Изобретение относитс к электротехнике и предназначено дл электропитани устройств радиоэлектроники , автоматики и вычислительной техники. Дл обеспечени широкого диапазон стабилизированных выходных уровней напр жени и обеспечени высокого КПД при больших уровн х нагрузки широко распространены так называемые двухкаскадные стабилизаторы, которые содержат два последовательно включенных каскада стабилизации, при это первый каскад, как правило, построен на импульсном принципе регулировани а второй - на непрерывном l| . В указанных стабилизаторах падение напр жени на регулирующем элементе каскада с непрерывным регулированием поддерживаетс всегда посто нньпл вне зависимости от абсолютного значени выходного напр жени . Это достигаетс за счет работы каска да с и Ф1ульсным регулированием, когд выходное напр жение каскада с импульсным регулированием, сглаженное LCD-фильтром, подаетс на вход каска да с непрерывным регулированием. Каска ды с непрерывным регулированием стро тс , как правило, по схемам стабили заторов напр жени посто нного тока с непрерывным регулированием. Наиболее близким к предлагаемому вл етс стабилизатор посто нного напр жени , содержащий регулирующий транзистор, эмиттер которого соединен с выходным выводом стабилизатор а, коллектор - с входной шиной ста билизатора, база - с коллектором уси лительного транзистора, эмиттер кото рого подключен к общей шине, а база к выходу блока сравнени , соединенно го с выходами источника опорного напр жени и измерительного делител выходного напр жени , и токостабилизирующий двухполюсник, подключенный между коллектором к базой регулирующего транзистора 2 . Указанна схема за счет включени в цепь коллектора управл ющего тран .зистора токозадающего двухполюсника обладает лучшим коэффициентом стабилизации и меньшим уровнем пульсации выходного стабилизированного напр же ни или тока. При этом, чем ближе к идеальным хара15теристикам токозадающий двухполюсник, тем лучше указанные характеристики стабилизатора в целом. Однако применение этой схемы стабилизатора в качестве каскада с последовательным регулироранием в двухкаскадном стабилизаторе сопр жено , со следующими трудност ми. Как указывалось выше, .падение напр жени на регулирукмдрм транзисторе каскада с последовательн ;)й регулировкой поддерживаетс н -определенном фиксированном уровне за счет соответствующего управлени работой каскада с импульсным регулированием. Это положение справедливо дл вполне установившегос режима стабилизации. При высокой динамике нагрузки (ток перагрузки , короткое замыкание стабилизатора ) или при резкой смене максимального выходного уровн напр жени до минимального значени по цепи управлени (например, при кодовом управлении, выходными уровн ми стабилизатора ) падение напр жени на регулирующем транзисторе может достичь значений, многократно превышающих указанный фиксированный уровень. Это превышение тем больше, чем больше максимальное выходное стабилизированное напр жение стабилизатора и чем меньше задан фиксированный уровень падени напр жени на регулирующем транзисторе. Объ сн етс это тем, что выходное напр жение LCD-Фильтра, снимаемое с его емкости, при резкой динамике нагрузки или цепи управлени стабилизатором сохран ет свое значение несмотр на то, что каскад с импульсным регулированием вследствие возникновени этой динамики выключен. В таких случа х все напр жение на емкости LCD-фильтра приложено к переходам коллектор-эмиттер и коллекторбаза регулирующего транзистора каскада с непрерывным регулированием, что особенно опасно в высоковольтных стабилизаторах. Цель изобретени - повышение надежности и стабильности выходного напр жени при работе в составе непрерывно-импульсного стабилизатора в режиме кодового управлени . Поставленна цель достигаетс тем, что Б стабилизатор посто нного напр жени , содержащий регулирующий транзистор, эмиттер которого соединен с выходным выводом стабилизатора , коллектор - с входной шиной стабилизатора, база - с коллектором усилительного транзистора,эмиттер которого подключен к общей шине, а база - к выходу блока сравнени , соедиргеиного с выходами источника опорного напр жени и измерительного делител выходного напр жени , и токостабилизирующий двухполюсник, подключенный между коллектором и базой регулирующего транзистора, введены транзистор, резистор и стабилитрон, при этом коллектор и база регулирующего транзистора соединены соответственно с коллектором и эмиттером введенного транзистора, а база последнего соединена с его эмиттером через