SE504301C2

SE504301C2 - Device for draining electrical power from a high voltage direct current transmission line

Info

Publication number: SE504301C2
Application number: SE9304023A
Authority: SE
Inventors: Gunnar Asplund
Original assignee: Asea Brown Boveri
Priority date: 1993-12-03
Filing date: 1993-12-03
Publication date: 1996-12-23
Also published as: WO1995015605A1; SE9304023D0; AU1207095A; SE9304023L

Abstract

For tapping power from an HVDC line (L), a self-commuted current-source converter (SR1) is connected into the line and adapted to generate a high-frequency alternating voltage (UC). This voltage is stepped up in a first transformer (T1) and is transferred via potential-separating capacitors (C1, C2) to a second, step-down transformer (T2) at ground potential. The latter transformer is connected to a local network (LN) via a rectifier (SR2), an intermediate link (C3) and an inverter (SR3).

Description

fsn4 301 2 vid fulla linjespänningen och avtappar en del av linjeström- men. Vid smà avtappade effekter blir dock kostnaden per kw prohibitivt hög. Det har därför föreslagits att anordna avtappningar av serietyp, dvs den avtappande strömriktaren genomflyts av hela linjeströmmen, medan likspänningsfallet över strömriktaren endast är sá stort som den avtappade effekten kräver. fsn4 301 2 at full line voltage and drains some of the line current. With small drained effects, however, the cost per kw becomes prohibitively high. It has therefore been proposed to provide series-type drains, ie the draining converter is traversed by the entire line current, while the DC voltage drop across the converter is only as large as the drained power requires.

Ett problem med serieavtappningar är att pà ett praktiskt och ekonomiskt sätt föra ner den avtappade effekten frän linjepotential till jordpotential.A problem with series drains is to reduce the drained effect from line potential to ground potential in a practical and economical way.

I den svenska utläggningsskriften med publiceringsnummer 463 953 beskrivs en anordning för serieavtapping fràn en HVDC-linje. En nätkommuterad strömriktare är med sin lik- strömssida inkopplad i linjen och är med sin växelströmssida via en transformator ansluten till en som likriktare arbe- tande självkommuterad strömriktare pá jordpotential. Denna strömriktare matar via ett likspànningsmellanled en till ett lokalt kraftnät ansluten växelriktare. Eftersom den poten- tialseparerande transformatorn mäste utföras för en spänning lika med linjespänningen mellan sina bada lindningar blir den sä dyr att anordningens användning vid mindre effekter inte är ekonomiskt acceptabel.The Swedish explanatory memorandum with publication number 463 953 describes a device for series tapping from an HVDC line. A mains-commutated converter is connected to the line with its DC side and is connected via its alternator side via a transformer to a self-commutated converter on earth potential operating as a rectifier. This converter supplies an inverter connected to a local power grid via a DC voltage intermediate link. Since the potential-separating transformer must be designed for a voltage equal to the line voltage between its two windings, it becomes so expensive that the use of the device at smaller powers is not economically acceptable.

I Asplund, Hammarsten, Lagerup, Lescale:"Small Series Tap- ping in HVDC Systems", Proc III Symposium of Specialists in Electrical Operational and Expansion Planning (III SEPOPE), May 18-22, 1992, Belo Horizonte, Brazil, beskrivs en anord- ning för serieavtappning, där ett flertal seriekopplade nät- kommuterade trefasströmriktare är inkopplade i HVDC-linjen och anslutna till var sin lindning hos en pä potential anordnad trefastransformator. Transformatorn transformerar upp växelspänníngen frän strömriktarna, och den upptrans- formerade trefasspänningen överförs till ett pà jordpoten- tial beläget lokalnät via tre kondensatorkedjor som tar upp potentialskillnaden mellan HVDC-linjen och jord. Bàde kon- 3 504 301 densatorerna och transformatorn arbetar vid lokalnätets frekvens och fär därför stora dimensioner och högt pris.In Asplund, Hammarsten, Lagerup, Lescale: "Small Series Tapping in HVDC Systems", Proc III Symposium of Specialists in Electrical Operational and Expansion Planning (III SEPOPE), May 18-22, 1992, Belo Horizonte, Brazil, described device for series tapping, where a plurality of series-connected mains-commutated three-phase inverters are connected in the HVDC line and each connected to a winding of a three-phase transformer arranged at potential. The transformer transforms the AC voltage from the inverters, and the up-transformed three-phase voltage is transmitted to a ground potential located on the ground potential via three capacitor chains that address the potential difference between the HVDC line and ground. Both the capacitors and the transformer operate at the frequency of the local network and therefore have large dimensions and a high price.

