Изобретение относитс к измерительной технике, а именно к yqTpoftствам измерени чувствительности электроакустических преобразователей , и может быть использовано при создании устройств дл градуировки гидрофонов. Известно устройство дл градуиро ки 1идрофонов, реализующее метод сравнени l 3Недостаток данного устройства состоит в сложности лроцесса градуировки . Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому- вл етс устройство дл градуировки элект зоакустических приемников, содержащее градуировочную камеру, размещенные в ней излучатель, подключенный к генератору электрических колебаний образцовыйэлектроакустический приемник , подключенный к первому усилителю , второй Усилитель дл градуируемого электроакустического приемника и регистратор 1121. Недостаток известного устройства состоит в низком быстродействии. Цель .изобретени - повышение быст родействи .. Поставленна цель достигаетс тем что в устройство дл гра дуировки эле::троакуса;ических приемников, содержащее градуировочную камеру, размещенные в ней излучатель, подключен ный к генератору электрических колебаний , образцовый электроакустический приемник, подключенный к первому усилители,, второй усилитель дл градуируемого электроакустическогр приемника , и регистратор, введены переключатель , управл емый аттенюатор, два управл емых фазовращател , норма лизатор напр жени , вьтр митель, двд квадра.уурных фазовращател , четыре перемножител , четыре фильтра ниж них частот и схема сравнени , причем генератор электрических колебаний соединён через последовательно включенные управл емый аттенюатор, первы управл емый фазовращатель и первый квадратурный фазовращатель с первым вх.одом первого перемножител , выход которого через первый фильтр нижних частот соединен с управл ющим входом первого управл емого фазовращател , а через .последовательно включенные второй управл емый фазовращатель, нормализатор напр жени и второй квадратурный фазовращатель с первым входом второго перемножител , выход которого через второй фильтр нижних частот соединен с управл нщим входом второго управл емого фазовращател , выход первого упра вл емого фазовращател соединен также с вхо дом третьего перемножител и через выпр митель и первый нормально замкнутый контакт переключател с регист ратором, выход нормализатора напр жени соединен с первым входом четвертого перемножител , выход первого усилител соединен с входг мй первого и третьего перемножителей и вторым нормально разомкнутым контактом переключател , выход второго усилител через второй нормально замкнутый контакт переключател - со вторыми входами второго и четвертого перемножителей, первый вход схемы сравнени через третий фильтр нижних частот соединен с выходом третьего перемножител , второй вход через четвертый фильтр нижних частот соединен с выходом четвертого перемножител и непосредственно - с первым нормально разомкнутым контактом переключател , а выход - с управл ющим входом управл емого аттенюатора. На чертезке представлена структур-, на схема устройства дл градуировки электроакустических приемников. Устройство содержит генератор 1, , излучатель 2, градуировочную камеру 3, образцовый электроакустический приемник 4, градуируемый приемник 5, усилители б и 7, управл емый аттенюатор 8, управл емые фазовращатели 9и 10, нормализатор 11 напр жени , квадратурные фазовращатели 12 и 13, перемножители. 14-17, фильтры 18-21 нижних частот, схему 22 сравнени , выпр митель 23, переключатель. 24 и регистратор (вольтметр) 25.. Устройство работает следующим образом . Выходное напр жение генератора 1 поступает на вход излучател 2 и однбвременно подаетс на сигнальные входы управл емого, аттенюатора 8 и управл емого фазовращател 10. С вухода управл емого аттенюатора 8 напр жение подаетс на сигнальный вход управл емого фазовращател 9,. а с выхода управл емого фазовращател 10- на вход нормализатора 11 напр жени . Нормализатор 11 напр жени овеспечивает посто нство выходного уровн напр жени вне зависимости от уровн напр жени на его входе. Выходные напр жени управл емого фазовращател 9 и нормализатора 11 напр жени подгиотс непосредствендо на первые входы перемножителей 15 и 16 и через квадратурные фазовращатели 12 и 13, обеспечивакжцие сдвиг фазы выходного напр жени по отношению к входному на 90, на первые входы соответственно перемножителей 14 и 17, . На вторые входы перемножителей 14 и 15 поступает выходное напр жение усилител 6, усиливающего