резистор и с коллектором через стабилитрон. На чертеже представлена схема предлагаемого стабилизатора посто нного напр жени . Стабилизатор содержит регулирующий транзистор 1, усилительный транзистор 2, база которого подключена к выходу блока 3 сравнени , к которому также подключены источник 4 опорного напр жени и измерительный делитель 5 и б выходного напр жени . Между коллектором и базой регулирующего транзистора 1 включен токозадающий двухполюсник 7, парсшлельно которому подключена цепь из транзистора 8, резистора -Эй стабилитрона 10. Вход стабилизатора подключен к выходу импульсного регул тора 11, содержащего регулирующий элемент 12, узлы 13 управлени и 14 сравнени , а также и источник 15 напр жени смещени и выходной фильтр 16. Устройство работает следующим образом . Выходное напр жение стабилизатора устанавливаетс согласно заданным значени м потенциометрического делител 5 и б и поддерживаетс на неизменном уровне при непрерывном процессе регулировани по цепи o6paiT ной св зи, включающей в себ делител 5 и б, блок 3 сравнени ; транзистор 2, базовую цепь регулирующего транзистора 1. При этом падение напр жени на регулирующем транзисторе 1 поддерживаетс на фиксированном уров не, определ емом величиной напр жени источника 15 смещени . Так как в качестве токозгщающёго двухполюсника выбран полевой транзис тор, обладающий хорошей пологостью выходных характеристик, то пульсаци выходного напр жени дроссел фильтр 16 не вызывает соответствующей пульсации тока в базовой цепи регулирующего транзистора 1 и поэтому коэффициент подавлени пульсаций в такой схеме стабилизатора с непрерывным регулированием значительно выше. Выше получаетс и коэффициент стабилизации за счет большего коэффициента усилени транзистора 2, вызванног высоким динамическим сопротивлением токозадающего двухполюсника 7. Рассмотрим поведение йхемы при изменени х тока нагрузки, подключенной к выходному полюсу стабили3 атора. Пусть выходное напр жение стабилизатора максимально, а ток нагрузки минимален. В этом случае выходное на пр жение регул тора 11 также максимально и выше уровн выходного на-: пр жени стабилизатора на величину фиксированного падени напр жени на регулирующем транзисторе 1. Ток токо задающего двухполюсника 7 в базовой цепи разветвл етс на две составл ющие: перва его часть протекает через переход база-эмиттер регулирующе го транзистора 1, а втора - через переход коллектор-эмиттер управл ющего транзистора 2, при этом перва составл юща этого тока много меньше второй. При резком увеличении тока нагрузки на выходе стабилизатора ток перехода база-эмиттер транзистора 1 практически мгновенно возрастает, однако ток через переход коллектор-эмиттер транзистора 2 пропорционально уменьшитс лишь спуст некоторое врем , определ емое посто нной времени блока 3 сравнени , который обладает высоким коэффициентом усилени только в области сравнительно низких частот. Это приводит к тому, что напр жение на выходном полюсе стабилизатора и на базовой цепи регулирующего транзистора .1 начинает резко понижатьс , а напр жение на его переходе коллектор-база в свою очередь начинает резко возрастать.. Однако возрастание этого напр жени приводит к тому, что опорный элемент 10, рабочее напр жение которого выбрало чуть большим величины фиксированного напр жени на регулирующем транзисторе 1, создает базовый ток транзистора 8. Это, во-первых, обеспечивает необходимый ток базы регулирующего транзистора 1 и, следовательно, ток его перехода коллектор-эмиттер дл обеспечени резко возрюсшего тока нагрузки и фиксирует падение выходного напр жени стабилизатора; вотвторых , возрастание падени напр жени на переходе коллектор-эмиттер регулирующего транзистора 1 зафиксировано на Уровне величины рабочего н пр жени опорного элемента 10. Благодар этому напр жение как на токозадающем двухполюснике, так и на регулирующем транзисторе 1 не превышает максимально заданной величины . Спуст посто нную времени блока 3 сравнени ,напр жение на его выходе изме-нитс таким образом, что управл ющий транзистор 2 закроетс настолько, насколько необходимо в первоначальный момент увеличить базовый ток регулирующего транзистора 1. При этом напр жение на его переходе коллектор-база понизитс до номинального значени , опорный элемент и транзистор 8 обесточиваютс . Схема возвращаетс в стационарный режим. Второй характерный режим переходного процесса стабилизатора вызван резким изменением его выходного напрйжени по цепи управлени делителем 5 и 6, например, при кодовом управлении. В