SE504787C2 - Method of OFDM reception for correction of frequency, time window, sampling clock and slow phase variations - Google Patents
Method of OFDM reception for correction of frequency, time window, sampling clock and slow phase variationsInfo
- Publication number
- SE504787C2 SE504787C2 SE9404356A SE9404356A SE504787C2 SE 504787 C2 SE504787 C2 SE 504787C2 SE 9404356 A SE9404356 A SE 9404356A SE 9404356 A SE9404356 A SE 9404356A SE 504787 C2 SE504787 C2 SE 504787C2
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- frequency
- phase error
- carriers
- amplitude
- received
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2662—Symbol synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2675—Pilot or known symbols
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2602—Signal structure
- H04L27/261—Details of reference signals
- H04L27/2613—Structure of the reference signals
Abstract
Description
504 787 2 Den amerikanska skriften US 5 228 025 beskriver en metod för att överföra digitala data via radio, företrädesvis till mobila mottagare. Metoden översänder en synkroriiseringssekvens i form av åtminstone en frekvens som varierar på ett för mottagaren känt sätt. Vid mottagaren utnyttjas synkroniseringssekvensen för att stämma av lokaloscillatorn. U.S. Pat. No. 5,228,025 discloses a method for transmitting digital data via radio, preferably to mobile receivers. The method transmits a synchronization sequence in the form of at least one frequency which varies in a manner known to the receiver. At the receiver, the synchronization sequence is used to tune the local oscillator.
I den första prototypen för sändning och mottagning av DAB (Digital Audio Broadcasting) användes två synksymboler. Den första kallas nollsymbol och innehåller ingenting vilken används av mottagaren dels för symbolsynkronisering, dels för estimering av interferens i kanalen. Den andra symbolen består av en så kallad chirp eller sine sweep signal som är en sinussignal vars frekvens ändras linjärt med tiden och som sveper över hela kanalbandbredden Denna används av mottagaren dels för reglering av tidsfönstrets placering, dvs uppdelning av den mottagna signalen i segment som var för sig processas med hjälp av FFT, dels för estimering av kanalens överföringsfunktion samt estimering av eventuella avvikelser i bärfrekvensen. I den slutliga DAB-specifikationen har chirp-symbolen ersatts av en så kallad TFPC- signal (Time Frequency Phase Control), även kallad CAZAC-symbol, som används av mottagaren både för timing, frekvensjustering och för estimering av överföringsfunktionen. 10 15 20 25 30 35 3 504 787 REDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN/TEKNISKT PROBLEM Överföring av information med hjälp av OFDM-teknik ställer helt andra krav på noggrannhet än i konventionella system. Den normala synkronisering som sker mellan sändare och mottagare i konventionella rundradiosystem är vid överföring av programinformation i digital form med COFDM inte tillräcklig. Det krävs således noggrann estimering av frekvens, tidsfönster, samplingsklocka och kompensering av fasbrus.In the first prototype for broadcasting and receiving DAB (Digital Audio Broadcasting), two sync symbols were used. The first is called a zero symbol and contains nothing which is used by the receiver partly for symbol synchronization and partly for estimating interference in the channel. The second symbol consists of a so-called chirp or sine sweep signal which is a sine signal whose frequency changes linearly with time and which sweeps over the entire channel bandwidth. This is used by the receiver partly to regulate the location of the time window, ie division of the received signal into segments that were is processed separately with the help of FFT, partly for estimating the channel's transmission function and estimating any deviations in the carrier frequency. In the final DAB specification, the chirp symbol has been replaced by a so-called TFPC signal (Time Frequency Phase Control), also called CAZAC symbol, which is used by the receiver both for timing, frequency adjustment and for estimating the transmission function. 10 15 20 25 30 35 3 504 787 DESCRIPTION OF THE INVENTION / TECHNICAL PROBLEM Transmission of information using OFDM technology places completely different demands on accuracy than in conventional systems. The normal synchronization that takes place between transmitters and receivers in conventional broadcasting systems is not sufficient when transmitting program information in digital form with COFDM. Thus, accurate estimation of frequency, time window, sampling clock and phase noise compensation is required.