сигнал образцового приемника 4, а на вторые входы перемножителей 16 и 17 подаетс напр жение с одного из прдвижных контактов переключател 24. Представленное на чертеже положение подвижных контактов переключател 24 соответствует режиму градуировки, а обратное их положение, соответству ет режиму измерени звукового давле ни в градуировочной камере 3. Таким образом, в режиме градуиро ки на вторые входы перемножителей 16 и 17 подаетс выходное напр жени усилител 7, усиливающего сигнал градуируемого гидрофона 5. В результате перемножени входных напр жений на выходе каждого из перем ножителей 14-17 по вл етс посто нна составл нвда , величина которой определ етс выражением V- KyoKUcK ir где и - величина посто нной состав л ющей напр жени на выход К-го перемиожител ; А, - посто нный множитель, ха , рактёризующйй коэффициент передачи К-го перемножи . : тел ; , ; . . , -OK величина напр жени опорной гармоники (задаваемой частотой генератора 1) на одном из входов К-го перем ножител ; величина напр жени гармонической составл ющей, сов падающей по частоте с опор ной гармоникой, дeйcтвyю щего-на другом входе К-го .перемножител суммарного усиленного сйгнала, Уск о . ного из npHewiHHKOB (в обще случае сигнал и„ состоит : из суммы гармоник, что обу ловлено наличием помех, механического и электрического происхождени ) ; ific. фазовый сдвиг между напр жени ми UQJJ и W. Посто нные составл к цие напр жений на выходах перемножителей 14-17 выдел ютс соответствующими фильтра ми 18-21 нижних частот. Таким образом , последовательное соединение перемножитель- - фильтр нижних частот выполн ет .функции безрезрнансно го избирательного фильтра, частота настройки которого определ етс час тотой опорной гармоники, действующе «d одном из входов перемножйтел , т.е. частотой градуировки. Выходное посто нное напр жение фильтра 18(21) нижних частот управл ет фазовращателем 9 (10) таким образом, чтобы величина посто нного /напр жени фильтра 18 (21) нижних частот стремилась к нулю. Из уравне ни (1) видно, что при Uj,0 это условие -выполн етс при cos , т.е.цг+90°. Обеспечение фазового сдвига Ч ±90 между опорной гармоникой ,H соответст.вующей ей гармо шической составл ющей UCK нэ перемножителей 14 и 17 приводит к установлению.фазового сдвига между соответствующими напр жени ми на входах перемножитегуй 15 и 16, рав-. ного О или + 180 (в зависимости от конкретной схемной реализаций). Это объ сн етс тем, что фазовый сдвиГу создаваемый квадратурными фазовращател ми 12 и 13, ьежду опорными гармониками на первых входах перемножителей 14 и 15, 16 и 17, составл ет ± 90° (в зависимости от конкретной схемной реализации). При идентичных схемах управл емых фазовращателей 9 и 10 и идентичных схемах квадратурных фазовращателей 12 и 13 посто нные напр жени .la выходах фильтров 19 и 20 будут иметь одинаковый знак, а их величины, при зсшанных уровн х сигналов на входах перемножителей 15 и 16 будут максимально возможными, так как дл перемножителей 15 и 16 соз f ± 1. Выходные напр жени Оод филь-. тров 19 и 20 нижних частот подаютс на входы схемы 22 сравнени . Полученна н.а выходе схемы 22 сравнени разность напр жений (J d V Qnonaетс на управл ющий вход упргавл емо-: го аттенюатора 8 и устанавливает на его выходе такое напр жение .Ug, при котором за счет изменени напр жени Цд разность и2,и д-1 дстремитс .к нулю, 9- й-°С учетом уравиёни (1) напр жение М,.«Л..и„и;соз„Ч. -9 коэффициент передачи фильтра 19 нижних частот; кОЭ(ициент передачи перемножител 15; р ыходноё напр жение управл емого фазовращател 9; напр жение гармонической составл ющей напр жени U усилител 6, совпадающей по частоте с опорной гармоникой UgJ фазовый сдвиг между напр жени ми Од и р(.. В режиме градуировки напр жение ,. коэффициент передачи филь тра 20 нижних частот; коэффициент передачи перемножител 16; напр жение на Выходе, норМсшизатора 11 напр жени ; напр жение гармонической составл ющей напр жени U-j усилител 7, совпадающей по частоте с опорной гар- МОНИКОЙ Ч., - фазовый сдвиг между напр жени ми и и UT. Из уравнений (2) , (3) и (4) сле дует , что . Откуда ,. .2И1ь%..д , B..consi, K gA ffCOstf вследствие посто нства коэффициентов г А,.5 и А; , и напр жени (:), а также равенства сбё ( 1. Звуковое давление Р в камере 3 одинаково в точках размещени обоих приемников. Поэтому l-PVb и; р«5 7. - составл юща суммарного давлени Р, по частоте совпадающа с частотой градуировки; М, и Mg - соответственно чувствитальности образцово и градуируемого прием ков 4 и 5 на частоте градуировки; К, и К - соответственно крэффи циенты усилени усили телей 6 и 7. С учетом (7) и (3) уравнение (6) принимает вид К М-. ,, .