SE439837B

SE439837B - ELECTRICAL CIRCUIT FOR COMPENSATION OF THE TEMPERATURE RELIABILITY OF A SENSOR ELEMENT IN A CONVERTER SYSTEM

Info

Publication number: SE439837B
Application number: SE8202060A
Authority: SE
Inventors: Der Have L A Van
Original assignee: Combustion Eng
Priority date: 1980-08-04
Filing date: 1982-03-31
Publication date: 1985-07-01
Also published as: SE8202060L; WO1982000519A1; JPS57501043A; CA1150525A

Abstract

The transducer system includes a reluctance resistance bridge having coils on E cores for measuring the pressure differential across a sensor element such as a diaphragm. This bridge is activated by a signal generator and normally its output would be independent of the sensor temperature. The A.C. output of the signal generator is modified such that the temperature compensation is made in the transducer activator or excitation and not in subsequently modifying the transducer output signal. A voltage source pref. in the range of 5 to 10 volt provides the reference voltage to Vc corresponding to the reference output of the current source at the calibration temp. - One branch of the Norton divider is a variable conductance ladder having an output current which increases at a programmed rate as the current from the temp. dependent source increases. The operational amplifier provides the output of the compensation circuit and the temp. dependence of the output voltage is a close approximation to the inverse of the temp. dependence of the sensors or transducers.

Description

82Û2Ü6Û-3 beroendet i avkänningselementet, exempelvis deformationska- rakteristiken av membranet i en differentialtryckomvandlare, speciellt beaktas genom anordnande av en kompensationskrets med en utgångsspänning som varierar omvänt mot avkännings- elementets temperaturberoende. The dependence in the sensing element, for example the deformation characteristic of the diaphragm in a differential pressure transducer, is especially taken into account by arranging a compensation circuit with an output voltage which varies inversely with the temperature dependence of the sensing element.

Kompenseringskretsen innefattar fyra grundläggande de- lar: en strömkälla med en utsignal proportionell mot avkänna- rens temperatur, en konstantspänningskälla, en Norton-delare och en operationsförstärkare. En gren av Norton-delaren är en variabel konduktansstege med en utgângsström som ökar med en programmerad hastighet då strömmen från den temperaturbe- roende källan ökar. Den programmerade hastigheten är baserad på omvandlarsensorns temperaturberoende karakteristik. De två grenarna av Norton-delaren är såsom ingångar anslutna till operationsförstärkaren. Operationsförstärkaren avger utsigna- len från den kompenserande kretsen, vilken är skillnaden mel- lan spänningskällans referensspänning och den variabla kon- duktansstegens utgângsspänning. När strömkällan ökar reduce- ras förstärkarens utgångsspänning, så att utgångsspänningens temperaturberoende utgör en nära approximation av inversen av temperaturberoendet av sensordeformationskarakteristiken.The compensation circuit includes four basic parts: a power source with an output signal proportional to the sensor temperature, a constant voltage source, a Norton divider and an operational amplifier. A branch of the Norton divider is a variable conductance ladder with an output current that increases at a programmed speed as the current from the temperature-dependent source increases. The programmed speed is based on the temperature-dependent characteristics of the converter sensor. The two branches of the Norton divider are connected as inputs to the operational amplifier. The operational amplifier emits the output signal from the compensating circuit, which is the difference between the reference voltage of the voltage source and the output voltage of the variable conductance stage. As the current source increases, the output voltage of the amplifier is reduced, so that the temperature dependence of the output voltage constitutes a close approximation of the inverse of the temperature dependence of the sensor deformation characteristics.