REDOGÖRELSE FÖR UPFINNINGEN Uppfinningen avser att àstadomma en anordning av inlednings- vis angivet slag, med vars hjälp en avtappning kan göras pá ett enkelt och ekonomiskt fördelaktigt sätt även vid läga avtappade effekter.DISCLOSURE OF THE INVENTION The invention intends to provide a device of the type indicated at the outset, with the aid of which a tapping can be made in a simple and economically advantageous manner even at low tapped effects.

Vad som kännetecknar en anordning enligt uppfinningen fram- gär av bifogade patentkrav.What characterizes a device according to the invention is stated in the appended claims.

FIGURBESKRIVNING Uppfinningen skall i det följande närmare beskrivas i anslutning till bifogade figurer 1, 2, 3a, 3b och 4. Figur l visar ett principschema över en HVDC-överföring försedd med en anordning enligt uppfinningen. Figur 2 visar ett exempel pà utformningen av den i HVDC-linjen inkopplade strömrikta- ren. Figur 3a och figur 3b äskädliggör tva olika sätt att styra denna strömriktare, och figur 4 visar schematiskt hur en regleranordning för strömriktaren kan utformas.DESCRIPTION OF THE FIGURES The invention will be described in more detail in the following in connection with the appended figures 1, 2, 3a, 3b and 4. Figure 1 shows a schematic diagram of an HVDC transmission provided with a device according to the invention. Figure 2 shows an example of the design of the converter connected in the HVDC line. Figure 3a and figure 3b illustrate two different ways of controlling this converter, and figure 4 schematically shows how a control device for the converter can be designed.

BESKRIVNING AV UTFÖRINGSEXEMPEL Figur 1 visar en HVDC-överföring försedd med en anordning enligt uppfinningen. Överföringen är enpolig och har tvä strömriktarstationer SRI och SRII. Stationerna är pä sina växelströmssidor anslutna till de trefasiga kraftnäten NI och NII, mellan vilka effekt överförs med hjälp av överfö- ringen. Stationerna är förbundna med hjälp av en likströms- linje L, genom vilken en likström Id flyter. Likströmslin- jens spänning relativt jord kan vara av storleksordningen 500 kV och den maximala strömmen Id 2 kA. i 504 301 4 I det följande förutsätts som exempel att en avtappning öns- kas, vilken kan lämna en effekt pä maximalt cirka 650 kw till ett lokalnät LN.DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Figure 1 shows an HVDC transmission provided with a device according to the invention. The transmission is single-pole and has two converter stations SRI and SRII. The stations are connected on their AC sides to the three-phase power grids NI and NII, between which power is transmitted by means of the transmission. The stations are connected by means of a direct current line L, through which a direct current Id flows. The voltage of the direct current line relative to earth can be of the order of 500 kV and the maximum current Id 2 kA. i 504 301 4 In the following, it is assumed as an example that a drain is desired, which can leave a power of a maximum of approximately 650 kw to a local network LN.