данном случае наиболее опасной вл етс ситуаци резкого уменьшени максимального выходного напр жени до его минимального значени . Выходное напр жение регул тора 11 до рассматриваемой динамики снова максимально. Резкое повышение потенциала средней точки делител 5 и 6 приводит к тому, что выходное напр жение блока 3 сравнени стремитс полностью открыть т анзистор 2, при этом вновь, как и рассматривалось в ше, через опорный элемент и транзистор 8 тгечет ток. Напр жение на переходе коллектор-база регул тора зафиксировано рабочим напр жением опорного элемента 10. Значительный ток, протекаемый через транзисторы 8 и 2 быстро разр жает выходную емкость фильтра 16, при этом на его вход напр жение не поступает, так к импульсный регул тор 11 закрыт по цепи: выходной полюс стабилизатора, источник 15 смещени , сравнивающий элемент и управл ющий элемент 13. Закрытие импульсного регул тора 11 происходит потому, что падение напр жени на регулирующем транзистор 1 будет равно величине рабочего напр жени опорного элемента 10, кото ра несколько больше заданной величины напр жени смещени источника 15. В рассматриваемом режиме падение напр жени на транзисторе 8 фик сировано на уровне рабочего напр же ни опорного элемента 10, а на транзисторе 2 напр жение падает со скоростью разр да выходной емкости фильтра 16, при этом ее ток разр да определ етс током транзистора 2. Из описанного выше видно, что данна схема стабилизатора выгодно отличаетс от известных тем, что она во всех случа х обеспечивает близкие .к фиксированным значени м уровни напр жени на полюсах регулирующего транзистора второго каскада с непрерывным регулированием. Благодар этому повышаетс надежность работы регулирующего транзистора 1 и представл етс возможным выбирать его низковольтным с ЛУЧШИМИ выходными характеристиками, чем высоковольтные транзисторы. Благодар тому же представл етс возможным лучшие типы низковольтных транзисторов дл токозадающего двухполюсника 7, что обеспечивает лучший коэффициент стабилизации и меньший уровень пульсации на выходе двухкаскадного стабилизатора.The invention relates to electrical engineering and is intended for powering devices of radio electronics, automation and computer technology. To provide a wide range of stabilized output voltage levels and to provide high efficiency at high load levels, so-called two-stage stabilizers are widely used, which contain two series-connected stabilization stages, with the first stage being generally based on the impulse control principle and the second on continuous l | . In these stabilizers, the voltage drop on the regulating element of the cascade with continuous regulation is always maintained constant regardless of the absolute value of the output voltage. This is achieved through the operation of a cascade and a F1-pulse control, when the output voltage of the cascade with a pulse control, smoothed by an LCD filter, is fed to the input of the helmet and with continuous control. Cascades with continuous regulation are constructed, as a rule, according to DC voltage stabilization schemes with continuous regulation. The closest to the present invention is a DC voltage regulator containing a regulating transistor, the emitter of which is connected to the output terminal of the stabilizer a, the collector is connected to the input bus of the stabilizer, the base is connected to the collector of the amplifying transistor, the emitter of which is connected to the common bus, and the base to the output of the comparison unit, connected to the outputs of the reference voltage source and the measuring divider of the output voltage, and a current-stabilizing two-terminal connected between the collector to the base regulating ranzistora 2. This circuit, due to the inclusion in the collector circuit of the control transistor of the current-supplying two-terminal circuit, has a better stabilization factor and a lower level of pulsation of the output stabilized voltage or current. At the same time, the closer to the ideal characteristics of the current supply bipolar, the better are the indicated characteristics of the stabilizer as a whole. However, the use of this stabilizer circuit as a cascade with sequential regulation in a two-stage stabilizer is associated with the following difficulties. As mentioned above, the voltage drop across the cascade control transistor with the series;) th adjustment is maintained at a fixed fixed level by appropriately controlling the operation