Uppfinningen erbjuder flera fördelar som ej varit till- gängliga vid kända kompenserade omvandlare. Av största bety- delse är att temperaturberoendet hos själva sensorelementet beaktas genom en styckevis linjär approximation, som kan göras så noggrann som är nödvändigt genom tillhandahållande av ett tillräckligt antal sekventiella konduktansbanor i den variabla konduktansstegen. I den föredragna utföringsformen består ste- gen av dioder och motstånd, vilka är extremt noggranna vid drift. Detta är i motsats till tidigare använda temperatur- kompenserande anordningar, exempelvis termistorer och mot- stånds-temperaturanordningar (resistor-temperature devices), vilka ej kan erbjuda en noggrannhet på i l % över det önskade temperaturomrâdet i och för användning i exempelvis kärn- kraftsanläggningar. Om föreliggande uppfinning används i före- ning med omvandlarutrustning i enlighet med teknikens stånd- punkt bör denna grad av noggrannhet vara möjlig. 8202060-3 En annan fördel är att fältjusteringar utförda på den föredragna utföringsformen av uppfinningen mycket lätt kan upp- taga de små variationer som förekommer bland omvandlare som tillverkats ur samma specifikation. I den föredragna utförings- formen av uppfinningen är ett första programmerbart motstånd anordnat för att avlägsna en fast mängd ström från den variab- la konduktansstegen, varigenom kretsen kan kalibreras för att avge en känd utgångsspänning vid en godtycklig referenstempe- ratur. Ett andra programmerbart motstånd kan även vara anord- nat mellan den variabla konduktansstegens förstärkarutgång för att inställa förstärkningen på de styckevis linjära approxima- tioner som tillhandahållas av stegen. Denna inställning er- fordras för att exempelvis beakta något varierande membran- tjocklekar från omvandlare till omvandlare.The invention offers several advantages which have not been available with known compensated converters. Of greatest importance is that the temperature dependence of the sensor element itself is taken into account by a piecewise linear approximation, which can be made as accurate as necessary by providing a sufficient number of sequential conductance paths in the variable conductance steps. In the preferred embodiment, the ladder consists of diodes and resistors, which are extremely accurate in operation. This is in contrast to previously used temperature compensating devices, for example thermistors and resistor-temperature devices, which cannot offer an accuracy of 1% over the desired temperature range for use in, for example, nuclear power plants. If the present invention is used in conjunction with transducer equipment in accordance with the prior art, this degree of accuracy should be possible. Another advantage is that field adjustments made to the preferred embodiment of the invention can very easily accommodate the small variations that occur among transducers made from the same specification. In the preferred embodiment of the invention, a first programmable resistor is provided to remove a fixed amount of current from the variable conductance stage, whereby the circuit can be calibrated to emit a known output voltage at an arbitrary reference temperature. A second programmable resistor may also be provided between the amplifier output of the variable conductance stages to adjust the gain to the piecewise linear approximations provided by the stages. This setting is required to take into account, for example, slightly varying membrane thicknesses from converter to converter.

På de bifogade ritningarna visar fig. l schematiskt en elektrisk krets innehållande upp- finningen, fig. 2 grafiskt uppförandet för omvandlarsystemets ut- signal såsom en funktion av sensortemperaturen vid utelämnad temperaturkompensering, och fig. 3 grafiskt den temperaturkompenserade utsignalen från kretsen enligt uppfinningen, vilken såsom insignal påläg- ges omvandlarsystemets signalgenerator.In the accompanying drawings, Fig. 1 schematically shows an electrical circuit containing the invention, Fig. 2 graphically shows the behavior of the converter system output signal as a function of the sensor temperature at omitted temperature compensation, and Fig. 3 graphically shows the temperature compensated output signal from the circuit according to the invention. as input signal, the signal generator of the converter system is applied.