Enligt uppfinningen är en första strömriktare SRI inkopplad med sina likströmsanslutningar LSla och LSlb i linjen L och anordnad att genomflytas av linjeströmmen Id. Strömriktaren är en strömstyv självkommuterad strömriktare. Ett exempel pä dess uppbyggnad och styrning beskrivs nedan i anslutning till figurerna 2-4. Strömriktaren är anordnad att arbeta med en frekvens som är väsentligt högre än vanlig kraftnätsfrek- vens (50 eller 60 Hz), företrädesvis inom omradet över 3 kHz. Ur ljudstörningssynpunkt kan det vara fördelaktigt att välja en frekvens ovanför det hörbara frekvensomrädet, dvs överstigande 15 - 20 kHz. Lämpligen väljs dock frekven- sen inte sá hög att den interfererar med en eventuell pä linjen anordnad bärfrekvensöverföring. En annan faktor som päverkar frekvensvalet är de med frekvensen ökande förlus- terna i strömriktaren. En frekvens inom omradet 20-30 kHz kan vara ett lämpligt val. I det här beskrivna exemplet har strömriktaren en arbetsfrekvens pä 24 kHz.According to the invention, a first converter SRI is connected with its direct current connections LS1a and LS1b in the line L and arranged to flow through the line current Id. The converter is a rigid self-commutated converter. An example of its structure and control is described below in connection with Figures 2-4. The converter is arranged to operate at a frequency that is significantly higher than the normal power network frequency (50 or 60 Hz), preferably in the range above 3 kHz. From the point of view of noise disturbance, it can be advantageous to select a frequency above the audible frequency range, ie exceeding 15 - 20 kHz. Conveniently, however, the frequency is not selected so high that it interferes with a possible carrier frequency transmission arranged on the line. Another factor that affects the frequency selection is the frequency-increasing losses in the inverter. A frequency in the range 20-30 kHz may be a suitable choice. In the example described here, the converter has a working frequency of 24 kHz.

Strömriktaren är parallellkopplad med en släckbar tyristor GTO. Denna är anordnad att tändas mycket snabbt vid över- ström i linjen, och den tjänstgör som överströmsskydd för strömriktaren. En elkopplare SW är anordnad för överbrygg- ning av strömriktaren dä den ej är i drift och eventuellt även för avlastning av tyristorn GTO vid en överström.The converter is connected in parallel with a switchable thyristor GTO. This is arranged to ignite very quickly in the event of an overcurrent in the line, and it serves as an overcurrent protection for the inverter. An electrical switch SW is provided for bridging the converter when it is not in operation and possibly also for relieving the thyristor GTO in the event of an overcurrent.

Strömriktaren SRl har vàxelströmsanslutningarna VSla och Vslb. Till dessa är en transformator Tl ansluten. Denna är (liksom strömriktaren SRl) anordnad pä samma potential som linjen. Transformatorn är anordnad att transformera upp spänningen frän strömriktaren SRl till ett sä högt värde att den avtappade effekten kan överföras till jordpotential via kondensatorer av mättlig storlek. Utspänningen frän ström- riktaren kan t ex ha ett effektivvärde pà cirka 350 V, och transformatorn ha en sädan omsättning att dess sekundärspän- 5 504 301 ning blir lO kV. Pä grund av den höga arbetsfrekvensen utfö- res transformatorn med ferritkärna,och det har visat sig att transformatorn av samma skäl kan ges mycket måttliga dimen- sioner.The converter SR1 has the AC connections VSla and Vslb. A transformer T1 is connected to these. This is (like the converter SR1) arranged at the same potential as the line. The transformer is arranged to transform up the voltage from the converter SR1 to such a high value that the drained power can be transferred to earth potential via capacitors of measurable size. The output voltage from the converter can, for example, have an effective value of approximately 350 V, and the transformer has such a turnover that its secondary voltage becomes 10 kV. Due to the high operating frequency, the transformer is made with a ferrite core, and it has been shown that the transformer can be given very moderate dimensions for the same reason.