LÖSNINGEN Föreliggande uppfinning avser metod för korrigering av frekvens, tidsfönster, samplingsklocka och tidsvariabelt fasfel vid OFDM-mottagning. En från en sändare utsänd digital signal mottas av OFDM-mottagaren. Signalen som är indelad i konsekutiva ramar, som var och en i sin tur är uppdelad i symboler, innehåller med bestämda intervall referenssymboler med ett förutbestämt innehåll. Varje ram är indelad i ett antal symboler, som tidsmässigt följer på varandra. Respektive symbol tilldelas ett ordningsnummer och nämnda referenssymboler utsänds företrädesvis parvis. Mottagaren analyserar de mottagna referenssymbolerna. Signalerna i referenssymbolema utgörs av så kallade chirpsignaler, dvs så kallade sine sweep signaler som är sinessignaler vars frekvens ändras linjärt med tiden och som sveper över hela kanalbandbredden.THE SOLUTION The present invention relates to a method for correcting frequency, time window, sampling clock and time variable phase error in OFDM reception. A digital signal transmitted from a transmitter is received by the OFDM receiver. The signal, which is divided into consecutive frames, each of which is in turn divided into symbols, contains reference symbols at fixed intervals with a predetermined content. Each frame is divided into a number of symbols, which in time follow each other. Each symbol is assigned a sequence number and said reference symbols are preferably transmitted in pairs. The receiver analyzes the received reference symbols. The signals in the reference symbols consist of so-called chirp signals, ie so-called sine sweep signals which are sine signals whose frequency changes linearly with time and which sweeps over the entire channel bandwidth.
Den ena chirpsignalen går från den högsta frekvensen till den lägsta i tiden och den andra chirpsignalen från den lägsta frekvensen till den högsta frekvensen.One chirp signal goes from the highest frequency to the lowest in time and the other chirp signal from the lowest frequency to the highest frequency.
Förhållandet mellan de parvisa referenssymbolernas innehåll med avseende på tid och frekvens utnyttjas för justering av mottagarens frekvens. Vidare beräknas impulssvaret utifrån de mottagna referensramarnas signaler varvid korrigering av tidsfönster och samplingsklocka är genornförbart. Impulssvalets tyngdpunkt fastställs varvid tidsfönstrets verkliga läge är fastställbart. Med ledning av det erhållna resultatet justeras tidsfönstrets läge i förhållande till önskat läge genom att samplingsklockan justeras i förhållande till skillnaden mellan nämnda tyngdpunkt och önskat läge. Varje symbol bestar av ett antal superponerade bärvågor med sinsemellan olika frekvenser. För var och en av bärvågorna anordnas vidare att dess fas och amplitud, som även kan beskrivas med dess real och imaginärdel, moduleras av den datainformation som skall överföras.The relationship between the contents of the paired reference symbols with respect to time and frequency is used to adjust the frequency of the receiver. Furthermore, the impulse response is calculated on the basis of the signals of the received reference frames, whereby correction of time window and sampling clock is regenerable. The center of gravity of the impulse selection is determined, whereby the actual position of the time window can be determined. Based on the result obtained, the position of the time window is adjusted in relation to the desired position by adjusting the sampling clock in relation to the difference between said center of gravity and the desired position. Each symbol consists of a number of superimposed carriers with different frequencies. For each of the carriers it is further arranged that its phase and amplitude, which can also be described with its real and imaginary part, are modulated by the data information to be transmitted.
Nämnda real och irnaginärdel är tilldelad ett bestämt läge i ett matrissystem. I rnatrissystemet medges real och imaginärdel inta olika lägen som accepteras. 10 15 20 25 30 35 504 787 1/ Förhållandet mellan den punkt som anges av mottagen real och imaginärdel och det ideala läget i matrisen anger en vinkelskillnad till det ideala läget som utnyttjas för korrigering av fasfelet vid mottagning.Said real and engineering part is assigned a specific position in a matrix system. In the matrix system, real and imaginary parts are allowed to have different positions that are accepted. 10 15 20 25 30 35 504 787 1 / The ratio between the point indicated by the received real and imaginary part and the ideal position in the matrix indicates an angular difference to the ideal position used to correct the phase error on reception.
FÖRDELAR Den angivna metoden ger en möjlighet att finjustera mottagaren på ett sätt som tidigare inte varit möjligt och som ger en ökad robusthet vid OFDM-mottagning.BENEFITS The specified method provides an opportunity to fine-tune the receiver in a way that has not previously been possible and which provides increased robustness in OFDM reception.
Metoden medger vidare att de nödvändiga justeringarna i mottagaren är genomförbara på ett enkelt sätt. Metoden medger således att programöverföringen kan ske med den höga precision som förutsätts i dessa sammanhang.The method further allows the necessary adjustments in the receiver to be made in a simple manner. The method thus allows the program transmission to take place with the high precision required in these contexts.