Pig. l visar schematiskt ett omvandlarsystem innefat- tande en reluktans-resistansbrygga 10 med spolar 12, exempel- vis E-kärnor, för mätning av tryckdifferentialen över ett av- känningselement, exempelvis ett membran (ej visat). Bryggan aktiveras av en signalgenerator 14, vilken avger en växel- strömsexcitation till bryggan 10. Ett sådant brygg- och sig- nalgeneratorarrangemang eller härtill ekvivalenta element an- vändbara i samband med uppfinningen beskrivs mera i detalj i flera publikationer, exempelvis de amerikanska patenten nr 3 995 493 och 4 Oll 758. Vid tidigare känd teknik har växel- strömsutgångsspänningssignalen från signalgeneratorn till bryggan en amplitud som är oberoende av sensorns temperatur.Pig. 1 schematically shows a transducer system comprising a reluctance-resistance bridge 10 with coils 12, for example E-cores, for measuring the pressure differential across a sensing element, for example a diaphragm (not shown). The bridge is activated by a signal generator 14, which delivers an alternating current excitation to the bridge 10. Such a bridge and signal generator arrangement or equivalent elements usable in connection with the invention are described in more detail in several publications, for example U.S. Pat. 995 493 and 4 Oll 758. In the prior art, the AC output voltage signal from the signal generator to the bridge has an amplitude that is independent of the sensor temperature.

T fig. 2 visas den normaliserade bryggutsignalen l8 så- som en funktion av sensorns temperatur. Man ser att bryggut- signalen 18 över r¿ uñ”nt§rvall av 40O F till 2500 F Üïäfsaïïm r ___ ...i_....«..__.._......._......_._._....-_...__.... 3202060-5 (40 C till l2l° C) kan variera med så mycket som 50 % för samma över sensormembranet pålagda tryckdifferential. Denna temperatureffekt måste noggrant kompenseras om omvandlarens noggrannhet över detta temperaturintervall skall hållas inom ett par procent.Fig. 2 shows the normalized bridge output signal 18 as a function of the sensor temperature. It is seen that the bridge output signal 18 over r¿ uñ ”nt§rvall of 40O F to 2500 F Üïäfsaïïm r ___ ... i _....« ..______......._... ..._._._....-_...__.... 3202060-5 (40 C to 21 ° C) can vary by as much as 50% for the same pressure differential applied across the sensor membrane. This temperature effect must be carefully compensated if the accuracy of the converter over this temperature range is to be kept within a few percent.

I den illustrerade utföringsformen modifierar förelig- gande uppfinning signalgeneratorns 14 växelströmsutsignal, så att temperaturkompenseringen utföres i omvandlarens aktive- rings- eller excitationssignal, snarare än i omvandlarens ut- signal 18. Sålunda reduceras amplituden av signalgeneratorns växelströmsutsignal i enlighet med temperaturen av sensorn på sådant sätt att aktiveringsspänningen varierar omvänt mot tem- peraturberoendet av materialet i sensorn.In the illustrated embodiment, the present invention modifies the AC output of the signal generator 14 so that the temperature compensation is performed in the activation or excitation signal of the converter, rather than in the output signal 18 of the converter. that the activation voltage varies inversely with respect to the temperature dependence of the material in the sensor.

Fig. 3 visar utgångsspänningen VT från kretsen enligt uppfinningen såsom funktion av sensortemperaturen. Kompense- ringskretsens utsignal VT inmatas till omvandlarsystemets signalgenerator l4. Vid jämförelse mellan fig. 3 och fig. 2 framgår att vid en given temperatur produkten mellan de två normaliserade kurvorna är 1,00, vilket sålunda avlägsnar tem- peraturberoendet från den normaliserade bryggutsignalen 18.Fig. 3 shows the output voltage VT from the circuit according to the invention as a function of the sensor temperature. The output signal VT of the compensation circuit is input to the signal generator 14 of the converter system. A comparison between Fig. 3 and Fig. 2 shows that at a given temperature the product between the two normalized curves is 1.00, which thus removes the temperature dependence from the normalized bridge output signal 18.

Sålunda kommer bryggutsignalen att vara densamma för samma tryckdifferential vid godtycklig temperatur mellan 400 F och 2500 F (4° c Qcn 121° c).Thus, the bridge output signal will be the same for the same pressure differential at any temperature between 400 F and 2500 F (4 ° C and 121 ° C).