De hittills beskrivna komponenterna ligger pä samma poten- tial som linjen L. För att ge den erforderliga potentialse- parationen mellan linjepotential och jordpotential är tvà kondensatorer Cl och C2 anordnade i var sin av de bäda ledarna frän transformatorns Tl sekundärlindning. Spänningen och arbetsfrekvensen kan väljas sä höga att vid mättliga avtappade effekter kondensatorer med smà kapacitanser kan användas. Det har visat sig att kondensatorspànningstrans- formatorer av standardtyp ofta kan användas, vilket, efter- som en befintlig standardkomponent kan användas, ger en enkel och ekonomiskt fördelaktig lösning. En sädan kondensa- tor har i typiska fall en kapacitans av storleksordningen 10 nF.The components described so far lie at the same potential as the line L. To give the required potential separation between line potential and ground potential, two capacitors C1 and C2 are arranged in each of the two conductors from the secondary winding of the transformer T1. The voltage and operating frequency can be selected so high that capacitors with small capacitances can be used for moderately drained effects. It has been found that standard type capacitor voltage transformers can often be used, which, since an existing standard component can be used, provides a simple and economically advantageous solution. Such a capacitor typically has a capacitance of the order of 10 nF.

En transformator T2 är anordnad för nedtransformering av spänningen och utförd pä i princip samma sätt som transfor- matorn Tl. Transformatorerna behöver dock givetvis inte ha samma omsättning, utan omsättningen hos transformatorn T2 kan väljas för att fä lämplig växelspänning till den efter- följande likriktaren SR2 och därmed lämplig likspänning för växelriktaren SR3.A transformer T2 is arranged for down-transforming the voltage and is designed in essentially the same way as the transformer T1. However, the transformers do not of course have to have the same conversion, but the conversion of the transformer T2 can be selected to obtain a suitable alternating voltage for the subsequent rectifier SR2 and thus a suitable direct voltage for the inverter SR3.

Transformatorerna är sä dimensionerade att deras läckreak- tanser tillsammans med kondensatorerna Cl och C2 bildar en serieresonanskrets med en resonansfrekvens lika med den valda arbetsfrekvensen. Pà detta sätt kan spänningsfallet vid överföringen mellan linjen och jord kraftigt reduceras.The transformers are dimensioned so that their leakage reactances together with the capacitors C1 and C2 form a series resonant circuit with a resonant frequency equal to the selected operating frequency. In this way, the voltage drop during the transmission between the line and ground can be greatly reduced.

Sekundärspänningen frän transformatorn T2 tillförs en lik- riktare SR2, vilken företrädesvis utgörs av en ostyrd enfa- sig diodlikriktare. Dess utgàngslikspänning matar ett lik- spänningsmellanled med en kondensator C3. 504 301 e, En tredje trefasig strömriktare SR3 är med sina likströmsut- tag LS3a och LS3b ansluten till mellanledet och med sina vàxelströmsuttag VS3 till lokalnätet LN. Denna strömriktare kan vara en styrbar växelriktare av nagon godtycklig känd typ. I det fall lokalnätet har egna växelspänningskällor kan växelriktaren vara en nätkommuterad strömriktare, men i annat fall väljes en självkommuterad växelriktare.The secondary voltage from the transformer T2 is supplied to a rectifier SR2, which preferably consists of an uncontrolled single-phase diode rectifier. Its output direct voltage supplies a direct voltage intermediate with a capacitor C3. 504 301 e, A third three-phase converter SR3 is connected with its DC sockets LS3a and LS3b to the intermediate link and with its AC sockets VS3 to the local network LN. This converter can be a controllable inverter of any known type. In the case where the local network has its own AC voltage sources, the inverter can be a mains-commutated inverter, but otherwise a self-commutated inverter is selected.