FIGURBESKRIVNING Figur l visar schematiskt hur mottagaren först lokaliserar chirpsignalerna med hjälp av en uppsättning binära korrelatorer och därefter finjusterar tidsfönster, bärfrekvens och fas enligt uppfinningen.DESCRIPTION OF THE FIGURES Figure 1 schematically shows how the receiver first locates the chirp signals by means of a set of binary correlators and then fine-tunes the time window, carrier frequency and phase according to the invention.
Figur 2 visar hur OFDM-signalen skapas med hjälp av IFFT (Inverse Fast Fourier Transform). Varje ingång på IFFTzn motsvarar en bärvåg.Figure 2 shows how the OFDM signal is created using IFFT (Inverse Fast Fourier Transform). Each input on the IFFTzn corresponds to a carrier.
Figur 3 visar matrisen för fasfelsestimering med punkter enligt lóQAM-systemet och åskådliggör vinkelförhållandet mellan den mottagna vektorns verkliga läge och det ideala läget.Figure 3 shows the matrix for phase error estimation with points according to the lóQAM system and illustrates the angular relationship between the actual position of the received vector and the ideal position.
DETALIERAD UTFÖRINGSFORM En signalsekvens utsänds från en sändare och mottas av en mottagare.DETAILED EMBODIMENT A signal sequence is transmitted from a transmitter and received by a receiver.
Signalsekvensen innefattar ett antal symboler som sammanställs till en ram. I början av varje ram är en eller flera synkroniseringssymboler anordnade. Åtminstone två av nämnda synkroniseringsramar innehåller så kallade chirpsignaler. En chilpsignal är en sinussignal vars frekvens ändras linjärt i tiden.The signal sequence comprises a number of symbols which are assembled into a frame. At the beginning of each frame, one or more synchronization symbols are provided. At least two of said synchronization frames contain so-called chirp signals. A chill signal is a sine signal whose frequency changes linearly over time.
För att detektera chirpsignalens position används en uppsättning korrelatorer.A set of correlators is used to detect the position of the chirp signal.
Autokorrelationen för en chirp-signal har ett mycket skarpt maximum. I mottagaren mottas chirpsignalens teckenbit och jämförs med en lagrad signal. 10 15 20 25 30 35 S' 504 787 Signalen jämförs genom att processeras genom ett antal XNOR-grindar. Antalet lika bitar, dvs hammingvikten av den resulterande vektorn erhålles som en utsignal från korrelatorn. De synkroniseringssignaler som härvid erhålles i 1 i figur 1 återförs till en ramstrukturgenerator, 2 i figur 1, som styr uppdelning av den inkommande signalen i ramar och symboler samt numrerar de enskilda samplen inom varje symbol. Ramstrukturgeneratorn styr på detta sätt uppdelningen av signalen i lämpliga tidsfönster till FFTzn (Fast Fourier Transform). Symbolerna som kommer ut från FFT:n vidarebefordras därefter bland annat till en signalprocessor, 3 i figur 1, där korrektionsvärden för bärfrekvens och samplingsklockans frekvens beräknas. Den ifrån sändaren utsända signalen har skapats med hjälp av en IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) enligt figur 2. För en upp-chírpsignal har var och en av bärvågorna givits en amplitud och fas enligt formeln ejnkz /N där k motsvarar bärvågens nummer och N antalet bärvågor. En nedchirpsignal skapas på liknande sätt men med negativ fas så att formeln blir e-jnkz /N Den mottagna signalen genomgår en Fast Fourier Transform (FFT) i mottagaren. Korrektionsberäkningarna som utförs i enhet 3 i figur 1 innebär att en multiplicering med den för bärvågen tilldelade inversa vinkeln genomförs genom att mottagen upp-chirp multipliceras med en ideal ned-chírp och att mottagen ned-chirp multipliceras med en ideal upp-chirp.The autocorrelation for a chirp signal has a very sharp maximum. In the receiver, the character bit of the chirp signal is received and compared with a stored signal. 10 15 20 25 30 35 S '504 787 The signal is compared by being processed through a number of XNOR gates. The number of equal bits, i.e. the hamming weight of the resulting vector, is obtained as an output signal from the correlator. The synchronization signals thus obtained in 1 in Fig. 1 are returned to a frame structure generator, 2 in Fig. 1, which controls the division of the incoming signal into frames and symbols and numbers the individual samples within each symbol. The frame structure generator in this way controls the division of the signal into suitable time windows to FFTzn (Fast Fourier Transform). The symbols coming out of the FFT are then forwarded, among other things, to a signal processor, 3 in Figure 1, where correction values for the carrier frequency and the frequency of the sampling clock are calculated. The signal transmitted from the transmitter has been created by means of an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) according to Figure 2. For an up-signal, each of the carriers has been given an amplitude and phase according to the formula ejnkz / N where k corresponds to the number of the carrier and the number of carriers. A down chirp signal is created in a similar manner but with a negative phase so that the formula becomes e-jnkz / N The received signal undergoes a Fast Fourier Transform (FFT) in the receiver. The correction calculations performed in unit 3 in Figure 1 mean that a multiplication by the inverse angle assigned to the carrier is performed by multiplying the received up-chirp by an ideal down-chirp and multiplying the received down-chirp by an ideal up-chirp.
