SE436161B

SE436161B - DEVICE IN AN AUTOMATIC SIGNAL RECORDING CIRCUIT

Info

Publication number: SE436161B
Application number: SE7908773A
Authority: SE
Inventors: J Craft
Original assignee: Rca Corp
Priority date: 1978-10-30
Filing date: 1979-10-23
Publication date: 1984-11-12
Also published as: KR830000443B1; PL124084B1; US4220974A; GB2034544A; AU532365B2; IT1124685B; JPS5560329A; GB2034544B; ES485497A1; IT7926841A0; DE2943802C2; CA1124850A; FI793289A; DE2943802A1; FR2440653B1; PL219323A1; NZ191961A; SE7908773L; FR2440653A1; AU5205879A

Description

7908773-0 t 2 i - _ stämingsanordning inte kan_âterinställas på ett noggrant sätt. 7908773-0 t 2 i - _ tuner cannot be_reset accurately.

För att dessa problem skall undanröjas är konventionella motta- _ gare försedda med organ för att kompensera för variationer i mellanfrekvenserna. g _ Denna kompensation utförs normalt genom att man här- leder en automatisk finavstämningsspänning från utgången hos mottagarens mellanfrekvensförstärkarsteg. Den automatiska fin- avstämningsspänningen är representativ för den riktning och grad i vilken mellanfrekvenssignalen avviker från den önskade mellanfrekvenssignalen. Den automatiska finavstämingsspänningen matas till ett spänningsberoende reaktansorgan i lokaloscilla- torn för att korrigera oscillatorns felavstämning och för att därigenom se till att ljud- och bildåtergivningen blir de opti- mala. _ I ^. W _ F.n. finns det två typer av automatiska finavstämnings- kretsar som är i allmän_användning, nämligen kvadraturdetektor- typen och differentialenveloppdetektortypen. Den automatiska finavstämingskretsen av kvadraturdetektortypen omvandlar frekvensförskjutningar hos en frekvensmodulerad signal till differentiellt fasförskjutna signaler genom att tillföra den frekvensmodulerade signalen till ett filternät som alstrar två differentiellt fasförskjutna, eller fördröjda, signaler vid 'sina utgångar. De differentiellt fasförskjutna signalerna kopp- las till en kvadraturdetektor, eller fasdetektor, vilken om- vandlar den relativa fasskillnaden mellan signalerna vid filter- utgångarna till en amplitudvarierande automatisk finavstäm- ningsstyrsignal. Den automatiska_finavstämningskretsen av differentialenveloppdetektortypen, såsom den krets som kommer att beskrivas 1 föreliggande uppfinning, utnyttjar ett linjart filternät för att omvandla frekvensförskjutningar hos en frek- vensmodulerad signal till differentiellt sammanhörande amplitud- varierande signaler. Dessa signaler kopplas till enveloppdetek- torer, vilka omvandlar de amplitudvarierande signalerna till automatiska finavstämningsstyrsignaler.Den automatiska diffe- rentialenveloppdetektorfinagâtämningskretsen kräver i regel färre delar än kvadraturdetektortypen och är att föredraga _i många tillämpningar på grund av den förmåga som ifrågavarande krets har att ge upphov till en smalare, mera noggrant styrd 7908773 - 0 3 automatisk frekvensavstämningsbandbredd. Den smalare bandbredden minskar verkan hos mellanfrekvensbrus på det automatiska finav- stämningsstyrsystemet och ger ett skarpare automatiskt finav- t stämningsgensvar i närheten av mellanfrekvensbildbärvágen som håller på att styras av systemet. . - _ _ För att man skall kunna minska storleken och antalet delar eller komponenter som erfordras för framställning av en automatisk finavstämningskrets är det önskvärt att framställa kretsen i integrerad kretsform pà en enda integrerad mcnolit- kretschip. Vissa element i en automatisk finavstämingskrets, närmare bestämt de reaktiva komponenterna som används vida konstruktion av diskriminatornätet som erfordras för att om- vandla frekvensförskjutningar hos mellanfrekvenssignalen till amplitudmodulerade signaler, lämpar sig emellertid inte utan vidare för framställning på integrerade kretsar, utan de måste vara belägna utanför ifrågavarande integrerade kretschip. Nämnda integrerade kretschip har endast ett begränsat antal yttre an- slutningspunkter eller uttag för förbindning med yttre kompo- nenter. Det är därför önskvärt att konstruera den automatiska finavstämningskretsen på ett sådant sätt att antalet erforder- liga anslutningar till yttre komponenter reduceras. y I enlighet med föreliggande uppfinnings principer åstadkommas en automatisk finavstämningskrets som alstrar automatiska finavstämningsstyrsignaler såsom gensvar på en videomellanfrekvenssignal. Videomellanfrekvenssignalen matas till ingängama till två bufíiertförstärkare, vilka kopplar parallellsignaler med inbördes lika fas till två ingångar till ett diskriminatornät. Nämnda diskriminatornät är avstämt till den önskade mellanfrekvensen och är påverkbart såsom gensvar på de från buffertförstärkarna härrörande mellanfrekvenssignalerna samt är anordnat att vid dylik påverkan åstadkomma vid sina in- gångar respektive signaler som varierar differentiellt 1 rikt- ning och grad med frekvensavvikelsen hos de från buffertför- stärkarna härrörande mellanfrekvenssignalerna i förhållande till den önskade mellanfrekvensen. De differentiellt samman- hörande signalerna detekteras av två toppdetektornät för an- vändning såsom automatiska finavstämingsstyrsignaler. Buffert- förstärkarna och toppdetektornäten kan med fördel vara fram- veoavvs-of 4 ' ställda på en enda integrerad kretschip. Diskriminatornätet kopplas till buffertförstärkarna och-till toppdetektorerna genom två yttre uttag på den integrerade kretsen.In order to eliminate these problems, conventional receivers are provided with means for compensating for variations in the intermediate frequencies. g _ This compensation is normally performed by deriving an automatic fine tuning voltage from the output of the receiver's intermediate frequency amplifier stage. The automatic fine tuning voltage is representative of the direction and degree in which the intermediate frequency signal deviates from the desired intermediate frequency signal. The automatic fine tuning voltage is fed to a voltage-dependent reactance means in the local oscillator to correct the oscillator's mis tuning and thereby ensure that the sound and image reproduction is optimal. _ I ^. W _ F.n. There are two types of automatic fine tuning circuits in general use, namely the quadrature detector type and the differential envelope detector type. The quadrature detector type fine tuning circuit converts frequency offsets of a frequency modulated signal to differential phase shifted signals by applying the frequency modulated signal to a filter network which generates two differentially phase shifted, or delayed, signals at its outputs. The differential phase-shifted signals are coupled to a quadrature detector, or phase detector, which converts the relative phase difference between the signals at the filter outputs into an amplitude-varying automatic fine-tuning control signal. The differential envelope detector type automatic fine tuning circuit, such as the circuit which will be described in the present invention, utilizes a linear filter network to convert frequency shifts of a frequency modulated signal to differentially related amplitude varying signals. These signals are coupled to envelope detectors which convert the amplitude varying signals into automatic fine tuning control signals. The automatic differential envelope detector fine tuning circuit generally requires fewer parts than the quadrature detector type and is preferred in many applications due to its ability to provide narrower, more accurately controlled 7908773 - 0 3 automatic frequency tuning bandwidth. The narrower bandwidth reduces the effect of intermediate frequency noise on the automatic fine tuning control system and provides a sharper automatic fine tuning response in the vicinity of the intermediate frequency picture carrier that is being controlled by the system. . In order to be able to reduce the size and number of parts or components required for the manufacture of an automatic fine tuning circuit, it is desirable to manufacture the circuit in integrated circuit form on a single integrated microlite circuit. However, some elements of an automatic fine tuning circuit, more specifically the reactive components used in the construction of the discriminator network required to convert frequency shifts of the intermediate frequency signal to amplitude modulated signals, are not readily suitable for production on integrated circuits, but must be located outside the integrated circuit chip in question. Said integrated circuit chip has only a limited number of external connection points or sockets for connection to external components. It is therefore desirable to design the automatic fine tuning circuit in such a way that the number of required connections to external components is reduced. In accordance with the principles of the present invention, an automatic fine tuning circuit is provided which generates automatic fine tuning control signals in response to a video intermediate frequency signal. The video intermediate frequency signal is fed to the inputs of two buffer amplifiers, which connect parallel signals with mutually equal phase to two inputs of a discriminator network. Said discriminator network is tuned to the desired intermediate frequency and is actuatable in response to the intermediate frequency signals originating from the buffer amplifiers and is arranged to produce at its inputs respective signals which vary differentially in direction and degree with the frequency deviation of those from the buffer deviation. the amplifiers resulting from the intermediate frequency signals in relation to the desired intermediate frequency. The differentially related signals are detected by two top detector networks for use as automatic fine tuning control signals. The buffer amplifiers and the top detector networks can advantageously be forward-depleted of 4 'set on a single integrated circuit chip. The discriminator network is connected to the buffer amplifiers and to the top detectors through two external sockets on the integrated circuit.