Det inses fastän den normaliserade bryggutsignalen som visas i fig. 2 är en jämn kurva med en jämn övergång i tempe- ratur genom punkterna Tl, T2, T3, T4, så är kompenseringskur- van som visas i fig. 3 styckevis linjär mellan Tl, T2, T3 och T4. Antalet styckevis linjära approximationer som erfordras för att kompensera det inneboende temperaturberoendet av sen- sorn bestäms av graden av noggrannhet som erfordras och av krökningen av sensorns temperaturberoende. För det sensor- förlopp som representeras i fig. 2 har man funnit att en styckevis linjär approximation i tre segment är tillräcklig.It will be appreciated that although the normalized bridge output signal shown in Fig. 2 is a smooth curve with a smooth transition in temperature through the points T1, T2, T3, T4, the compensation curve shown in Fig. 3 is piecewise linear between T1, T2, T3 and T4. The number of piecewise linear approximations required to compensate for the inherent temperature dependence of the sensor is determined by the degree of accuracy required and by the curvature of the temperature dependence of the sensor. For the sensor sequence represented in Fig. 2, it has been found that a piecewise linear approximation in three segments is sufficient.

I samband med nedanstående beskrivning av kretsen enligt upp- finningen inses att antalet ben i den variabla konduktans- stegen, vilken erbjuder styckevis kompensering, beror av konstruktörens omdöme och den önskade noggrannheten. 8202060-3 I fig. l visas sålunda en temperaturkompenserad spän- ning VT, vilken bildar utsignal från kompenseringskretsen 16 enligt uppfinningen och insignal till signalgeneratorn l4. De spänningar som skall beskrivas i samband med kompenserings- kretsen 16 enligt uppfinningen är räknade relativt en gemensam potential eller jordpotential för signalgeneratorn 14 och om- vandlarsystemets bryggdel 10. Kompenseringskretsen innefattar en strömkälla 26 som bibehålles vid i huvudsak samma tempera- tur som avkänningselementet (ej visat) och som har en utsignal Io som är linjär med temperaturen. En sådan anordning är kom- mersiellt tillgänglig från exempelvis The National Semiconduc- tor Company under beteckningen LM-l34 eller från The Analog Devices Corporation under beteckningen AD-590. Denna spännings- källa 26 är företrädesvis placerad så nära sensorelementet som möjligt. En lämplig strömkälla avger en strömändring på 1 mikro- ampere per OK temperaturändring.In connection with the following description of the circuit according to the invention, it is understood that the number of legs in the variable conductance stage, which offers piecewise compensation, depends on the designer's judgment and the desired accuracy. Fig. 1 thus shows a temperature-compensated voltage VT, which forms an output signal from the compensation circuit 16 according to the invention and an input signal to the signal generator 14. The voltages to be described in connection with the compensation circuit 16 according to the invention are calculated relative to a common potential or ground potential of the signal generator 14 and the bridge part 10 of the converter system. The compensation circuit comprises a current source 26 which is maintained at substantially the same temperature as the sensing element (not shown) and which has an output signal Io which is linear with the temperature. Such a device is commercially available from, for example, The National Semiconductor Company under the designation LM-134 or from The Analog Devices Corporation under the designation AD-590. This voltage source 26 is preferably located as close to the sensor element as possible. A suitable current source emits a current change of 1 micro-ampere per OK temperature change.

En spänningskälla 20, företrädesvis i området 5 till 10 volt, alstrar en bas- eller referensspänning Vo svarande mot bas- eller referensutsignalen från strömkällan vid kalibrerings- temperaturen. Kretsen är från början kalibrerad så att vid 400 F (40 C) och med en motsvarande källström på omkring 278 mikroampere, utgångsspänningen VT är exakt lika med källspän- ningen Vo. Detta göres genom lämpligt val av resistans R7 el- ler genom anordnande av en programmerbar resistans Pl, vilken kan inställas att tvinga VT att bli lika med Vo vid kalibre- ringstemperaturen.A voltage source 20, preferably in the range of 5 to 10 volts, generates a base or reference voltage Vo corresponding to the base or reference output signal from the current source at the calibration temperature. The circuit is initially calibrated so that at 400 F (40 C) and with a corresponding source current of about 278 microamperes, the output voltage VT is exactly equal to the source voltage Vo. This is done by appropriately selecting resistance R7 or by arranging a programmable resistance P1, which can be set to force VT to become equal to Vo at the calibration temperature.