De sålunda erhållna signalerna, som vi kallar de-roterade chirpar, utgör var för sig ett estimat av kanalens överföringsfunktion. För en ideal kanal blir dessa estimat lika med 1 för samtliga bärvågor. Om en förskjutning av bärfrekvensen har uppstått någonstans i kanalen kommer de deroterade chirparna att ha en kvarstående fasvridning som är linjärt beroende av bärvågens ordningsnummer. Ändringen får olika tecken i upp- och ned-chirpen. De deroterade chirparnas faslägen påverkas även av frekvensselektiv fädning samt av felaktig inställning av tidsfönstret men denna påverkan har samma tecken i de båda chirparna. Därför kan bärfrekvensfelet extraheras genom subtraktion av den ena deroterade chirpens faslägen från den andra. Då dubbleras påverkan från bärfrekvensfelet medan annan påverkan elimineras. Det numeriska värdet på bärfrekvensfelet kan, på i och för sig känt sätt, estimeras ur faslägenas linjära beroende av bärvågsnumret. Det erhållna värdet utnyttjas härefter för att på i och för sig känt sätt korrigera frekvensen.The signals thus obtained, which we call de-rotated chirps, each constitute an estimate of the transmission function of the channel. For an ideal channel, these estimates will be equal to 1 for all carriers. If a shift of the carrier frequency has occurred somewhere in the channel, the derotated chirps will have a residual phase shift which is linearly dependent on the sequence number of the carrier. The change gets different signs in the up and down chirp. The phase positions of the derotated chirps are also affected by frequency-selective fading and by incorrect setting of the time window, but this effect has the same sign in the two chirps. Therefore, the carrier frequency error can be extracted by subtracting the phase positions of one derotated chirp from the other. Then the influence from the carrier frequency error is doubled while other influences are eliminated. The numerical value of the carrier frequency error can, in a manner known per se, be estimated from the linear dependence of the phase positions on the carrier number. The value obtained is then used to correct the frequency in a manner known per se.
Kanalens impulssvar erhålles genom en IFFT-transform på de deroterade chirparna. För att minska brusets inverkan på tyngdpunktsberäkningen multipliceras impulssvaret med en vägningsfunktion innan tyngdpunktens position beräknas. Skillnaden mellan denna position och en fölutbestämd önskad 10 15 20 25 30 35 504 787 6 position utgör en korrektionssignal som efter filtrering får styra A/ D omvandlarens klockfrekvens varvid korrektíonsvärdet i successivt kommer att regleras mot noll. Sålunda kommer tidsfönstret att hamna i önskad position.The impulse response of the channel is obtained by an IFFT transform on the derotated chirps. To reduce the effect of noise on the center of gravity calculation, the impulse response is multiplied by a weighting function before the position of the center of gravity is calculated. The difference between this position and a predetermined desired position constitutes a correction signal which, after filtering, is allowed to control the clock frequency of the A / D converter, the correction value being successively regulated towards zero. Thus, the time window will end up in the desired position.
Kanalens impulssvar kan estimeras både ur mottagen upp-chirp och ned-chirp.The channel impulse response can be estimated from both received up-chirp and down-chirp.
Det är fördelaktigt att använda summan av dessa båda estimat vid tyngdpunktsberäkníngen eftersom ett fel i bärfrekvens kommer att påverka tyngdpunktens position med olika tecken beroende på om den beräknas på en upp-chirp eller en ned-chirp. Tyngdpunktspositionen hos summan av de båda impulssvaren kommer därför att vara okänslig för fel i bärfrekvens eftersom felet upphäver sig självt.It is advantageous to use the sum of these two estimates in the center of gravity calculation because an error in carrier frequency will affect the position of the center of gravity by different signs depending on whether it is calculated on an up-chirp or a down-chirp. The center of gravity position of the sum of the two impulse responses will therefore be insensitive to errors in carrier frequency since the error cancels itself.