Figur 2 visar ett exempel pá hur den första strömriktaren SRl i figur 1 kan vara utformad. Den utgörs av en enfas- brygga med en styrbar (och släckbar) halvledarventil i varje gren. Ventilerna betecknas med TRl - TR4 och kan företrä- desvis utgöras av s k IGBT-transistorer (IGBT = Insulated Gate Bipolar Transistor). Sådana transistorer kan erhällas för sà pass höga strömmar och spänningar att mattliga avtap- pade effekter kan hanteras med en enda eller endast ett fàtal transistorer i varje bryggren, exempelvis ett fatal parallellkopplade transistorer. Ventilbryggan är med sina likströmsuttag LSla och LSlb inkopplad i linjen L, och bryg- gans váxelströmsuttag utgör strömriktarens växelströmsuttag VSla och VSlb. Mellan växelströmsuttagen är en kondensator C4 ansluten, över vilken strömriktarens växelspänning alst- IâS .Figure 2 shows an example of how the first converter SR1 in figure 1 can be designed. It consists of a single-phase bridge with a controllable (and extinguishable) semiconductor valve in each branch. The valves are designated TR1 - TR4 and can preferably consist of so-called IGBT transistors (IGBT = Insulated Gate Bipolar Transistor). Such transistors can be obtained for such high currents and voltages that dull drained effects can be handled with a single or only a few transistors in each bridge branch, for example a fatal parallel-connected transistors. The valve bridge is connected with its DC sockets LSla and LSlb in line L, and the bridge's AC sockets constitute the inverter's AC sockets VSla and VSlb. A capacitor C4 is connected between the AC sockets, over which the AC voltage of the converter is generated.

En spole X, en s k "line trap“, är anordnad i serie med bryggan och hindrar bryggan frän att störa en pä linjen L anordnad högfrekvent bàrfrekvensöverföring. En kondensator CS överbryggar bryggan och tillàter bärfrekvenssignalerna att passera förbi.A coil X, a so-called "line trap", is arranged in series with the bridge and prevents the bridge from interfering with a high-frequency carrier transmission arranged on line L. A capacitor CS bridges the bridge and allows the carrier frequency signals to pass.

Figur 3a àskàdliggör ett sätt att styra den i figur 2 visade bryggan. Figuren visar som funktioner av tiden t strömmarna Il - I4 i de fyra grenarna samt kondensatorströmmen IC och kondensatorspänningen UC. En period hos den alstrade spän- ningen omfattar tiden mellan tidpunkterna tl och t5. Nedan anges vilka ventiler som är ledande under de olika interval- len under perioden: v 504 301 Cl - t2 TRl + TR4 t2 - t3 TRl + TR3 t3 - C4 TR2 + TR3 C4 - t5 TR2 + TR4 Kondensatorströmmen bestär av pulser med pulslängden tp och med omväxlande motsatta polariteter. Strömpulserna uppladdar och urladdar kondensatorn C4, varigenom en växelspänning UC erhålles över kondensatorn, vilken spänning utgör strömrik- tarens utspänning. Amplituden hos strömmarna genom venti- lerna och kondensatorn blir lika med linjeströmmen Id.Figure 3a illustrates a way of controlling the bridge shown in Figure 2. The figure shows as functions of the time t the currents I1 - I4 in the four branches as well as the capacitor current IC and the capacitor voltage UC. A period of the generated voltage comprises the time between the times t1 and t5. Below is a list of which valves are conductive during the different intervals during the period: v 504 301 Cl - t2 TR1 + TR4 t2 - t3 TR1 + TR3 t3 - C4 TR2 + TR3 C4 - t5 TR2 + TR4 The capacitor current consists of pulses with pulse length tp and with alternating opposite polarities. The current pulses charge and discharge the capacitor C4, whereby an alternating voltage UC is obtained across the capacitor, which voltage constitutes the output voltage of the converter. The amplitude of the currents through the valves and the capacitor becomes equal to the line current Id.

Genom styrning av pulslängden tp kan kondensatorspänningens amplitud hällas vid ett önskat konstant värde oberoende av variationer i linjeströmmen och i den avtappade belast- ningen. Figur 4 visar schematiskt hur detta kan ästadkommas.By controlling the pulse length tp, the amplitude of the capacitor voltage can be poured at a desired constant value regardless of variations in the line current and in the drained load. Figure 4 shows schematically how this can be achieved.