Motståndet Rl är anslutet till den variabla konduk- tansstegen 24, illustrerad i form av en resistiv diodmatris R2, R3, R4, R5 och D , D2, D3, i och för bildande av en Norton- -delare vid 22. Rl är anslutet till spänningskällan 20 och den positiva ingången av operationsförstärkaren Al, och stegen är ansluten till förstärkarens negativa ingång.The resistor R1 is connected to the variable conducting stage 24, illustrated in the form of a resistive diode array R2, R3, R4, R5 and D, D2, D3, to form a Norton divider at 22. R1 is connected to the voltage source 20 and the positive input of the operational amplifier A1, and the stages are connected to the negative input of the amplifier.

Operationsförstärkaren Al utför följande funktion: VT = V0 - Il X (R6 + P2) där R6 och P2 som passerar genom den variabla konduktansstegen 24. kommer att förklaras nedan. Il är den delström 8202060-5 <4° c), VT-Vo, passerar Io genom Rl och R2, och är Il lika med 0 via styrning av R7 och Pl. Dioderna Dl, D2 och D3 är icke ledande.The operational amplifier A1 performs the following function: VT = V0 - II X (R6 + P2) where R6 and P2 passing through the variable conductance stage 24. will be explained below. Il is the substream 8202060-5 <4 ° c), VT-Vo, passes Io through R1 and R2, and is Il equal to 0 via control of R7 and P1. Diodes D1, D2 and D3 are non-conductive.

Vid kalibreringstemperaturen, exempelvis 400 F När temperaturen av sensorn ökar och strömkällan Io ökar, så flyter en ökande strömmängd genom motståndet R2, vilken är en konstant bråkdel av strömmen Io. Enligt regeln för operations- förstärkare enligt ovan subtraheras en hela tiden ökande spän- ning från Vo när Il ökar, så att kompenseringskretsens utgångs- spänning VT minskar då Io ökar.At the calibration temperature, for example 400 F As the temperature of the sensor increases and the current source Io increases, an increasing amount of current flows through the resistor R2, which is a constant fraction of the current Io. According to the rule for operational amplifiers as above, an ever-increasing voltage is subtracted from Vo when Il increases, so that the output voltage VT of the compensation circuit decreases as Io increases.

Enligt fig. l och 3 har VT en konstant lutning mellan 4o° F (4° c) och 15o° F (66° c). När spänningen över RZ ökar till omkring 0,7 volt blir dioden Dl ledande och adderas mot- ståndet R3 till kretsen. När Io fortsätter att öka följer spän- ningen VT den linjära relation som visas mellan punkterna T2 och T3. När spänningen över D2 når omkring 0,7 volt inkopplas på samma sätt motståndet R4 och fortsätter sekvensen för så många ben som stegen innehåller och som är nödvändiga för en tillfredsställande modell av sensormaterialets temperaturbe- Den variabla konduktansstegen 24 har därför en ström- utsignal som är styckevis linjär med ökande ström Io från ström- källan 26. Detta styckevis linjära förhållande programmeras in roende. i stegen på basis av den information som konstruktören får ur fig. 2. Denna information erhålles ideellt sett ur mätningar på det okompenserade omvandlarsystemet 10, 14, men kan även på tillfredsställande sätt uppskattas ur publicerade data för ma- terialegenskaperna för det speciella sensormaterialet.According to Figs. 1 and 3, VT has a constant slope between 40 ° F (4 ° C) and 15 ° F (66 ° C). When the voltage across RZ increases to about 0.7 volts, the diode D1 becomes conductive and the resistor R3 is added to the circuit. As Io continues to increase, the voltage VT follows the linear relationship shown between points T2 and T3. Similarly, when the voltage across D2 reaches about 0.7 volts, the resistor R4 is turned on and the sequence continues for as many legs as the steps contain and which are necessary for a satisfactory model of the sensor material temperature. The variable conductance step 24 therefore has a current output signal which is piecewise linear with increasing current Io from the power source 26. This piecewise linear relationship is programmed in dependence. in the steps on the basis of the information obtained by the designer from Fig. 2. This information is non-profitably obtained from measurements on the uncompensated converter system 10, 14, but can also be satisfactorily estimated from published data for the material properties of the special sensor material.