De mottagna bärvågorna är inordnas i ett matrissystem med avseende på deras imaginär- respektive realdel. dessa punkter i det komplexa talplanet är tilldelade ett område inom vilket de medges befinna sig i. En punkt i det komplexa talplanet som uppträder inom nämnda område anses symbolisera en viss utsänd datasekvens. Punktens förhållande till det ideala läget anger ett vinkelförhållande mellan det ideala läget och det verkliga läget. Den nämnda vinkelskillnaden anger fasfelet i mottagningen. Medelvärdet av vinkelskillnaderna beräknade från alla de olika bärvågorna í samma symbol utgör ett estimat av fasfelet. Det sålunda erhållna fasfelet kan därefter kombineras med tidigare erhållna fasfel och utnyttjas för faskorrigering av samtliga bärvågor i föreliggande symbol samt för estimering av det förväntade fasfelet vid mottagningen av nästa symbol. Det kan också användas för estimering av små frekvensavvikelser eftersom dessa ger upphov till fasfel med konstant ändring från symbol till symbol.The received carriers are arranged in a matrix system with respect to their imaginary and real part, respectively. these points in the complex speech plane are assigned to an area within which they are allowed to be in. A point in the complex speech plane that appears within said area is considered to symbolize a certain transmitted data sequence. The point's relationship to the ideal position indicates an angular relationship between the ideal position and the actual position. The mentioned angular difference indicates the phase error in the reception. The average value of the angular differences calculated from all the different carriers in the same symbol constitutes an estimate of the phase error. The phase error thus obtained can then be combined with previously obtained phase errors and used for phase correction of all carriers in the present symbol and for estimating the expected phase error when receiving the next symbol. It can also be used for estimating small frequency deviations as these give rise to phase errors with constant change from symbol to symbol.
Nämnda metod för estimering av fasfelet kan vidareutvecklas på olika sätt. Två olika förbättringar av metoden har identifierats. Endera, eller bada förbättringarna, kan appliceras.The mentioned method for estimating the phase error can be further developed in different ways. Two different improvements to the method have been identified. Either, or both the improvements, can be applied.
Den första förbättringen har sin grund i att amplituden hos den mottagna signalen vid ett och samma tillfälle kan vara olika stark för olika bärvågor, frekvenser.The first improvement is due to the fact that the amplitude of the received signal at one and the same time can be differently strong for different carriers, frequencies.
Detta kommer sig av interferens från reflektioner av signalen, s.k. flervägsutbredning, eller interferens från andra sändare som utsänder samma signal i ett s.k. singelfrekvensnät. De bärvågor som utsätts för destruktiv interferens försvagas och får ett sämre signal/brus-förhållande an de andra. Den frekvensberoende överföringsfunktionen för kanalen kan beräknas i mottagaren genom analys av de mottagna chirparna. Vid beräkning av vinkelskillnadernas 10 1 504 787 medelvärde kan värdena från de olika bärvågorna viktas med den beräknade överföringsfunktionen varvid vinkelskillnader från bärvågor med hög dämpning i kanalen ges en lägre vikt än de med låg dämpning. Det kraftiga bruset från de dämpade bärvågorna kan härigenom fås att inverka rniriimalt på estímatet av fasfelet.This is due to interference from reflections of the signal, so-called fl path propagation, or interference from other transmitters that transmit the same signal in a so-called single frequency network. The carriers that are subjected to destructive interference are weakened and have a worse signal-to-noise ratio than the others. The frequency-dependent transmission function of the channel can be calculated in the receiver by analysis of the received chirps. When calculating the average value of the angular differences, the values from the different carriers can be weighted with the calculated transmission function, whereby angular differences from carriers with high attenuation in the channel are given a lower weight than those with low attenuation. The strong noise from the attenuated carriers can thereby be caused to have a minimal effect on the estimate of the phase error.
Den andra förbättringen har sin grund i att en och samma bruseffekt i den mottagna signalen ger olika osäkerhet i estimatet av fasfelet försignaler långt ifrån eller nära origo. För att överbrygga detta förhållande víktas nämnda vinkelförhållanden i förhållande till avståndet till origo.The second improvement is due to the fact that one and the same noise effect in the received signal gives different uncertainty in the estimate of the phase error pre-signals far from or near the origin. To bridge this relationship, said angular ratios are weighted in relation to the distance to the origin.