(9) где G в const, посколь Кг М ку коэффициейты в, К, К; и чувстви шты тельность М образцового приемника считаютс посто нными во всем рабочем диапазоне частот. Таким образом, в режиме градуиро ки вольтметр 25 измер ет напр жение % К2з-С-М, (10) которое однозначно определ ет чувствительность градуируемого приемника 5 на частоте градуировки ( коэф.фициент передачи вьшр мител 23). В режиме измерени звукового давлени Р в градуировочной камере 3 вторые входы перемножителей 16 и 17 подключаютс к выходу усилител б, а вход вольтметра 25 подключаетс к выходу фильтра 20 нижних частот. Напр жение ,..i (11) где D zKjij, А посто нный множитель. С учетом (7) выражение (1) принимает вид (12) где Е DK; М- - посто нный множитель . Таким образом, в режиме измерени звукового давлени в градуировочной камере вольтметр 25 измер ет напр жение 20г которое однозначно определ ет уровень звукового давлени на частоте градуировки. / выражени (10). и (12) показывают, что шкалу вольтметра 25 можно отградуировать в единицах чувствительности и в единицах давлени , что обеспечит возможность отсчета параметров /чувствительности и звукового давлени непосредственно в указанных единицах измерени . Предлагаемое устройство позвол ет определить чувствительность приёмника путем одного измерени без дополнительных вычислений. Сокращение количества измерений и отсутствие необходимости в дополнительных вычислени х в зна.чительной степени сокращает врем проведени градуировки. При этом устройство обладает хорошей помехозащищенностью, так как в нем применены б езрезонансные избирательные , фил ьтры, частота настройки которых всегда соответствует частоте градуировки. В устройстве имеетс возможность плавного регулировани звукового давлени в градуировочной камере, а также измерени его уров н на частоте градуировки.The invention relates to a measurement technique, namely, yqTpoftware, to measure the sensitivity of electroacoustic transducers, and can be used to create devices for calibrating hydrophones. It is known a device for calibrating microphones that implements the method of comparison. The disadvantage of this device is the complexity of the calibration process. The closest in technical essence to the present invention is a device for calibrating electrosoacoustic receivers, containing a calibration chamber, an emitter located in it, a sample electroacoustic receiver connected to the first amplifier, connected to an electrical oscillation generator, connected to the first amplifier, a second Amplifier for a graduated electroacoustic receiver, and a 1121 recorder. The known device consists in low speed. The purpose of the invention is to increase the speed of the response. The goal is achieved by the fact that the calibration receiver, a radiator connected to an electrical oscillator, and an exemplary electroacoustic receiver connected to the first amplifiers, a second amplifier for a calibrated electroacoustic receiver, and a recorder, a switch, a controlled attenuator, two controllable phase shifters, a voltage regulator, a center, are introduced itel, dvd quadrature phase shifter, four multipliers, four low-pass filters and a comparison circuit, the electrical oscillator connected via sequentially connected controlled attenuator, the first controlled phase shifter and the first quadrature phase shifter to the first input of the first multiplier, the output of which through the first low-pass filter is connected to the control input of the first controlled phase shifter, and through a sequentially connected second controlled phase shifter, the voltage normalizer and the second quadrature phase shifter with the first input of the second multiplier, whose output through the second low-pass filter is connected to the control input of the second controlled phase shifter, the output of the first controlled phase shifter is also connected to the input of the third multiplier and through the rectifier and the first normally closed switch contact with a register, the voltage normalizer is connected to the first input of the fourth multiplier, the output of the first amplifier is connected to the input of the first and third multipliers and Normally