.1 . 10 Изобретение относитс ктехнике электросв зи и может использоватьс при приеме модулированных сигналов дискретной информации, передаваемой по каналам св зи. Известно устройство дл приема ди ретной информации, содержащее усилитель с азтоматической регулировкой усилени , выход которого подключен к входу режекторного фильтра пилХ т-си1- нала и к первому входу преобразовате л частоты пилот-сигнала, второй вход и .выход которого соединены соответственно с первым выходом формировател опорных частот и с входом п лосового фильтра пилот-сигналд.и посл довательно соединенные преобразовател частоты сигнала данных,полосовой филь демодул тор,фильтр низкой частоты,адa тивный корректор межсимвольных искаже ний и решающий блок,выходы которого подключены к входу блока оценки качес ва и к второму входу адаптивного кор ректора межсимвольных искажений,трети вход которого соединен с первым выходом блока выделени тактовых импульсо входы (Которого соединены с выходом фи льтра низкой частоты и с вторым выходом формировател опорных частот, третий выход которого подключен к первому входу блока выделени когерентного колебани , второй вход и выход которого соединены соответственно с выходом полосового фильтра и с вторым входом демодул тора, а второй выход блока выделени тактовых импульсов подключен к второму входу решающего блока СООднако известное устройство имеет низкую помехоустойчивость. Цель изобретени - повышение помехоустойчивости путем уменьшени вли ни фазового дрожани и скачков Дл этого в устройство дл приема дискретной информации, содержащее усилитель с автоматической регулировкой усилени , выход которого по ключен к входу режекторного фильтра пилот-сигнала и к первдму входу преобразовател частоты пилот-сигнала , второй вход и выход которого соединены соответственно с первым выходом формировател опорных частот и с входом полосового фильтра 1иЛот-сигнала, и последовательно соединенные преобразователь частоты 32 сигнала данных, полосовой фильтр, демодул тор, фильтр низкой частоты, адаптивный корректор межсимвольных искажений ;и решающий блок, выходы которого подключены к входу блока оценки качества и к второму входу адаптивного корректора межсимвольных искажений, третий вход которого соединен с первым выходом блока выделени тактовых импульсов, входы которого со динены с выходом фильтра низкой частоты и с вторым выходом формировател опорных частот, третий выход которого подключен к первому входу блока выделени когерентного колебани , второй вход и выход которого соединены соответственно с выходом полосового фильтра и с вторым входом демодул тора, а второй выход блока выделени тактовых импульсов подключен к второму входу решающего блока, введены блок регулировани , управл емый элемент задержки и ограничитель пилот-сигнала вход и выход которого соединены соответственно с выходом полосового фильтра пилот-сигнала и с первым входом преобразовател частоты сигнала данных, к второму входу которого подключен выход управл емого элемента задержки, информационный и управл ющий входы которого соединены соответственно с выходом режекторного фильтра пилот-сигнала и с выходом блока регулировани . На чертеже представлена структурна электрическа схема предложенного устройства. Устройство дл приема дискретной информации содержит усилитель 1 с автоматической регулировкой усилени , режекторный фильтр 2 пилотсигнала , преобразователь 3 частоты пилот-сигнала, управл емый элемент задержки, блок 5 регулировани , полосовой фильтр 6 пилот-сигнала , преобразователь 7 частоты сиг,нала данных, ограничитель 8 пилотсигнала , полосовой фильтр 9, демодул тор 1Q, блок 11 выделени когерентного колебани , фильтр 12 низкой частоты, адаптивный корректор 13 межсимвольных искажений, бло| 14 выделени тактовых импульсов, решающий блок 15, блок 16 оценки качества , формирователь 17 опорных частот . Устройство работает следующим образом. Принимаемый сигнал усиливаетс усилителем 1 с автоматической регулировкой усилени (АРУ) и поступает на режекторный фильтр 2 пилот- . оигнала, а также через преобразователь 3 частоты пилот-сигнала на полосовой фильтр 6 пилот-сигнала . На другой вход преобразовател 3 частоты пилот-сигнала поступает вспомогательна частота от форкм овател 17 опорных частот. Режекторный фильтр 2 пилот-сигна ла подавл ет частоту пилот-сигнала и пропускает на вход управл емого элемента задержки .