Uppfinningen är inte begränsad till den i ovan så som exempel visade utföringsformen utan kan underkastas modifikationer inom ramen för efterföljande patentkrav och uppfinningstanke.The invention is not limited to the embodiment shown above as an example, but can be subjected to modifications within the scope of the appended claims and inventive concept.
Claims (9)
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9404356A SE504787C2 (en) | 1994-12-14 | 1994-12-14 | Method of OFDM reception for correction of frequency, time window, sampling clock and slow phase variations |
| AU42751/96A AU4275196A (en) | 1994-12-14 | 1995-11-27 | Method at ofdm-reception for correction of frequency, time window, sampling clock and slow phase variations |
| KR1019970703823A KR980700750A (en) | 1994-12-14 | 1995-11-27 | OFDM-RECEPTION FOR CORRECTION OF FREQUENCY, TIME WINDOW, SAMPLING CLOCK AND SLOW PHASE VARIATIONS |
| PCT/SE1995/001413 WO1996019056A1 (en) | 1994-12-14 | 1995-11-27 | Method at ofdm-reception for correction of frequency, time window, sampling clock and slow phase variations |
| CN95196802A CN1170486A (en) | 1994-12-14 | 1995-11-27 | Method at OFDM-reception for correction of frequency, time window, sampling clock, and slow phase variation |
| JP8518667A JPH10510958A (en) | 1994-12-14 | 1995-11-27 | Method for correcting frequency, time window, sampling clock and gradual phase fluctuation in OFDM reception |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9404356A SE504787C2 (en) | 1994-12-14 | 1994-12-14 | Method of OFDM reception for correction of frequency, time window, sampling clock and slow phase variations |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE9404356D0 SE9404356D0 (en) | 1994-12-14 |
| SE9404356L SE9404356L (en) | 1996-06-15 |
| SE504787C2 true SE504787C2 (en) | 1997-04-28 |
Family
ID=20396337
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE9404356A SE504787C2 (en) | 1994-12-14 | 1994-12-14 | Method of OFDM reception for correction of frequency, time window, sampling clock and slow phase variations |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10510958A (en) |
| KR (1) | KR980700750A (en) |
| CN (1) | CN1170486A (en) |
| AU (1) | AU4275196A (en) |
| SE (1) | SE504787C2 (en) |
| WO (1) | WO1996019056A1 (en) |
Families Citing this family (44)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100457987B1 (en) * | 1995-08-16 | 2005-01-26 | 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | Transmission system and receiver with improved symbol processing |
| US5885470A (en) * | 1997-04-14 | 1999-03-23 | Caliper Technologies Corporation | Controlled fluid transport in microfabricated polymeric substrates |
| GB9614712D0 (en) * | 1996-07-12 | 1996-09-04 | Roke Manor Research | Improvements in or relating to radio receivers |
| FI102231B1 (en) * | 1996-09-16 | 1998-10-30 | Nokia Technology Gmbh | Method for adjusting symbol synchronization and sampling rate in a device receiving OFDM modulated transmissions and a device implementing the method |
| JP3479418B2 (en) * | 1996-10-18 | 2003-12-15 | アルパイン株式会社 | Receiver for digital audio broadcasting |
| EP0859494A3 (en) * | 1997-02-17 | 2000-08-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Synchronisation of the local oscillator in multicarrier systems |
| EP1933516A3 (en) * | 1997-05-02 | 2009-03-04 | LSI Logic Corporation | Demodulating video broadcast signals |
| FR2765058B1 (en) * | 1997-06-24 | 2000-09-01 | Thomson Csf | METHOD AND DEVICE FOR FREQUENTIAL CORRECTION IN VARIABLE CARRIER FREQUENCY MODULATION AND SEVERAL SUB-CARRIERS |
| US6104767A (en) * | 1997-11-17 | 2000-08-15 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Method and apparatus for estimating a frequency offset |
| DE69819673T2 (en) * | 1998-01-19 | 2004-09-30 | Victor Company of Japan, Ltd., Yokohama | Arrangement for symbol synchronization in an OFDM transmission system using the properties of a communication channel |
| JP2933080B1 (en) | 1998-04-24 | 1999-08-09 | 日本電気株式会社 | Reception synchronizer using chirp signal |
| US6370397B1 (en) * | 1998-05-01 | 2002-04-09 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Search window delay tracking in code division multiple access communication systems |