De toppdetekterade signalerna kan kbmbineras och för- stärkas under åstadkommande av en automatisk finavstämnings- signal för tillförsel till lokaloscillatorn. Emellertid är en krets med en automatisk finavstämningssignal som varierar inom ett fixerat spänningsintervail begränsad till drift med ipkai- oscillatorer som ger gensvar på det speciella spänningsinter- vallet hos ifrågavarande krets. En dylik automatisk finav- stämningskrets kan utnyttjas med_ett stort antal lokalosoilla- torer med olika egenskaper endast under sådana förhållanden ' att ytterligare gränsytkretsar.är inkopplade mellan den auto- matiska finavstämningskretsen och lokaloscillatorn. Dessa gränsytkretsar kan tillfoga icke önskvärda fördröjningar till det automatiska finavstämningssystemet och kan medföra att detta blir mera komplicerat än vad som vore nödvändigt.The top-detected signals can be combined and amplified to provide an automatic fine-tuning signal for supply to the local oscillator. However, a circuit with an automatic fine tuning signal which varies within a fixed voltage range is limited to operation with IPA oscillators which respond to the particular voltage range of the circuit in question. Such an automatic fine tuning circuit can be used with a large number of local oscillators with different properties only under such conditions that additional interface circuits are connected between the automatic fine tuning circuit and the local oscillator. These interfaces can add undesirable delays to the automatic fine tuning system and can make this more complicated than would be necessary.