open contact switch, the output of the second amplifier through the second normally closed contact switch with the second inputs of the second and fourth multipliers, the first input of the comparison circuit through the third low pass filter connected to the output of the third multiplier, the second input through the fourth low pass filter connected to the fourth output multiplier and directly with the first normally open contact of the switch, and the output with the control input of the controlled attenuator. The drawing shows the structure-, on the scheme of the device for the calibration of electro-acoustic receivers. The device contains a generator 1, radiator 2, calibration chamber 3, exemplary electro-acoustic receiver 4, graduated receiver 5, amplifiers b and 7, controlled attenuator 8, controlled phase shifters 9 and 10, voltage normalizer 11, quadrature phase shifters 12 and 13, multipliers . 14-17, low-pass filters 18-21, comparison circuit 22, rectifier 23, switch. 24 and the recorder (voltmeter) 25 .. The device operates as follows. The output voltage of the generator 1 is fed to the input of the radiator 2 and is simultaneously supplied to the signal inputs of the controlled attenuator 8 and the controlled phase shifter 10. From the input of the controlled attenuator 8, the voltage is applied to the signal input of the controlled phase shifter 9 ,. and from the output of the controlled phase shifter 10, to the input of the voltage normalizer 11. The voltage normalizer 11 provides the constancy of the output voltage level regardless of the voltage level at its input. The output voltages of the controlled phase shifter 9 and the normalizer 11 of the voltage podgots directly to the first inputs of multipliers 15 and 16 and through the quadrature phase shifters 12 and 13, ensuring the output voltage phase shift from the input voltage to 90, to the first inputs of multipliers 14 and 17, respectively. , The second inputs of multipliers 14 and 15 receive the output voltage of amplifier 6 amplifying the signal of sample receiver 4, and the second inputs of multipliers 16 and 17 are supplied with voltage from one of the moving contacts of switch 24. The position of moving contacts of switch 24 shown in the drawing corresponds to the graduation mode and their opposite position corresponds to the sound pressure measurement mode in the calibration chamber 3. Thus, in the calibration mode, the second inputs of the multipliers 16 and 17 are fed to No amplifier 7 amplifying the signal of the calibrated hydrophone 5. As a result of multiplying the input voltages, the output of each of the switches 14–17 produces a constant value, the value of which is determined by the expression V-KyoKUcK ir where and is the constant value l voltage on the output of the K-th interimo; A, is a constant multiplier, xa, the racchetrous transmission coefficient of the K-th multiplier. : tel; ,; . . , -OK is the voltage value of the reference harmonic (set by the frequency of the generator 1) at one of the inputs of the K-th alternator; the magnitude of the voltage of the harmonic component, coinciding in frequency with the reference harmonic, is effective at the other input of the K-th. multiplier of the total amplified signal, Usk o. most of npHewiHHKOB (in the general case, the signal and "consists of: the sum of the harmonics, which is caused by the presence of interference, of mechanical and electrical origin); ific. The phase shift between the voltages UQJJ and W. The constant components of the voltage generation at the outputs of the multipliers 14-17 are separated by the corresponding low pass filters 18-21. Thus, the serial connection of the multiplier-low-pass filter performs a function of a non-redundant selective filter whose tuning frequency is determined by the frequency of the reference harmonic, acting on one of the multiplier inputs, i.e. graduation frequency. The output DC voltage of the lowpass filter 18 (21) controls the phase shifter 9 (10) so that the value of the constant / voltage of the lowpass filter 18 (21) tends to zero. From equation (1), it can be seen that at Uj, 0 this condition is fulfilled at cos, i.e. tg + 90 °. Providing a phase shift of ± 90 between the reference harmonic, H corresponding to its harmonic component UCK and the multipliers 14 and 17, leads to the establishment of a phase