| US6731622B1 (en) | 1998-05-01 | 2004-05-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Multipath propagation delay determining means using periodically inserted pilot symbols |
| US6396866B1 (en) * | 1998-05-01 | 2002-05-28 | Trw Inc. | Symmetric chirp communications acquisition method and apparatus |
| US6304619B1 (en) | 1998-07-01 | 2001-10-16 | Zenith Electronics Corporation | Receiver synchronizer |
| US6418158B1 (en) | 1998-11-24 | 2002-07-09 | Hughes Electronics Corporation | Synchronization in mobile satellite systems using dual-chirp waveform |
| AU1632700A (en) * | 1998-11-24 | 2000-06-13 | Hughes Electronics Corporation | Acquisition mechanism for a mobile satellite system |
| US7245930B1 (en) | 1998-11-24 | 2007-07-17 | Hughes Network Systems, Llc | Acquisition mechanism for a mobile satellite system |
| JP3335933B2 (en) * | 1998-11-30 | 2002-10-21 | 株式会社東芝 | OFDM demodulator |
| EP1011234A1 (en) * | 1998-12-18 | 2000-06-21 | Sony International (Europe) GmbH | Synchronisation of a RF receiver using chirp signals with a passive correlator |
| JP2000253428A (en) * | 1999-03-03 | 2000-09-14 | Hitachi Ltd | Receiver and reception method |
| DE60028276T2 (en) * | 1999-03-26 | 2007-05-03 | Nec Corp. | Reduction of delay in multi-carrier receivers |
| DE60016074T2 (en) | 1999-03-30 | 2005-11-24 | Nec Corp. | OFDM demodulator |
| EP1063824B1 (en) | 1999-06-22 | 2006-08-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Symbol synchronisation in multicarrier receivers |
| US6628697B1 (en) * | 1999-10-21 | 2003-09-30 | Cisco Technology, Inc. | Subscriber unit ranging in a point to multipoint system |
| JP3773388B2 (en) * | 2000-03-15 | 2006-05-10 | 三菱電機株式会社 | Clock signal regeneration circuit and clock signal regeneration method |
| US7177343B1 (en) * | 2000-05-17 | 2007-02-13 | Zenith Electronics Corporation | Compound chirp and synchronizer for using same |
| US6980803B2 (en) | 2000-12-04 | 2005-12-27 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Using statistically ascertained position for starting synchronization searcher during diversity handover |
| US6907245B2 (en) | 2000-12-04 | 2005-06-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Dynamic offset threshold for diversity handover in telecommunications system |
| US6954644B2 (en) | 2000-12-04 | 2005-10-11 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Using geographical coordinates to determine mobile station time position for synchronization during diversity handover |
| US6799193B2 (en) * | 2000-12-15 | 2004-09-28 | Maxim Integrated Products, Inc. | Fully digital symbol synchronization technique |
| US6778622B2 (en) * | 2000-12-18 | 2004-08-17 | Schlumberger Technology Corporation | Estimating timing error in samples of a discrete multitone modulated signal |
| US7142502B2 (en) * | 2001-08-30 | 2006-11-28 | Intel Corporation | Technique for continuous OFDM demodulation |
| DE112004001837D2 (en) * | 2003-10-18 | 2006-06-08 | Univ Dresden Tech | Method for synchronization in the transmission of OFDM signals |
| JP4445839B2 (en) * | 2004-11-18 | 2010-04-07 | パイオニア株式会社 | OFDM signal receiver and reception method |
| FR2894097B1 (en) * | 2005-11-25 | 2008-01-11 | Thales Sa | MODEM AND METHOD FOR TRANSMITTING DATA IN A MEDIUM PARTICULARLY SUCH AS AIR AND WATER |
| FR2924884B1 (en) * | 2007-12-11 | 2009-12-04 | Eads Secure Networks | REDUCTION OF INTERFERENCES IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY-DISTRIBUTED SIGNAL |
| TW201145918A (en) * | 2009-12-27 | 2011-12-16 | Maxlinear Inc | Methods and apparatus for synchronization in multiple-channel communication systems |
| EP2429101A1 (en) | 2010-09-08 | 2012-03-14 | University College Cork-National University of Ireland, Cork | Multi-carrier system and method for use in an optical network |
| CN102970034B (en) * | 2012-12-05 | 2014-11-05 | 天津光电通信技术有限公司 | High precision local oscillation output method used for short-wave receiver radio frequency module |
| CN105007136A (en) * | 2014-04-23 | 2015-10-28 | 中兴通讯股份有限公司 | Method and device for measuring wireless channel response of TD-LTE system |
| EP3002884B1 (en) * | 2014-09-30 | 2018-04-18 | Semtech Corporation | Wireless communication method |