Det inses att i en typisk kärnkraftsanläggning kan det erfordras dussintals nominellt identiska differentialtryck- omvandlare. Det skulle vara önskvärt att temperaturkompensatio- nen i var och en av omvandlarna är så likformig som möjligt.It will be appreciated that in a typical nuclear power plant, dozens of nominally identical differential pressure transducers may be required. It would be desirable for the temperature compensation in each of the converters to be as uniform as possible.

Den föredragna utföringsformen av föreliggande uppfinning er- bjuder egenskaper som möjliggör enkel kalibrering, varigenom varje omvandlare individuellt kan justeras för att ha samma referenstillstånd som de andra omvandlarna. Exempelvis kan alla kompenseringskretsar l6 justeras för att avge samma ut- gångsspänning VT vid 400 F (40 C). Alternativt kan varje kom- penseringskrets 16 anpassas så att dess utgångsspänning VT vid referenstillståndet kommer att matcha signalkällans l4 nomi- _ ..........-...._....W...-....-,_.... ._ 8202060-3 nella utgående växelspänning. Sålunda kan utgângsspänningen VT vid referenstillståndet, exempelvis 400 F (40 C), höjas eller sänkas genom det första programmerbara motståndet Pl som är an- slutet till den variabla konduktansstegen 24. Pl avlägsnar en fix mängd ström från stegen oberoende av strömkällans Io styr- ka. På detta sätt kan individuella skillnader i strömmängd som alstras vid 400 F (4° c) för øiika strömkäiior 26 förskjutas för att tillhandahålla samma utgângsspänning VT i varje kompen- seringskrets vid 400 F (40 C).The preferred embodiment of the present invention offers features that allow easy calibration, whereby each transducer can be individually adjusted to have the same reference condition as the other transducers. For example, all compensation circuits 16 can be adjusted to emit the same output voltage VT at 400 F (40 C). Alternatively, each compensation circuit 16 can be adjusted so that its output voltage VT at the reference state will match the signal source l4 nomi- _ ..........-...._.... W ...- .. ..-, _.... ._ 8202060-3 nella output alternating voltage. Thus, the output voltage VT at the reference state, for example 400 F (40 C), can be raised or lowered by the first programmable resistor P1 connected to the variable conductance stage 24. P1 removes a fixed amount of current from the stages regardless of the strength of the current source Io . In this way, individual differences in the amount of current generated at 400 F (4 ° C) for the respective current coils 26 can be shifted to provide the same output voltage VT in each compensation circuit at 400 F (40 C).

En annan justering som lätt kan göras med den föredragna utföringsformen av uppfinningen är en förstärkningsjustering på lutningen av de styckevis linjära segmenten som visas i fig. 3. Det inses att en sändning av omvandlarsystem alla kan ha samma specifikationer på exempelvis diafragmatjockleken, men i praktiken kommer variationer att förekomma. Dessa varia- tioner kan beaktas genom ett andra programmerbart motstånd P2 anslutet mellan kompenseringskretsens utgång VT och den variab- la konduktansstegen 24, varigenom förstärkarsignalen matas tillbaka genom det andra programmerbara motståndet P2. Denna justering är en kvotinställning i vilken var och en av lut- ningarna i fig. 3 justeras med en konstant faktor.Another adjustment that can be easily made with the preferred embodiment of the invention is a gain adjustment on the slope of the piecewise linear segments shown in Fig. 3. It will be appreciated that a transmission of transducer systems may all have the same specifications of, for example, diaphragm thickness, but in practice variations to occur. These variations can be considered by a second programmable resistor P2 connected between the output VT of the compensation circuit and the variable conductance stage 24, whereby the amplifier signal is fed back through the second programmable resistor P2. This adjustment is a ratio setting in which each of the slopes in Fig. 3 is adjusted by a constant factor.