shift between the corresponding voltages at the inputs of the multipliers 15 and 16, equal to. O or + 180 (depending on the specific circuit implementation). This is due to the fact that the phase shift created by the quadrature phase shifters 12 and 13, between the reference harmonics at the first inputs of the multipliers 14 and 15, 16 and 17, is ± 90 ° (depending on the specific circuit implementation). With identical circuits of controlled phase shifters 9 and 10 and identical circuits of quadrature phase shifters 12 and 13, the constant voltages .la of the outputs of the filters 19 and 20 will have the same sign, and their values, with the scaled levels of signals at the inputs of the multipliers 15 and 16 possible, since for multipliers 15 and 16 cos f ± 1. Output voltages OOD Fil-. Low frequencies 19 and 20 are fed to the inputs of the comparison circuit 22. The voltage difference received from the output of the comparison circuit 22 (J d V Qnona connects the control input of the attenuator 8 to the control input and sets the voltage Ug at its output at which, due to the change in the voltage CDd, the difference u 2 and d-1 dstremits. to zero, 9th-° Taking into account level (1) the voltage M,. "L .. and"; cos "Ch-9 -9 transfer coefficient of the low-pass filter 19; coOE (transfer factor of the multiplier 15; the output voltage of the controlled phase shifter 9; the voltage of the harmonic component of the voltage U of amplifier 6, coinciding in frequency with the reference the harmonic UgJ phase shift between the voltage Od and p (.. In the calibration mode voltage,. transfer coefficient of the low pass filter 20; transfer coefficient of the multiplier 16; voltage at the Output; voltage 11; harmonic component voltage Uj amplifier 7, which coincides in frequency with the reference harmony part, is the phase shift between voltages and and UT. From equations (2), (3) and (4), it follows that. From where .2I1% .. d, B..consi, K gA ffCOstf due to the constant of the coefficients r A,. 5 and A; , and voltages (:), as well as equalities (1. The sound pressure P in chamber 3 is the same at the locations of both receivers. Therefore, l-PVb and; p "5 7. is a component of the total pressure P, coinciding in frequency calibration frequency; M, and Mg, respectively, sensitivity and exemplary graded receptions 4 and 5 at the graduation frequency; K, and K, respectively, amplification factors of amplifiers 6 and 7. Taking into account (7) and (3), equation (6) takes the form K M-. ,,. (9) where G is in const, since Kg M ku are the coefficients in, K, K, and the sensitivity of M of the reference receiver is considered constant in the entire operating frequency range. Thus, in the calibration mode, the voltmeter 25 measures the voltage% K2z-C-M, (10) which unambiguously determines the sensitivity of the calibrated receiver 5 at the frequency of the calibration (transmission coefficient 23) In the sound pressure measurement mode P in calibration chamber 3, the second inputs of multipliers 16 and 17 are connected to the output of amplifier b, and the input of voltmeter 25 is connected to the output of low-pass filter 20. Voltage, .. i (11) where D zKjij, And a constant factor. In view of (7), expression (1) takes the form (12) where E DK; M- is a constant multiplier. Thus, in the sound pressure measurement mode in the calibration chamber, a voltmeter 25 measures a voltage of 20g which uniquely determines the sound pressure level at the graduation frequency. (10). and (12) show that the scale of the voltmeter 25 can be calibrated in units of sensitivity and in units of pressure, which will make it possible to read the parameters / sensitivity and sound pressure directly in the specified units of measurement. The proposed device makes it possible to determine the sensitivity of the receiver by a single measurement without additional calculations. Reducing the number of measurements and eliminating the need for additional calculations significantly reduces the time required for calibration. At the same time, the device possesses good noise immunity, since it uses bresonant electoral filters, whose tuning frequency always corresponds to the graduation frequency. The device has the ability to smoothly adjust the sound pressure in the calibration chamber, as well as to measure its level at the graduation frequency.