| JP6580289B2 (en) * | 2017-05-12 | 2019-09-25 | 三菱電機株式会社 | Wireless communication device |
| DE102017220828A1 (en) | 2017-11-22 | 2019-05-23 | Robert Bosch Gmbh | Method and system for suppressing an interference signal in the detection of a chirp signal |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB9020170D0 (en) * | 1990-09-14 | 1990-10-24 | Indep Broadcasting Authority | Orthogonal frequency division multiplexing |
| DE4128713A1 (en) * | 1991-08-29 | 1993-03-04 | Daimler Benz Ag | METHOD AND ARRANGEMENT FOR MEASURING THE CARRIER FREQUENCY STORAGE IN A MULTI-CHANNEL TRANSMISSION SYSTEM |
| DE4310031C2 (en) * | 1993-03-27 | 1997-07-17 | Grundig Emv | Method for correcting the phase and amplitude of a broadband received signal using reference signals |
-
1994
- 1994-12-14 SE SE9404356A patent/SE504787C2/en not_active IP Right Cessation
-
1995
- 1995-11-27 AU AU42751/96A patent/AU4275196A/en not_active Abandoned
- 1995-11-27 WO PCT/SE1995/001413 patent/WO1996019056A1/en not_active Application Discontinuation
- 1995-11-27 CN CN95196802A patent/CN1170486A/en active Pending
- 1995-11-27 JP JP8518667A patent/JPH10510958A/en active Pending
- 1995-11-27 KR KR1019970703823A patent/KR980700750A/en not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10510958A (en) | 1998-10-20 |
| WO1996019056A1 (en) | 1996-06-20 |
| AU4275196A (en) | 1996-07-03 |
| CN1170486A (en) | 1998-01-14 |
| KR980700750A (en) | 1998-03-30 |
| SE9404356L (en) | 1996-06-15 |
| SE9404356D0 (en) | 1994-12-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| SE504787C2 (en) | Method of OFDM reception for correction of frequency, time window, sampling clock and slow phase variations | |
| US7388921B2 (en) | Method for processing an OFDM signal | |
| US10746845B2 (en) | Method and system of timing and localizing a radio signal | |
| US7027429B2 (en) | Method and apparatus for time and frequency synchronization of OFDM communication systems | |
| CN101444055B (en) | Delay-doppler channel response demodulation method and apparatus | |
| CN101414990B (en) | Method for capturing carrier frequency bias and time delay of single carrier frequency domain equalizing system | |
| CN100559210C (en) | Velocity estimation apparatus in the mobile communication environment | |
| US7158076B2 (en) | Method and apparatus for correcting velocity-induced range estimate phase errors in a two-tone monopulse CW radar | |
| CN1886957A (en) | Apparatus and method for frequency estimation of TD-SCDMA system downlink | |
| US9577858B2 (en) | RF chirp receiver synchronization | |
| CN113259291B (en) | Phase compensation method realized by dynamic Doppler tracking of underwater sound continuous signals | |
| CN107623650A (en) | For the measuring method of ofdm system frequency deviation under high velocity environment and purposes, measurement apparatus | |
| KR20080070729A (en) | Methods and apparatus for determining timing in a wireless communication system | |
| EP1936896A2 (en) | Delay profile extimation device and correlator | |
| CN101425848B (en) | Timing estimation method in single carrier frequency domain equalization system | |
| CN101621493A (en) | Decision method for estimating frequency deviation of OFDM | |
| JP2002186050A (en) | Method for estimating downlink channel and device for estimating downlink channel | |
| US20220187443A1 (en) | Doppler ranging system | |
| CN101133573A (en) | Mobile wireless communication apparatus, and channel estimation value calculating method | |
| WO2006067680A1 (en) | Method and apparatus for estimating doppler spread | |
| CN101667990A (en) | OFDM frequency offset joint estimation method | |
| KR102574425B1 (en) | Apparatus for receiving Orthogonal Frequency Division Multiplexing signal based on baseband and Method for estimating error of sample clock | |
| CN111245753A (en) | Frequency offset estimation method and device based on wifi system | |
| WO2004082172A1 (en) | Apparatus and method for estimating a velocity of a mobile station in a mobile communication system | |
| CN101006676A (en) | Time synchronization using spectral estimation in a communication system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NUG | Patent has lapsed |
Ref document number: 9404356-9 Format of ref document f/p: F |