I enlighet med_en annan aspekt av föreliggande upp- finning kombineras de detekterade, i differentiellt samband med varandra stående signalerna medelst en differentialför- stärkare, varjämte de kopplas till en strömspegelkrets under åstadkommande av en automatisk finavstämingsströmsignal.In accordance with another aspect of the present invention, the detected, differentially connected signals are combined by means of a differential amplifier, and are coupled to a current mirror circuit to provide an automatic fine tuning current signal.

Strömspegelkretsen ingår i samma integrerade kretschip som buffertförstärkarna och detektornäten. Genom att man utnyttjar ett lämpligt yttre belastningsmotstånd kan den automatiska finavstämningsströmsignalen användas för att ge .upphov till en stor mängd automatiska finavstämningsspänningsintervall.The current mirror circuit is part of the same integrated circuit chip as the buffer amplifiers and the detector networks. By utilizing a suitable external load resistor, the automatic fine tuning current signal can be used to give rise to a large number of automatic fine tuning voltage ranges.

Dessutom är organ anordnade att variera storleken hos den automatiska finavstämningsströmsignalen för att möjliggöra noggrann anpassning av den automatiska.finavstämningskretsen till lokaloscillatorns signalkrav. Storleken hos den automa- tiska finavstämningsströmsignalen kan modifieras då televisions-_ mottagaren är i drift, exempelvis_så att man åstadkommer konti- nuerligt variabla automatiska finavstämningsströmsignalinter- _ vall inom ghela området av televisionskanaler.In addition, means are provided for varying the magnitude of the automatic fine tuning current signal to enable accurate matching of the automatic fine tuning circuit to the signal requirements of the local oscillator. The magnitude of the automatic fine tuning current signal can be modified when the television receiver is in operation, for example to provide continuously variable automatic fine tuning current signal intervals within the whole range of television channels.

Uppfinningen kommer att beskrivas i detalj i det föl- jande under hänvisning till bifogade ritningar, på vilka fig.l visar en känd automatisk finavstämningskrets i form av ett kopplingssohema, fig. 2 visar ett kopplingsschema över.en auto- vsusvvs-0 5 matisk finavstämningskrets som är konstruerad i enlighet med föreliggande uppfinnings principer, fig. Ba och Bb åskådliggör grafiskt de av den i fig. 2 visade kretsen alstrade spänningar- na som står i ett bestämt fassamband med varandra, fig. 4 åskådliggör i form av ett kopplingsschema en andra utförings- form av en automatisk finavstämingskrets som är utformad i enlighet med föreliggande uppfinnings principer, fig. 5 åskåd- liggör i form av ett kopplingsschema en differentialförstärkare och strömspegelkrets som med fördel kan användas i samverkan med den i fig. 4 visade automatiska finavstämningskretsen, fig. 6 åskådliggör delvis i form av ett kopplingsschema och delvis i form av ett blockschema ett kretsarrangemang för att tillföra en kontinuerligt varierande automatisk finavstämnings- signal till ett reaktivt element i en lokaloscillator och fig.7 åskådliggör grafiskt verkan av automatisk finavstämningsstyr- ning på det reaktiva elementet i fig. 6.The invention will be described in detail in the following with reference to the accompanying drawings, in which Fig. 1 shows a known automatic fine tuning circuit in the form of a coupling element, Fig. 2 shows a circuit diagram of an automatic fine tuning circuit. constructed in accordance with the principles of the present invention, Figs. Ba and Bb graphically illustrate the voltages generated by the circuit shown in Fig. 2 which are in a certain phase relationship with each other, Fig. 4 illustrates in the form of a circuit diagram a second embodiment of an automatic fine tuning circuit which is designed in accordance with the principles of the present invention, Fig. 5 illustrates in the form of a circuit diagram a differential amplifier and current mirror circuit which can be advantageously used in cooperation with the automatic fine tuning circuit shown in Fig. 4, fig. 6 illustrates, partly in the form of a wiring diagram and partly in the form of a block diagram, a circuit arrangement for supplying a continuously varying automatic fine tuning signal to a reactive element in a local oscillator and Fig. 7 illustrates graphically the effect of automatic fine tuning control on the reactive element in Fig. 6.

En typisk känd automatisk finavstämningskrets som används i en integrerad automatisk TV-finavstämingskrets som har beteckningen CA5064 och som tillverkas av RCA Corporation, Somerville, New Jersey, USA, är beskriven i den amerikanska patentskriften 5 577 008. Ett förenklat schematiskt kopplinge- schema över denna krets är visat i bifogade fig. l. En mellan- frekvenssignal, som inkluderar en-bildbärvåg med den nominella frekvensen 45,75 Mz, kopplas till basen hos en buffertför- stärkartransistor 22 från en mellanfrekvensförstärkare 20.A typical known automatic fine tuning circuit used in an integrated automatic TV fine tuning circuit designated CA5064 and manufactured by RCA Corporation, Somerville, New Jersey, USA, is described in U.S. Patent No. 5,577,008. A simplified schematic circuit diagram thereof is incorporated herein by reference. circuit is shown in the accompanying Fig. 1. An intermediate frequency signal, which includes a single image carrier with the nominal frequency 45.75 Mz, is coupled to the base of a buffer amplifier transistor 22 from an intermediate frequency amplifier 20.