модулированный :сигнал данных, а полосовой фильтр 6 пилот-сигнала выдел ет сигнал, частота которого равна разности частоты пилот-сигнала, передаваемого по каналу св зи и вспомогательной частоты преобразовани . С выхода режекторного фильтра 2 пилот-сигнала через управл емый эле мент 4 задержки модулированный сигнал данных поступает на первый вход преобразовател 7 частоты сигнала данных, на другой вход которого подаетс выходной сигнал полосового фильтра 6 пилот-сигнала через ограничитель 8 пилот-сигнала. Полосовой фильтр 9, подключенный к выходу преобразовател 7 частоты сигнала данных, выдел ет сигнал с частотой, равной сумме 1 частот сигналов , поступающих на преобразователь 7. С выхода полосового фильтра 9 сигнал подаетс на демодул тор 10 и блок 11 выделени когерентного колебани . На другой вход демодул тора 10 подаетс когерентное коле бание с выхода блока 11 выделени коге;рентного колебани . Фильтр 12 низкой частоты выдел ет демодулированный сигнал и подавл ет пара;э;итные продукты демодул ции . Сигнал с выхода фильтра 12 низ кой частоты поступает на адаптивный корректор 13 межсимвольных искажений и блок 1А выделени тактовых им пульсов. Выходной сигнал адаптивного корректора 13 межсимвольных искажений подаетс на решающий блок 15. Тактовые серии, необходимые дл рабо ты адаптивного корректора 13 межсимвольных искажений, и решающий блок 15 поступают с выхода блока Т выделени тактовых импульсов. Решающий блок 15 восстанавливает информационный сигнал, а тёкже управл ет адаптивным корректором 13 межсимвольных искажений и блоком 16 оценки качества. Частоты, необходимые дл работы блока 11 выделени когерентного колебани и блока Н выделени тактовых импульсов, поступают на них с выходов формировател 17 опорных частот. Блок 5 определ ет величину задержки и управл етс по показател м блока 16 оценки качества вручную или автоматически. Дл большинства каналов св зи проводных, радио-релейных и спутниковых линий св зи свойственно вление фазового дрожани При этом фазы сигналов, передаваемых по этим каналам, измен ютс по закону этого дрожани . В системах передачи данных , использующих дл раЬоты приемников пилот-сигналы, отделение пи- , лот-сигналов от основного сигнала осуществл етс узкополосными (jwnbrрами . Закон фазового дрожани пилотсигнала на выходе подобного фильтра при правильно выбранных характеристиках фильтра, полосе частот, равномерности АЧХ и ФЧХ, повтор ет закон фазового дрожани пилот-сигнала на входе, по претерпевает запа дывание во времени, которое определ етс групповым временем запаздывани этого фильтра. В токе врем , основной сигнал данных с подавленным, например, с помощью режекторного фильтра пилот-сигналом претерпевает в приемнике незначительное запаздывал ние. Дальнейшее использование пилот-сигнала с целью устранени сдвига частоты, вносимого в сигнал каналом св зи, как это сде}1ано в известном устройстве, приводит за счет неравного запаздывани к увеличению фазового дрожани основного сигнала. В пределе амплитуда дрожани фазы основного сигнала может увелйчит{|с{|:1вдвое. При высокой удельной скорости передачи помехоустойчивость приема при этом резко падает и передача информации реально прекращаетс . В предложенном устройстве этот отрицательный эффект устран етс за счет компенсации фазового дрожани сигнала данных фазовым дрожанием пилот-сигнала и Дл этой цели сигнал данных, в котором с помощью.режек51 торного фильтра 2 подавлен пилот-си нал, задерживаетс на врем , равное задержке пилот-сигнала в тракте его выделени . Пилот-сигнал, в свою очередь, подвергаетс преобразованию с целью изменени знака аргумента его временной функции. Задержка . сигнала данных осуществл етс управл емым элементом k задержки. Изменение знака аргумента временной функции пилот-сигнала осуществл етс путем преобразовани частоты U.p этого сигнала. Частота преобразовани , вырабатываема формирователем 17 опорных частот, выбираетс из услови )j.B результате преобразовани выдел етс полосовым фильтром 6 пилот-сигнала разност ный продукт tOpp - U)j. Если в канале св зи имеют место сдвиг частоты на ±&ш, фазовое дрожание MCt) и скачок фазы Ф , то в аргументе временной функции преобразованного пилотсигнала на выходе полосового фильтра 6 пилот-сигнала все эти состав-, , л Тощие аргументы имеют обратный %()(-Тз):()-ф (С-Сз)Д1) где Т,. врем задержки полосового фильтра 6 пилот-сигнала; преобразованна часто п пp- «hта пилот-сигнала; ф (T-fj) - скачок фазы на выходе полосового фильтра 6 пилот-сигнала, запаздывающий на врем Т и имеющий переходной процесс с временем ус тановлени Т . Аргумент временной функции модулированного сигнала данных на выходе режекторного фильтра 2 пилотсигнала имеет вид: U(t)+ДU)(t)(t) + Ф. Если в сигнал данных внести с помощью регулируемой линии задержки запаздывание Тз, то выражение (2) преобразуетс : Ш.(1-Т)±ДШ (-Тз)+Ч(-Тз)1-ФТз , (3) где Ф -.