of the cascade with impulse control. This provision is valid for a well-established stabilization mode. With high load dynamics (overload current, stabilizer short circuit) or with an abrupt change of the maximum output voltage level to the minimum value across the control circuit (for example, with code control, output stabilizer levels), the voltage drop across the control transistor can reach values many times exceeding the specified fixed level. This excess is greater as the maximum stabilized output voltage of the stabilizer is larger and the lower the fixed level of voltage drop across the control transistor is set. This is explained by the fact that the output voltage of the LCD Filter, taken from its capacitance, with a sharp load dynamics or stabilizer control circuit, retains its value despite the fact that the cascade with pulse control due to the occurrence of this dynamics is turned off. In such cases, all the voltage on the LCD filter capacitance is applied to the collector-emitter and collector base transitions of the cascade control transistor with continuous regulation, which is especially dangerous in high-voltage stabilizers. The purpose of the invention is to increase the reliability and stability of the output voltage when operating as part of a continuous-pulse stabilizer in code control mode. The goal is achieved by the fact that a constant voltage regulator B contains a regulating transistor, the emitter of which is connected to the output of the stabilizer, the collector is connected to the input bus of the stabilizer, the base is connected to the collector of the amplifying transistor, the emitter is connected to the common bus. the output of the comparison unit, connected to the outputs of the reference voltage source and the measuring divider of the output voltage, and a current-stabilizing two-terminal connected between the collector and the regulating base nzistora, administered transistor, a resistor and zener diode, wherein the collector and base of the regulating transistor connected respectively to the collector and emitter of transistor inputted and the last base coupled to its emitter through a resistor and to the collector through the zener. The drawing shows the scheme of the proposed constant voltage stabilizer. The stabilizer contains a regulating transistor 1, an amplifying transistor 2, the base of which is connected to the output of the comparison unit 3, to which the source 4 of the reference voltage and the measuring divider 5 and b of the output voltage are also connected. Between the collector and the base of the regulating transistor 1 a current-supplying two-pole 7 is connected, the circuit from which transistor 8 is connected, the Zener diode 10 resistor is connected to the output of the regulator 11 containing the regulating element 12, control nodes 13 and 14, as well as and a bias voltage source 15 and an output filter 16. The device operates as follows. The output voltage of the stabilizer is set according to the setpoints of the potentiometric divider 5 and b and is maintained at a constant level with a continuous adjustment process along an o6paiT circuit, including the divider 5 and b, unit 3 comparisons; the transistor 2, the base circuit of the regulating transistor 1. At the same time, the voltage drop across the regulating transistor 1 is maintained at a fixed level determined by the voltage of the bias source 15. Since a field transistor with a good flatness of output characteristics is selected as the current-switching two-pole, the output voltage ripple of the droplet filter 16 does not cause a corresponding current ripple in the base circuit of the control transistor 1 and therefore the continuous-voltage stabilizer is much higher . Above, the stabilization factor is also obtained due to the higher gain factor of transistor 2, caused by the high dynamic resistance of the current-generating two-pole 7. Consider the behavior of the circuit with changes in the load current connected to the output pole of the stabilizer. Let the output voltage of the stabilizer be maximal, and the load current be minimal. In this case, the output voltage of the regulator 11 is also maximal and above the level of the output voltage of the stabilizer by a fixed voltage drop across the regulating transistor 1. The current of the master two-pole 7 in the main circuit splits into two components: its first the part flows through the