Kbllektorn hos transistorn 22 är via ett yttre uttag A hos en - integrerad krets kopplad till primärlindningen-201 hos en fas- förskjutningsdiskriminatortransformator 200, som är avstämd nära videobärvågens frekvens på 45,75 MHz. Transformatorns 200 sekundärlindning 202 är inkopplad mellan ett par yttre uttag B och C hos den integrerade kretsen och är avstämd till bär- vågsfrekvensen 45,75 Mz. En -tertiärlindninß 203 är inK0DPl&d mellan ett mittuttag på sekundärlindningen 202 och en spännings- källa VCC. Såsom gensvar pá den signal som alstras av buffert- förstärkartransistorn 22 vid uttaget A hos den integrerade kret- sen utsätter diskriminatortrensformatorn 200 signalen för en fasförskjutning som är proportionell mot frekvensskillnaden mellan den tillförda signalen och den frekvens till vilken 7906773-o 6 diskriminatortransformatorn 200 är avstämd (dvs. mittfrekvensen).The coupler of the transistor 22 is connected via an external terminal A of an integrated circuit to the primary winding 201 of a phase shift discriminator transformer 200, which is tuned to the frequency of the video carrier of 45.75 MHz. The secondary winding 202 of the transformer 200 is connected between a pair of external terminals B and C of the integrated circuit and is tuned to the carrier frequency 45.75 Mz. A tertiary winding 203 is inK0DPl & d between a center terminal on the secondary winding 202 and a voltage source VCC. In response to the signal generated by the buffer amplifier transistor 22 at terminal A of the integrated circuit, the discriminator transformer 200 exposes the signal to a phase shift proportional to the frequency difference between the applied signal and the frequency to which the discriminator transformer 200 is the discriminator transformer 200. (ie the center frequency).

Vid mittfrekvensen är amplituderna hos de vid den integrerade kretsens uttag B och C alstrade signalerna lika. Vid sidan om mittfrekvensen ökar den ena signalen i amplitud medan den andra minskar; _ I ' 7 De fasförskjutna signalerna från transformatorn 200 kopplas till två toppdetektorer 24 och 28 via den integrerade kretsens uttag B och C. Toppdetektorerna 24 och 28 är bildade g av pn-övergàngerna nos aiederne 25 een 27 som är kopplade tili' var sin kondensator 25 resp. 29. Varje frekvensavvikelse hos den tillförda signalen från den avstämda referensfrekvensen ger upphov till en ändring i likspänningen som är lagrad över kondensatorn 25, vilken ändring är lika_i storlek men har mot- satt polaritet mot den ändring i.spänningen som är lagrad över kondensatorn 29. ' 2 De av toppdetektorerna 24 och 28 lagrade likspänningar- na kopplas till två ingångar till en differentialförstärkare 30.At the center frequency, the amplitudes of the signals generated at the B and C of the integrated circuit are equal. In addition to the center frequency, one signal increases in amplitude while the other decreases; The phase-shifted signals from the transformer 200 are connected to two peak detectors 24 and 28 via the B and C of the integrated circuit. The peak detectors 24 and 28 are formed by the pn junctions of the conductors 25 and 27 which are connected to their respective capacitors. 25 resp. 29. Each frequency deviation of the applied signal from the tuned reference frequency gives rise to a change in the DC voltage stored across capacitor 25, which change is equal in magnitude but has opposite polarity to the change in voltage stored across capacitor 29. 2 The DC voltages stored by the peak detectors 24 and 28 are connected to two inputs of a differential amplifier 30.

Denna differentialförstärkare_30 är bildad av tvâ emitterkopp- lade transistorer 32 och 34 med var sﬂx kollektorbelastnings- motstånd 56 resp. 58. Vid mittfrekvensen tillförs lika stora likspänningar till baselektroderna i transistorerna 32 och 34.This differential amplifier_30 is formed by two emitter-coupled transistors 32 and 34, each having a collector load resistor 56 and 56, respectively. 58. At the center frequency, equal DC voltages are applied to the base electrodes of transistors 32 and 34.

Differentialförstärkaren 30 ger således npphov till lika, auto- matiska finavstämningsstyrspänningar vid transistorernas 52 och 34 kollektorelektroder. Om signalfrekvenser som skiljer sig från miﬂrekvensen tillförs kommer automatiska finavstämings- styrspänningar som står i ett differentiellt samband med var- andra att alstras vid differentialförstärkartransistorernas 32 och 54 kollektorelektroder. De automatiska finavstämnings- styrspänningarna används för att styra kretsar med variabel reaktans i televisionsavstäsmxingsanordningens lokaloscillator för inreglering av oscillatorns frekvens. Exempelvis kan en varaktordiod eller ett likartat organ styras för inreglering av oscillatorfrekvensen på så sätt att mellanfrekvenssignalen nalle feet vid 45,75 mz, således den frekvens till vilkenl »g diskriminatortransformatorn 200 är avstämd.The differential amplifier 30 thus provides equal, automatic fine tuning control voltages at the collector electrodes of the transistors 52 and 34. If signal frequencies different from the mid-frequency are applied, automatic fine-tuning control voltages which are in a differential relationship with each other will be generated at the collector electrodes of the differential amplifier transistors 32 and 54. The automatic fine tuning control voltages are used to control variable reactance circuits in the local oscillator of the television tuner for adjusting the frequency of the oscillator. For example, a varactor diode or a similar means can be controlled for adjusting the oscillator frequency in such a way that the intermediate frequency signal is zero feet at 45.75 mz, thus the frequency to which the discriminator transformer 200 is tuned.