En föredragen utföringsform av uppfinningen har beskri- vits, i vilken temperaturberoendet av spännings-/pâkännings- förhållandet för ett metallmembran elektroniskt kompenseras.A preferred embodiment of the invention has been described, in which the temperature dependence of the stress / strain ratio of a metal membrane is electronically compensated.

Uppfinningen kan användas i varje system där Hooks lag eller en härtill analog lag är den materialegenskap som bildar basen för den önskade mätningen, men där kompensering för temperatur- variationer önskas. Detaljer avseende specifika värden för de kretsanordningar som beskrivs i den föredragna utföringsformen eller konstruktionen av en ekvivalent krets är uppenbara för fackmannen. Vidare är möjligheten att använda uppfinningen i ett helt resistivt omvandlarsystem, i vilket en likströms- signalgenerator kan användas, eller möjligheten att modifiera omvandlarsystemets utsignal snarare än insignal uppenbar för fackmannen. -.._..,._.. _ _.__.....,...u.. _.. .._.__.._.....The invention can be used in any system where Hook's law or an analogous law to it is the material property that forms the basis for the desired measurement, but where compensation for temperature variations is desired. Details regarding specific values for the circuit devices described in the preferred embodiment or construction of an equivalent circuit will be apparent to those skilled in the art. Furthermore, the possibility of using the invention in a completely resistive converter system, in which a direct current signal generator can be used, or the possibility of modifying the output signal of the converter system rather than the input signal is obvious to the person skilled in the art. -.._ .., ._ .. _ _.__....., ... u .. _ .. .._.__.._.....

Claims

s2u2mßo ~ s 8 PATENT REQUIREMENTS

An electrical circuit for compensating for the temperature dependence of a sensor element in a converter system (10), wherein the converter system (10) comprises a signal generator (14) for activating the sensor element, characterized by a current source (26) which is held at substantially the same temperature as the sensor element and has an output signal which is linear with the temperature, a temperature independent reference voltage source (20), a variable conductance ladder (24) connected as a branch of a Norton divider with an input current fraction from the power source (26) and an output current which is piecewise linear with increasing current from the current source (26), an operational amplifier (A1) connected between the variable conductance stages (24) and the voltage source (20) and with an output signal which is the difference between the reference voltage and a voltage which is proportional to the current fraction passing through the variable conductance stage (24), the output of the operational amplifier (A1) being connected to signal genes the sensor (14) for activating the sensor element, whereby the output voltage (Vt) of the operational amplifier varies inversely with respect to the temperature-dependent properties of the sensor.

Circuit according to claim 1, characterized by a first resistor (R7) connected to the variable conductance ladder (24) in order to remove a fixed amount of current from the ladder (24) independently of the current source (26).

Circuit according to claim 1, characterized by a second resistor (R6) connected between the amplifier output (Vt) and the stages (24), whereby the amplifier signal is fed back through the second resistor (R6).

A circuit according to claim 1, characterized by a first programmable resistor (P1) connected to the variable conductance stage (24) for removing a fixed amount of current from the stage (24) independent of the strength of the current source (26).

Circuit according to Claim 1 or 4, characterized by a second programmable resistor (P2) connected between the amplifier output (Vt) and the stages (24), whereby the amplifier signal (A1) is fed back through the second programmable resistor. (P2).

A circuit according to claim 1, characterized in that the s2n2o6u_5 variable conductance stage (24) comprises a resistive diode-mai (R2, m, Rs, m2, 114, m3, R5). '

Circuit according to Claim 3, characterized in that the Norton divider comprises a resistor (R1) which is connected at one end to the current source (26) and at the other end to the voltage source (20) and to an input of the amplifier (A1). ), and of a resistive diode matrix (R2, D1, R3, D2, R4, D3, R5) connected in parallel to this resistor (R1) between the current source (26) and the second input of the operational amplifier (A1)