Kondensatorspänningen UC avkännes och en mätstorhet U'C bil- das, vilken utgör ett mätt pä kondensatorspänningen, t ex dess toppvärde eller likriktade medelvärde. Denna mätstorhet jämförs i en differensbildare DB med ett referensvärde Ur och skillnaden dU tillförs ett styrdon SD, vilket genererar styrpulser spl - sp4 till ventilerna för styrning av dessa mellan icke-ledande och ledande tillstànd och vice versa pá ovan angivet sätt.The capacitor voltage UC is sensed and a measured quantity U'C is formed, which constitutes a measure of the capacitor voltage, for example its peak value or rectified average value. This measured quantity is compared in a difference generator DB with a reference value Ur and the difference dU is supplied to a control device SD, which generates control pulses spl - sp4 to the valves for controlling these between non-conductive and conductive states and vice versa in the manner indicated above.

Ett alternativt styrförfarande visas i figur 3b. De ventiler som är ledande under varje intervall är: tl - t2 TRl + TR4 t2 - t3 TRl + TR2 + TR3 + TR4 C3 - C4 TR2 + TR3 t4 - t5 TRl + TR2 + TR3 + TR4 Kondensatorströmmen och -spänningen fär samma utseende som enligt figur 3a, och kondensatorströmpulsernas pulsbredd tp kan pä samma sätt användas för styrning av kondensatorspän- ningen. Skillnaden mellan detta styrförfarande och det i figur 3a visade är att enligt figur 3a endast tvà ventiler 504 301 e är ledande under de intervall dä kondensatorströmmen är noll, medan enligt figur 3b alla fyra ventilerna är ledande under dessa intervall, under vilka strömmen genom varje ven- til är lika med halva linjeströmmen Id.An alternative control procedure is shown in Figure 3b. The valves that are conductive during each interval are: tl - t2 TR1 + TR4 t2 - t3 TR1 + TR2 + TR3 + TR4 C3 - C4 TR2 + TR3 t4 - t5 TR1 + TR2 + TR3 + TR4 The capacitor current and voltage have the same appearance as according to Figure 3a, and the pulse width tp of the capacitor current pulses can in the same way be used for controlling the capacitor voltage. The difference between this control method and that shown in Figure 3a is that according to Figure 3a only two valves 504 301e are conductive during the intervals when the capacitor current is zero, while according to Figure 3b all four valves are conductive during these intervals, during which the current through each vein - til is equal to half the line current Id.

Den ovan beskrivna anordningen enligt uppfinningen är endast ett exempel, och manga andra utföringsformer är tänkbara inom uppfinningens ram.The device according to the invention described above is only an example, and many other embodiments are conceivable within the scope of the invention.

Sàlunda kan den i linjen inkopplade strömriktaren SRl utgö- ras av nágon annan typ av strömriktare än den ovan beskrivna och/eller med nagon annan typ av styrbara halvledarventiler.Thus, the inverter SR1 connected in the line can be constituted by some other type of inverter than the one described above and / or by some other type of controllable semiconductor valves.

I princip kan vilken som helst självkommuterad strömstyv strömriktare användas, exempelvis en i och för sig känd strömriktare av den typ där en approximativt sinusformad växelspänning genereras genom pulsbreddmodulering. Strömrik- taren är i exemplet ovan enfasig, vilket ger den enklaste utföringsformen, men alternativt kan den utföras trefasig (varvid tre kopplingskondensatorer i stället för tvä fär anordnas, och varvid den likriktande strömriktaren SR2 fär utföras trefasig).In principle, any self-commutating current-rigid converter can be used, for example a per se known converter of the type in which an approximately sinusoidal alternating voltage is generated by pulse width modulation. In the example above, the converter is single-phase, which gives the simplest embodiment, but alternatively it can be made three-phase (whereby three coupling capacitors instead of two faults are provided, and whereby the rectifying converter SR2 is made three-phase).

Likasä kan de bada pà jordpotential anordnade strömriktarna SR2 och SR3 utformas pä annat sätt än vad som beskrivits ovan. Exempelvis kan sàlunda strömriktaren SR2 utföras som en styrbar strömriktare med styrorgan för konstanthällning av mellanledsspänningen.Likewise, the ground potential converters SR2 and SR3 can be designed in a different way than what is described above. Thus, for example, the converter SR2 can be designed as a controllable converter with control means for constantly pouring the intermediate voltage.