Engi enlighet med föreliggande uppfinnings principer konstruerad automatisk finavstämingskrets är visad i figL 2.An automatic fine tuning circuit constructed in accordance with the principles of the present invention is shown in Fig. 2.

En mellanfrekvenssignal som inkluderar en videobildbärvàg med den nominella frekvensen 45,75 MHz kopplas från en mellanfrek- Avaosvvz-o 7 _ vensförstärkare 50 till baselektroderna i två bufferttransisto- rer 52 och 54, vilka kan vara belägna på en integrerad krets- chip. Emitterelektroderna hos bufferttransistorerna 52 och 54 är förbundna med jord, och nämnda transistorers kollektor- elektroder är kopplade till var sitt yttre uttag 1 resp. 2 hos den integrerade kretsen.An intermediate frequency signal including a video frame carrier having a nominal frequency of 45.75 MHz is coupled from an intermediate frequency amplifier 50 to the base electrodes of two buffer transistors 52 and 54, which may be located on an integrated circuit chip. The emitter electrodes of the buffer transistors 52 and 54 are connected to ground, and the collector electrodes of said transistors are connected to their respective external sockets 1 and 1, respectively. 2 of the integrated circuit.

Ett diskriminatornät som är avstämt till den önskade bildbärvågsfrekvensen 45,75 MHz är kopplat till bufferttransis- torerna 52 och 54. Parallellkombinationen av en kondensator 56 och en spole eller induktans 58 som är så avstämd, att den ger resonans vid den önskade mellanfrekvensen, är kopplad över de yttre uttagen l och 2 hos den integrerade kretsen. En andra parallellkombination 60 av en spole eller induktans_64 och en I kondensator 62, som också är avstämd till den önskade bildbär- vågsfrekvensen, är inkopplad till en mellanliggande punkt på spolen 58 från den ena förbindningspunkten mellan kondensatorn 62 och spolen 64. Den andra förbindningspunkten mellan konden- satorn 62 och spolen 64 är kopplad till en matningsspännings- kalla vec via ett motstånd 66 samt till gora via en snimtkonaen- sator 68. _ De yttre uttagen l och 2 hos den integrerade kretsen är internt kopplade till var sin toppdetektor 70 resp. 80, vilka kan vara belägna på samma integrerade kretschip som buffert- transistorerna 52 och 54. Toppdetektorn 70 består av en diod 72, vars anodelektrod är ansluten till uttaget 2 och vars katod- elektrod är förbunden med Jord via en toppdetekteringskondensa- tor 74. Toppdetektorn 80 består på likartat sätt av en diod 82; vars anod är kopplad till uttaget 1 och vars katod är förbunden med jord via en toppdetekteringskondensator 84. I Toppdetektorerna 70 och 80 är kopplade till två in- gångar till en differentialförstärkare 90 som är bildad av två transistorer 92 och 94. Diodens 72 katodelektrod är kopplad till transistorns 92 baselektrod, och diodens 82 katodelektrod är kopplad till transistorns 94 baselektrod. Emitterelektroderna hos transistorerna 92 och 94 är sammankopplade och är förbundna med jord via ett motstånd 88. Reciprokt varierande automatiska finavstämningsspänningar bildas vid transistorernas 92 och 94 kollektorer och kopplas till matningsspänningskällan VCC via 71908773 -0 8 var sitt motstånd 96 och 98. _ - När mellanfrekvensingångssignalen matas till baserna _ i bufferttransistorerna 52 och 54 kommer signalströmmar il och ia med lika fas att alstras vid kollektorelektroderna hos dessa transistorer och att kopplas till diskriminatornätet via uttagen l och 2 hos den integrerade kretsen._Dessa strömmar matas in i motsatta ändar hos spolen 58 och är kopplade till den avstämda kretsen 60 via det mellanliggande uttaget. En likströmbana för dessa strömmar upprättas medelst spolen-64 och motståndet 66, vilka är kopplade till matningsspänningen VCC. s Genom ett lämpligt val av läget hos det mellanliggande uttaget på spolen 58 kan man balansera magnetfälten som alstras av flödet hos signalströmmarna il och i2 genom spolen 58 och få dessa fält att upphäva vaíandra, varvid ingen resulterande spänning kommer att erhållas över spolen 58 såsom följd av strömmarna il och 12. Flödet av signalströmmarna il och 12 genom spolen 64 ger emellertid upphov till en resulterande spänning över den avstämda kretsen 60. Den på detta sätt bilda- de energin i den avstämda kretsen 60 kopplas tillbaka till spolen 58 genom ömsesidig magnetisk koppling, såsom är åskådlig- gjort i fig. 2, varvid man vid uttagen l och 2 erhåller spän- ningar som varierar med avvikelsen hos mellanfrekvensens bild- bärvågsfrekvens från den frekvens till vilken den avstämda kretsen 60 är avstämd. De båda spänningarna varierar differen- tiellt, varvid den ena ökar samtidigt som den andra minskar.A discriminator network tuned to the desired frame carrier frequency 45.75 MHz is connected to the buffer transistors 52 and 54. The parallel combination of a capacitor 56 and a coil or inductance 58 which is tuned to resonate at the desired intermediate frequency is connected. over the outer terminals 1 and 2 of the integrated circuit. A second parallel combination 60 of a coil or inductor_64 and an I capacitor 62, which is also tuned to the desired picture carrier frequency, is connected to an intermediate point on the coil 58 from one connection point between the capacitor 62 and the coil 64. The second connection point between the capacitor 62 and the coil 64 are connected to a supply voltage-cold vec via a resistor 66 and to the gora via a cut-off capacitor 68. The outer terminals 1 and 2 of the integrated circuit are internally connected to their respective top detectors 70 and 80, which may be located on the same integrated circuit chip as the buffer transistors 52 and 54. The peak detector 70 consists of a diode 72, the anode electrode of which is connected to the socket 2 and the cathode electrode of which is connected to Earth via a peak detection capacitor 74. The peak detector 80 similarly consists of a diode 82; whose anode is connected to the terminal 1 and whose cathode is connected to ground via a peak detection capacitor 84. In the peak detectors 70 and 80 are connected two inputs to a differential amplifier 90 formed by two transistors 92 and 94. The cathode electrode of the diode 72 is connected to the base electrode of transistor 92, and the cathode electrode of diode 82 is connected to the base electrode of transistor 94. The emitter electrodes of the transistors 92 and 94 are interconnected and are connected to ground via a resistor 88. Reciprocatingly varying automatic fine tuning voltages are formed at the collectors of the transistors 92 and 94 and are connected to the supply voltage source VCC via 71908773 -0 8 respectively. fed to the bases _ in the buffer transistors 52 and 54, equal current signal currents il and ia will be generated at the collector electrodes of these transistors and connected to the discriminator network via the terminals 1 and 2 of the integrated circuit.These currents are fed into opposite ends of the coil 58 and are connected to the tuned circuit 60 via the intermediate terminal. A direct current path for these currents is established by means of the coil 64 and the resistor 66, which are connected to the supply voltage VCC. By a suitable choice of the position of the intermediate socket on the coil 58, one can balance the magnetic fields generated by the flow of the signal currents I1 and i2 through the coil 58 and cause these fields to cancel each other out, no resulting voltage being obtained across the coil 58 as a result. of the currents II and 12. The flow of the signal currents II and 12 through the coil 64, however, gives rise to a resultant voltage across the tuned circuit 60. The energy thus formed in the tuned circuit 60 is coupled back to the coil 58 by mutual magnetic coupling. , as illustrated in Fig. 2, at the terminals 1 and 2, voltages are obtained which vary with the deviation of the frame frequency carrier frequency from the frequency to which the tuned circuit 60 is tuned. The two voltages vary differentially, with one increasing at the same time as the other decreasing.