скачок фазы, задержанный на врем Т. 13 В предложенном устройстве оба сигнала (1) и {З) подаютс на преобразователь 7, с выхода которого выдел етс полосовым фильтром 9 суммарнь1й продукт преобразовани . Аргумент сигнала на выходе полосового фильтра 9 имеет вид: c(t -Тз) где Ыс, + и;,. Ф/1- - ct, скачок фазы с временем установлени С . Очевидно, что при истечении времени t второй член в выражении (Ц) равен нулю. Таким образом, из (4) следует , что фазовое дрожание сигнала данных компенсируетс , а интервал времени вли ни скачка фазы, вызванного каналом св зи сокращаетс на величину Т фазы. Учитыва , что паразитные скачки фазы, вносимые в передаваемые по каналам св зи сигналы , привод т к большим пакетам ошибок, уменьшение интервалов времени вли ни скачка фазы также вл етс положительным эффектом .Пилот-ckjrнал обычно передают в свободных от основного сигнального спектра участке диапазона частот канала св зи. Это, как правило, краевые участки диапазона, Групповое врем запаздывани (ГВЗ) краевых участков диапазона обычно превышает ГВЗ центральной части диапазона канала св зи . Дл выравнивани этой неравномерности примен ют коррекцию канала св зи в аппаратуре передачи данных. Однако коррекци ГВЗ канала обыч-. но достаточно груба . Дл глубокой компенсации фазового дрожани необходимо учесть разницу в ГВЗ основного спектра сигнала данных и ГВЗ в , диапазоне частот пилот-сигнала. Дл этой цели вводитс управл емый элемент 4 задержки . Регулирование времени задержки выполн етс блоком 3. Критерием дЛ ручного или автоматического регулировани выбрана максимизаци оценки качества, производима блоком 16 оценки качества. Учитыва также, что величина остаточного ,, затухани краевых участков диапазона канала св зи может колебатьс в значительных пределах, в предложенном устройстве введен ограничитель уровн пилот-сигнала. Этим.one . 10 The invention relates to telecommunications equipment and can be used when receiving modulated signals of discrete information transmitted over communication channels. A device for receiving the information is known, which contains an amplifier with automatic gain control, the output of which is connected to the input of the notch filter PilHT-cI-nal and to the first input of the pilot frequency converter, the second input and output of which are connected respectively to the first output shaper of reference frequencies and with input of a band filter pilot signal. and successively connected data signal frequency converter, band-pass filter demodulator, low-frequency filter, active corrector intersymbol x distortions and a decision block, the outputs of which are connected to the input of the quality assessment unit and to the second input of the adaptive corrector of intersymbol distortions, the third input of which is connected to the first output of the selection unit of clock pulses inputs (Which is connected to the output of the low frequency fi and to the second the output of the reference frequency generator, the third output of which is connected to the first input of the coherent oscillator; the second input and output of which are connected respectively to the output of the bandpass filter and to the second input of the demodule torus, and the second output clock extracting unit is connected to the second input of the decision block SOOdnako known device has low immunity. The purpose of the invention is to improve noise immunity by reducing the effects of phase jitter and jumps. To do this, the device for receiving discrete information contains an amplifier with automatic gain control, the output of which is connected to the input of the notch filter and the pilot signal, the second input and output of which are connected respectively to the first output of the reference frequency driver and to the input of the band-pass filter of the 1st Lot Signal, and the series-connected converter frequency 32 data signals, bandpass filter, demodulator, low frequency filter, adaptive intersymbol distortion corrector, and a decision block whose outputs are connected to the input of the quality assessment unit and to the second input of the adaptive intersymbol corrector, the third input of which is connected to the first output of the block selection of clock pulses, the inputs of which are connected to the output of the low-frequency filter and the second output of the reference frequency driver, the third output of which is connected to the first input of the coherent coherent separation unit fucks, the second input and output of which are connected respectively to the output of the bandpass filter and the second input of the demodulator, and the second output of the clock extraction unit is connected to the second input of the decision unit, the control unit, the controlled delay element and the pilot limiter input and output are entered which are