Som ovan nämnts ger användandet av kondensatorspänningskon- densatorer av standardtyp stora ekonomiska och praktiska fördelar. Alternativt kan dock, speciellt vid stora avtappade effekter, konventionella kraftkondensatorer användas.As mentioned above, the use of standard type capacitor voltage capacitors offers great economic and practical advantages. Alternatively, however, especially with large drained effects, conventional power capacitors can be used.

Styr- och reglersystemet för anordningen enligt uppfinningen kan utformas pä andra sätt än vad som ovan beskrivits.The control system for the device according to the invention can be designed in other ways than what has been described above.

Sälunda kan exempelvis den reglerade storheten alternativt - 504 301 utgöras av likspanningen i mellanledet mellan strömriktarna SR2 och SR3 i figur 1.Thus, for example, the regulated quantity may alternatively - 504 301 consist of the direct voltage in the intermediate link between the converters SR2 and SR3 in Figure 1.

I de fall den aktuella effekten kan överföras via konden- satorer av rimlig storlek utan upptranšformering av spän- ningen kan transformatorerna T1 och T2 slopas.In cases where the current power can be transmitted via capacitors of a reasonable size without up-transformation of the voltage, the transformers T1 and T2 can be eliminated.

Claims

504 301 10 PATENT REQUIREMENTS

Device for draining electrical power from a high-voltage direct current transmission line, which device comprises a first converter (SR1) with direct current connections (LS1a, LS1b) and alternating current connections (VS1a, VS1b), the direct current connections being arranged for a transmission line in a transmission line. (L), potential separating transmission means connected to the AC inputs for transmitting AC power from the inverter to ground potential, a second inverter arranged on ground potential and connected to the transmission means (SR2) for converting the power received from the transmission means to the DC power, second converter connected third converter (SR3) for converting power received from the second converter to AC power, characterized in that the first converter (SR1) is a self-commutated current-rigid inverter, which is arranged to generate an alternating voltage (UC) with a frequency which is significantly higher than the frequency of ordinary power networks, and that the transmission means comprise potential-separating capacitors (C1, C2) arranged in the connection between the first and the second converter for accommodating the potential difference between the line and earth potential.

2.. Device according to claim 1, characterized in that the alternating voltage (UC) of the first converter (SR1) has a frequency exceeding 3 kHz.

Device according to one of Claims 1 and 2, characterized in that the transmission means comprise a first transformer (T1) arranged between the potential-separating capacitors (C1, C2) and the first converter (SR1) for transforming the voltage from the first converter, and a between said capacitors (C1, C2): 1504 301 and the second converter (SR2) arranged second transformer (T2) for down-transforming the voltage.

Device according to Claim 3, characterized in that the transformers (T1, T2) are designed such that their leakage reactances resonate with the potential-separating capacitors (C1, C2) at the operating frequency of the first inverter (SR1).

Device according to one of the preceding claims, characterized in that the second converter (SR2) consists of an uncontrolled rectifier.

Device according to one of the preceding claims, characterized in that the first converter (SR1) comprises means (TR1-TRLI) arranged to emit an alternating current (IC) in the form of square pulses with controllable pulse width (tp) to a capacitor ( G4), whose voltage (UC) constitutes the output voltage of the converter and is arranged to be supplied to the transmission means.

7. Device according to claim 6, characterized in that the first converter (SR1) is provided with control means (DB, SD) arranged to control the pulse width (tp) of the current pulses depending on the amplitude of the capacitor voltage (UC) for keeping said amplitude constant.

Device according to one of the preceding claims, characterized in that the potential-separating capacitors (C1, C2) consist of capacitor voltage transformers.

Device according to one of the preceding claims, characterized in that the first converter (SR1) is arranged to emit a single-phase alternating voltage (UC).