(Alternativt kan en obalanserad kapacitiv koppling användas för att koppla den avstämda kretsen 60 till spolen 58 genom att man inkopplar en liten kondensator mellan spolens 58 ena ände och Jard.) _ _ i . ' _ Å De i ett differentiellt samband med varandra stående spänningarna som alstrats vid uttagen l och 2 kopplas till var sin toppdetektor 80 resp. 70, där de toppdetekteras över kon- densatorerna 84 och 74. De toppdekterade spänningarna matas till de båda ingångarna till differentialförstärkaren 90; där de förstärks och ger upphov till differentiellt varierande automatiska finavstämningsstyrspänningar vid transistorernas 92 och* 91+ xolielaorer. “ ' Spänningarna som bildas av den i fig. 2 visade kretsen 1908773-o 9 är grafiskt representerade i fasdiagrammen enligt fig. ja och Bb. Spänningen E80 som påläggs toppdetektorn 80 utgör vektor- summan av spänningen E60 över den avstämda kretsen 60 och spänningen El som bildas över approximativt halva spolen 58.(Alternatively, an unbalanced capacitive coupling may be used to connect the tuned circuit 60 to the coil 58 by connecting a small capacitor between one end of the coil 58 and the Yard.) _ _ I. The voltages generated in a differential relationship with each other which are generated at the terminals 1 and 2 are each connected to a peak detector 80 and 80, respectively. 70, where they are peak detected across capacitors 84 and 74. The peak detected voltages are applied to the two inputs of the differential amplifier 90; where they are amplified and give rise to differentially varying automatic fine tuning control voltages at the xolielaors of transistors 92 and * 91+. The voltages formed by the circuit 1908773-9 shown in Fig. 2 are graphically represented in the phase diagrams of Figs. 1a and Bb. The voltage E80 applied to the peak detector 80 constitutes the vector sum of the voltage E60 across the tuned circuit 60 and the voltage E1 formed across approximately half the coil 58.

