 12, multipliers 13-16, integrators 17 and 18 , nonlinear elements 19 and 20, subtractor 7, amplifier 9, narrowband filter 11, multiplier 13 form the current filter-extruder (TFE) 21, subtractor 8, amplifier 10, narrow-band filter 12, multiplier 14 form the TFE 22, receiver 23. The device works as follows in a way. When a FM modulator arrives, for example, a parcel 1 with a pressing frequency, the input mixture of this oscillation and additive fluctuating noise goes through the band-pass filter 1 of the first channel to the information input of the multiplier 15, as well as to the input of the multiplier 3 of the reference path. the detection resulting from the interaction in the multiplier 15 of the received mixture and the reference oscillation. The result of the accumulation is compared in block 5 with the result of accumulation in integrator 18, and decision block 6 makes decision 1 or O. For example: either accumulated in integrator 17 and 18 are continuously fed through nonlinear elements 19 and 20 to the second inputs of multipliers 3 and 4 reference paths (current feedback). In this case, the reference path of the first channel by the signal from the output of the integrator 17 through the nonlinear element 19 is open at the input and the input signal in the additive mixture with noise from the output of the band-pass filter 1 is fed to the current filter-extrapolator (.TPFE) 21. In TFE 21, the accumulated reference the oscillation from the output of the narrowband filter 11 through the multiplier 13, controlled from the output of the nonlinear element 19, is fed to the subtractor 7. The difference obtained at its output (the correction between the incoming signal and the reference oscillation is amplified and filtered (cleared) from in narrowband filter 11, the bandwidth of which is selected based on the width of the spectrum of fluctuations of the signal parameters (amplitude and phase) changing in the channel. Thus, upon arrival of parcel 1, the reference wave is adaptively corrected to ensure its quasi-coherence with the received information signal in the communication channel with variable parameters. The input of the reference path of the second channel when there is an input to the sending device 1 due to the absence of a signal from the output of the nonlinear element 20 is closed, therefore Noe oscillation of the arm, which is stored in the narrowband D folder 12 due to its high Q is not noisy. At the same time, the reference oscillation from the output of the narrowband filter 12 does not pass through the alternator 14 to the second input of the subtractor 8, i.e. the TFE 22 feedback is open and it is in the prediction mode (extrapolation) of the reference oscillation. In this case, the time constant of TFE 22 increases dramatically. When parcel O arrives, the situation changes to the opposite: TFE 22 is in the current filtering mode, and TFE 21. In the extrapolation mode. Note that at the initial stage of a communication session, a known time to establish a stationary mode is required until the reference oscillations become quasi-coherent with the received ones. In the current filtering mode, the time constants 1Gf and Tf2 of CSPT 21 and 22 are chosen in strict accordance with the known a priori relative speed of signal fading and the signal-to-noise ratio on the signals with press and descent frequencies. Since the accumulation of voltage on integrator 17 (18) gradually and gradually increases the signal-to-noise ratio when the next parcel arrives, the accumulation result is very noisy at the beginning of the parcel. Therefore, in this form, it cannot be given for switching the input of the reference 1 484 path and the feedback path of the TFE 21 and 22, i.e. a weak signal due to distrust of it should be given a small weight, increasing to unity as the signal-to-noise ratio at the integrator's output increases. The same weight is given to the TFE feedback circuit 21 and 22. This operation is performed by the current feedback (TOC), in the circuit of which there is a nonlinear element with the characteristic, i (F,), shown in FIG. 2, curve 1. From the point of view of simplicity of realization, it is sufficient to have a linearly broken curve (curve 2 in Fig. 2). Due to the non-linear elements at the beginning of the next parcel, the input of the reference path as the ratio of the signal / / tum increases gradually opens. In addition, the TFE feedback circuit also gradually opens. At the same time, its time constant gradually decreases from the value of T, j to Tf. Thereby, the weight damping of the noisy signal and formation of the quasi-coherent reference oscillation in TFE occurs, which is the best possible, i.e. Evaluation of random signal parameters with a minimum mean square error is provided. On the other hand, TFE is arranged in such a way, h (tj when the signal-to-noise ratio changes during fading of a signal, its bandwidth changes in current filtering mode. If the signal-to-noise ratio increases, then the TFE bandwidth increases and vice versa. at the initial stage of operation of the device, it is determined by a narrow-band filter with a long time constant (if the parcels with different frequencies follow the same probability at the establishment stage) .in the particular case of a homogeneous communication channel with selective The constant times of TF and of2 are the same and the time of establishment (under the assumption of uniformity at the stage of establishment) is the same.In the pauses between the packages of the same frequency, TFE should optimally predict (extrapolate) the quasi-coherent reference oscillations obtained in the optimal current mode filtering. For this, the time constants of TFE 21 and TFE 22 in the pauses between 510,927 parcels of the same frequency as compared to their values (also optimal) in the current filtering mode increase and Yedelev are only wide range of random fluctuations in the signal parameters. By the time of the arrival of the next parcel of the same frequency, the true values of the random signal parameters and their extrapolated estimates in the proposed device most closely correspond to each other, therefore here we can also speak about the optimal extrapolation mode. 8 Thus, in the -bound: ha. Device for quasi-coherent reception of selectively freezing FM signals, all measures are envisaged to reduce the coherence loss of the reference oscillations, which makes it possible to get as close as possible to the practical implementation of the coherent method, which increases the noise immunity of receiving selectively freezing signals with frequency manipulation.