base-emitter junction of the control transistor 1, and the second through the collector-emitter junction of the control transistor 2, while the first component of this current is much less than the second. With a sharp increase in the load current at the output of the stabilizer, the base-emitter transition current of transistor 1 almost instantaneously increases, however, the current through the collector-emitter junction of transistor 2 decreases proportionally only after a certain time, determined by the constant time of the reference unit 3, which has a high gain factor. in the region of relatively low frequencies. This leads to the fact that the voltage at the output pole of the stabilizer and at the base of the regulating transistor .1 begins to drop sharply, and the voltage at its transition the collector-base in turn begins to increase sharply. However, the increase in this voltage causes that the supporting element 10, the operating voltage of which chose a slightly larger magnitude of the fixed voltage on the regulating transistor 1, creates the base current of the transistor 8. This, firstly, provides the necessary base current of the regulating transistor 1 and, trace quently, the current transition of its collector-emitter for providing sharply vozryusshego load current and records the drop of the output voltage of the stabilizer; In the second, the increase in the voltage at the junction of the collector-emitter of the regulating transistor 1 is fixed at the Level of the operating voltage of the supporting element 10. Due to this, the voltage on both the current supply bipolar and regulating transistor 1 does not exceed the maximum specified value. After the time constant of the comparison unit 3, the voltage at its output is changed in such a way that the control transistor 2 closes as much as it is necessary to increase the base current of the control transistor 1 at the initial moment. At the same time, the voltage across the collector-base will decrease to a nominal value, the supporting element and the transistor 8 are de-energized. The circuit returns to stationary mode. The second characteristic stabilizer transition mode is caused by a sharp change in its output voltage across the control circuit of divider 5 and 6, for example, in code control. In this case, the most dangerous is the situation of a sharp decrease in the maximum output voltage to its minimum value. The output voltage of the regulator 11 to the dynamics under consideration is again maximum. A sharp increase in the potential of the midpoint of the divider 5 and 6 leads to the fact that the output voltage of the comparison unit 3 tends to fully open m anzistor 2, while again, as was considered above, through the reference element and the transistor 8 tends current. The voltage at the junction collector-base of the regulator is fixed by the operating voltage of the support element 10. The significant current flowing through the transistors 8 and 2 quickly discharges the output capacitance of the filter 16, while the voltage does not flow to its input, so the pulse regulator 11 closed along the circuit: the output pole of the stabilizer, the bias source 15 comparing the element and the control element 13. The closure of the pulse regulator 11 occurs because the voltage drop on the regulating transistor 1 will be equal to the value of the operating voltage of the supports The element 10, which is slightly greater than the specified value of the bias voltage of the source 15. In this mode, the voltage drop across the transistor 8 is fixed at the level of the operating voltage of the support element 10, and on the transistor 2 the voltage drops at the rate of discharge of the output capacitance the filter 16, while its discharge current is determined by the current of the transistor 2. From the above it can be seen that this stabilizer circuit differs from the known ones in that it provides in all cases close to fixed values tim on poles regulating transistor of the second stage with a continuous variation. Due to this, the reliability of the control transistor 1 is improved and it is possible to select its low-voltage with BEST output characteristics than high-voltage transistors. Due to the same, the best types of low-voltage transistors for the current-setting two-pole 7 are possible, which provides a better stabilization factor and a lower ripple level at the output of the two-stage stabilizer.