Spänningen E70 som pàläggs toppdetektorn 70 utgör på likartat sätt summan av E60 och spänningen E2 som bildas över spolens 58 andra hälft. När mellanfrekvensbildbärvâgen befinner sig vid diskriminatornätets resonansfrekvens kommer El att ligga 900 före E60, medan E2 kommer att ligga 900 efter E60. De resulte- rande spänningarna E80 och E70 har då lika storlek, såsom fram- går av fig. ja. e Fig. Bb visar fasdiagrammet för fallet då mellanfrek- 'vensens bildbärvágsfrekvens är mindre än diskriminatornätets 0 resonansfrekvens. I detta fall ligger El mer än 90° före E60, medan E2 ligger mindre än 90° efter E60. Detta medför en ökning i storleken hos spänningen E70 resp. en minskning i storleken hos spänningen E80. Det skall framhållas att lika men motsatt resultat kommer att erhållas i fallet då mellanfrekvensens bild- bärvågsfrekvens är större än diskriminatornätets resonansfrek- vens, varvid E80 blir större än E7o¿ En alternativ utföringsform av tankegången enligt före- liggande uppfinning är åskådliggjord i fig. 4 ooh 5. Fig. 4 visar en automatisk finavstämningskrets som är lämplig för att väsentligen tillverkas i form av integrerade monolitkretsar, inklusive ett utvändigt beläget_diskriminatornät. Den automa- _tiska finavstämingskretsen mottar mellanfrekvensingångssig- naler från en mellanfrekvensförstärkare l30, som kan vara be- lägen på samma integrerade kretschip 100 som den automatiska finavstämningskretsen eller som kan vara belägen utvändigt.The voltage E70 applied to the top detector 70 similarly constitutes the sum of E60 and the voltage E2 formed over the second half of the coil 58. When the intermediate frequency picture carrier is at the resonant frequency of the discriminator network, E1 will be 900 before E60, while E2 will be 900 after E60. The resulting voltages E80 and E70 are then of equal size, as shown in Fig. Yes. Fig. Bb shows the phase diagram of the case when the frame carrier frequency of the intermediate frequency is less than the resonant frequency of the discriminator network 0. In this case, E1 is more than 90 ° before E60, while E2 is less than 90 ° after E60. This leads to an increase in the magnitude of the voltage E70 resp. a decrease in the magnitude of the voltage E80. It should be noted that the same but opposite result will be obtained in the case where the image frequency frequency of the intermediate frequency is greater than the resonant frequency of the discriminator network, whereby E80 becomes greater than E7o¿. An alternative embodiment of the thinking according to the present invention is illustrated in Fig. 4 ooh Fig. 4 shows an automatic fine tuning circuit suitable for being substantially manufactured in the form of integrated monolith circuits, including an externally located_discriminator network. The automatic fine tuning circuit receives intermediate frequency input signals from an intermediate frequency amplifier 130, which may be located on the same integrated circuit chip 100 as the automatic fine tuning circuit or which may be located externally.

Mellanfrekvensingångssignalerna matas till baselektroden hos en transistor 102, vars kollektorelektrod är kopplad till en matningsspänningskälla VCC och vars emitterelektrod är kopplad till baselektroden hos en transistort l04. Transistorns 104 emitterelektrod är kopplad till en referenspotentialkälla (Jord) och tillför mellanfrekvensströmsignaler från sin kollek- torelektrod till bufferttransistorernas152 och 154 emitter- elektroder genom de respektive motstånden 106 och 108. Tran- vaoavvz-o -10 sistorerna 152 och_l54 är anordnade i likartade gemensambas- kopplingar, och de får förspänning genom att deras basdioder är kopplade till förbindningspunkten mellan ett motstånd 120 och en diod 114. Motståndet 120 tillför en förspänningsgivande ström från matningsspänningskällan VCC, och dioden 114 upprätt- håller tillsammans med dioderna 116 och 118 spänningen vid transistorernas 152 och 154 bas vid tre bas-til1-emitterspän- pningsfall (5 Vbe) över jord genom att de är inkopplade med för- _spänning i framriktningen och i serie från motståndet 120 till jord. 2 _ Förstärkta mellanfrekvensingångssignaler med lika fas är kopplade till yttre uttag 110 och 112 på den integrerade kretsen från kollektorelektroderna hos de respektive buffert- transistorerna 152 och 154. Ett.diskriminatornät som är iden- tiskt med nätet som är visat i fig; 2 är inkopplat över de yttre uttagen 110 och 112 på den integrerade kretsen. För att beskrivningen skall bli mera lätthanterlig är diskriminator- nätet enligt fig. 4 försett med samma hänvisningsbeteckningar som diskriminatornätet enligt fig. 2. Nämnda nät enligt fig. 4 kommer inte att beskrivas mera i detalj.The intermediate frequency input signals are supplied to the base electrode of a transistor 102, the collector electrode of which is connected to a supply voltage source VCC and the emitter electrode of which is connected to the base electrode of a transistor 104. The emitter electrode of the transistor 104 is connected to a reference potential source (ground) and supplies intermediate frequency current signals from its collector electrode to the emitter electrodes of the buffer transistors 152 and 154 through the respective resistors 106 and 108. The transistors 152 and 154 are arranged in common. couplings, and they are biased by their base diodes connected to the connection point between a resistor 120 and a diode 114. The resistor 120 supplies a bias current from the supply voltage source VCC, and the diode 114 together with the diodes 116 and 118 maintains the voltage at the transistors 152 and 154 base at three base-to-emitter voltage drops (5 Vbe) across ground by being connected with bias voltage in the forward direction and in series from resistor 120 to ground. Amplified equal frequency intermediate frequency input signals are connected to external terminals 110 and 112 on the integrated circuit from the collector electrodes of the respective buffer transistors 152 and 154. A discriminator network identical to the network shown in FIG. 2 is connected across the outer terminals 110 and 112 of the integrated circuit. In order to make the description easier to handle, the discriminator network according to Fig. 4 is provided with the same reference numerals as the discriminator network according to Fig. 2. Said network according to Fig. 4 will not be described in more detail.