connected respectively to the output of the bandpass filter of the pilot signal and to the first input of the data signal frequency converter, to the second input of which the output of the controlled delay element is connected, ny and control inputs of which are connected respectively to the output of notch filter pilot signal and output controlling unit. The drawing shows a structural electrical circuit of the proposed device. The device for receiving discrete information contains an amplifier 1 with automatic gain control, a notch filter 2 of the pilot signal, a pilot signal frequency converter 3, a controlled delay element, a control unit 5, a pilot signal band filter 6, a signal frequency converter 7, a data amplifier, a limiter 8 pilotsignal, band-pass filter 9, demodulator 1Q, block 11 of coherent oscillation selection, low-frequency filter 12, adaptive equalizer 13 intersymbol distortion, block | 14 clock selection pulses, a decision block 15, a quality evaluation block 16, a reference frequency driver 17. The device works as follows. The received signal is amplified by an amplifier 1 with automatic gain control (AGC) and fed to a notch filter 2 pilot. signal, as well as through the converter 3 frequency pilot signal to the band-pass filter 6 pilot signal. The auxiliary frequency from the forkm of the 17 reference frequencies arrives at the other input of the 3 pilot frequency converter. The notch filter 2 of the pilot signal suppresses the frequency of the pilot signal and passes to the input of the controlled delay element a modulated: data signal, and the band-pass filter 6 of the pilot signal extracts a signal whose frequency is equal to the difference of the frequency of the pilot signal transmitted over the channel communication and auxiliary frequency conversion. From the output of the notch filter 2 of the pilot signal through a controlled delay element 4, the modulated data signal is fed to the first input of the data signal frequency converter 7, to another input of which the output signal of the bandpass filter 6 of the pilot signal is fed through the pilot signal limiter 8. A band-pass filter 9 connected to the output of a data signal frequency converter 7 extracts a signal at a frequency equal to 1 frequency of the signals fed to the converter 7. From the output of the band-pass filter 9, a signal is fed to the demodulator 10 and coherent oscillator 11. To the other input of the demodulator 10, a coherent oscillation is output from the output of the allocation unit 11, cohe; the rental oscillation. The low-pass filter 12 extracts the demodulated signal and suppresses the pair; this is the demodulation product. The signal from the output of the low-pass filter 12 is fed to the adaptive intersymbol distortion corrector 13 and the clock pulse extraction unit 1A. The output signal of the adaptive intersymbol distortion corrector 13 is applied to the decision block 15. The clock series necessary for the operation of the intersymbol distortion adaptive corrector 13, and the decision block 15 is output from the clock pulses T. The decision unit 15 reconstructs the information signal, and also controls the adaptive corrector 13 intersymbol distortion and the quality evaluation unit 16. The frequencies necessary for the operation of the coherent oscillator allocation unit 11 and the clock extraction unit N are supplied to them from the driver outputs 17 of the reference frequencies. Block 5 determines the amount of delay and is controlled according to the indicators of quality evaluation block 16, manually or automatically. For most communication channels, wired, radio relay and satellite communication lines are characterized by the phenomenon of phase jitter. In this case, the phases of the signals transmitted through these channels change according to the law of this jitter. In data transmission systems using pilot signals for receiver receivers, the separation of pi and lot signals from the main signal is carried out narrowband (jwnbrra. The law of the phase jitter of the pilot signal at the output of such a filter with correctly chosen characteristics of the filter, frequency band, uniformity of frequency response and frequency response , repeats the pilot jitter law at the input, it undergoes a delay in time, which is determined by the group latency of this filter. At the same time, the main data signal with suppression For example, using a notch filter, the pilot signal undergoes a slight delay in the receiver. Further use of the pilot signal to eliminate the frequency shift introduced into the signal by the communication channel, as it is done in a known device, results from unequal delay to an increase in the phase jitter of the main signal. In the limit, the amplitude of the jitter of the phase of the main signal can increase {| c {|: 1 in two. At high specific transmission speeds, the receiving noise immunity decreases sharply and the transmission of information really stops. In the proposed device, this negative effect is eliminated by compensating for the phase jitter of the data signal by the phase jitter of the pilot signal and, for this purpose, the data signal, in which the pilot sial is suppressed with the help of a cutter filter 2, is delayed by a time equal to the pilot delay. signal in the path of its selection. The pilot signal, in turn, is transformed in order to change the sign of the argument of its time function. Delay the data signal is carried out by a controllable delay element k. The change in the sign of the argument of the time function of the pilot signal is accomplished by converting the frequency U.p of this signal. The conversion frequency produced by the reference frequency driver 17 is selected from the condition j). As a result of the conversion, the difference product tOpp - U) j is separated by the bandpass filter 6 of the pilot signal. If in the communication channel there is a frequency shift of ± & w, phase jitter MCt) and a phase f phase jump, then the argument of the time function of the transformed pilot signal at the output of the bandpass filter 6 pilot signal all these components are,,. Skinny arguments have the opposite % () (- Тз): () - ф (С-Сз) Д1) where Т ,. the delay time of the bandpass filter 6 pilot signal; often transformed n ppp- "hth pilot signal; φ (T-fj) is a phase jump at the output of the band-pass filter 6 of the pilot signal, which is delayed by time T and has a transient with a setting time T. The argument of the temporal function of the modulated data signal at the output of the notch filter 2 of the pilot signal is: U (t) + DU) (t) (t) + F. If the delay signal Tz is entered into the data signal using an adjustable delay line, then the expression (2) is converted : W. (1-Т) ± ДШ (-Тз) + Ч (-Тз) 1-ФТз, (3) where F is the phase jump delayed by time T. 13 In the proposed device both signals (1) and { H) are fed to the converter 7, from the output of which a total conversion product 9 is separated by a band-pass filter 9. The signal argument at the output of the bandpass filter 9 has the form: c (t -T3) where Lc, + and;,. F / 1- - ct, phase jump with a time to establish C. Obviously, when the time t expires, the second term in the expression (C) is zero. Thus, it follows from (4) that the jitter of the data signal is compensated, and the time interval influenced by the phase jump caused by the communication channel is reduced by the value of the T phase. Considering that the parasitic phase jumps introduced into the signals transmitted through the communication channels lead to large error packets, reducing the time intervals of the effect of the phase jump is also a positive effect. communication channel. These are typically the edge portions of the range. The group delay time (DTP) of the edge portions of the range typically exceeds the DST of the central part of the communication channel range. To equalize this irregularity, a communication channel correction is applied in the data transmission equipment. However, the adjustment of the group delay of the channel is normally-. but rude enough. For deep compensation of phase jitter, it is necessary to take into account the difference in the group delay of the main spectrum of the data signal and the group stage in the frequency range of the pilot signal. For this purpose, a controlled delay element 4 is introduced. The adjustment of the delay time is performed by block 3. By the manual or automatic adjustment dL criterion, the quality assessment is maximized by the quality assessment unit 16. Taking into account also that the magnitude of the residual decay of the edge portions of the range of a communication channel can fluctuate within considerable limits, a pilot signal level limiter is introduced in the proposed device. By this
,710072138, 710072138
обеспечиваетсл нечувствительность Таким образом, введение новых тракта выделени пилот-сигнала к элементов позвол ет значительно inoуровню этого сигнала на входе прием- высить помехоустойчивость предложен , ника.ного устройства.provides insensitivity. Thus, the introduction of a new path for the selection of the pilot signal to the elements makes it possible to significantly in the level of this signal at the input to improve the noise immunity of the device.
22