Spänningen som alstras vid uttaget-110 genom ömse- sidig magnetisk koppling_eller, alternativt, obalanserad kapa- oitiv koppling (inte visad) från det yttre diskriminatornätet kopplas till baselektroden hos en emitterföljartransistor 122, vars kollektorelektrod är kopplad till matningsspänningskällan VCC och vars emitterelektrod är kopplad till jord via ett mot- stånd l2¥. Baselektroden hos en transistor 182 är inkopplad '_till emitterelektroden hos transistorn 122, varjämte transis- torns 182 kollektorelektrod är kopplad till matningsspännings- 'källan VCC och en kondensator 184 är kopplad från dess emitter- elektrod till dess kollektorelektrod, Transistorn 182 och kon- densatorn 184 bildar en toppdetekteringskrets 180, varvid nämnda togpdetekterar spänningen som alstras vid uttaget 110 medelst diskriminatornätet. Toppdetekteringskondensatorn lßä har matningsspänningskällan VCG som referens i stället för jord; ' detta för att toppdetekteringskondensatorns uppladdningsström skall begränsas till den lilla slingan som innehåller transis- 7908773 ~ 0 ll torn 182 och kondensatorn 184. När toppdetekteringskondensatorn har jord som referens inkluderar uppladdningsströmslingan hela banan för matningen från jord tillbaka till spänningsmatnings- källan VCC, vilket kan medföra brusproblem i kretsen. Vid före- liggande toppdetekteringskrets 180 undanröjs orsaken till detta problem genom att toppdetekteringskondensatorn 184 uppladdas ned från matningsspänningskällan VCC till den toppdetekterade spänningsnivån vid transistorns 182 emitterelektrod.The voltage generated at terminal 110 by mutual magnetic coupling_or, alternatively, unbalanced capacitive coupling (not shown) from the external discriminator network is connected to the base electrode of an emitter follower transistor 122, the collector electrode of which is connected to the supply voltage source and the source is VC earth via a resistor l2 ¥. The base electrode of a transistor 182 is connected to the emitter electrode of the transistor 122, and the collector electrode of the transistor 182 is connected to the supply voltage source VCC and a capacitor 184 is connected from its emitter electrode to its collector electrode, the transistor 184 and the transistor 184 forming a peak detecting circuit 180, said train detecting the voltage generated at the terminal 110 by the discriminator network. The peak detection capacitor lßä has the supply voltage source VCG as a reference instead of earth; This is so that the charge current of the peak detection capacitor is limited to the small loop containing the transistor 182 and the capacitor 184. When the peak detection capacitor has ground for reference, the charging current loop includes the entire path of the supply from ground back to voltage supply source VC. noise problem in the circuit. In the present peak detection circuit 180, the cause of this problem is eliminated by charging the peak detection capacitor 184 down from the supply voltage source VCC to the peak detected voltage level at the emitter electrode of the transistor 182.

.En likartad emitterföljartransistor 126 och toppdetek- teringskrets 170 är kopplade till det yttre uttaget 112 på den integrerade kretsen för att toppdetektera spänningen som bildas vid nämda punkt medelst diskriminatornätet. Eftersom dessa kretselement arbetar på ett identiskt sätt med transis- torn 122 och toppdetekteringskretsen 180 kommer ytterligare diskussion avseende dessa komponenter att utelämnas.A similar emitter follower transistor 126 and peak detection circuit 170 are connected to the outer terminal 112 of the integrated circuit to peak detect the voltage generated at said point by the discriminator network. Since these circuit elements operate in an identical manner to the transistor 122 and the peak detection circuit 180, further discussion regarding these components will be omitted.

Enligt fig. 5 kopplas de toppdetekterade signalerna till ingångarna hos en differentialförstärkare 190. Den av kondensatorn 174 lagrade toppdetekterade nivån kopplas till basen hos en transistor 192, och den av kondensatorn 184 lagrade nivån kopplas till basen hos en transistor 194. Emitter- elektroderna hos transistorerna 192 och 194 är sammankopplade och är anslutna till kollektorn hos en såsom strömkälla tjänst- görande transistor 250. Transistorns 250 emitterelektrod är kopplad till jord medelst ett motstånd 256. Transistorns 250 baselektrod är kopplad_til1 anodelektroden hos en diod 252 och till ett yttre uttag 260 hos den integrerade kretsen. Diodens 252 katodelektrod är kopplad till jord via ett motstånd 254.According to Fig. 5, the peak-detected signals are coupled to the inputs of a differential amplifier 190. The peak-detected level stored by capacitor 174 is coupled to the base of a transistor 192, and the level stored by capacitor 184 is coupled to the base of transistor 194. The emitter electrodes of transistors 192 and 194 are connected and connected to the collector of a transistor 250 serving as a power source. The emitter electrode of the transistor 250 is connected to ground by means of a resistor 256. The base electrode of the transistor 250 is connected to the anode electrode of a diode 252 and to an external terminal 260 of the integrated circuit. The cathode electrode of the diode 252 is connected to ground via a resistor 254.

Genom ett lämpligt val av resistansvärdena hos motstånden 254 och 256 kommer ström som matas till uttaget 260 att flyta genom dioden 252 och motståndet 254, varjämte nämde ström kommer att efterliknas i kollektor-emitterbanan hos transistorn 250. 2 De i differentiellt samband med varandra stående sig- nalerna som alstras vid transistorernas 192 och 194 kollekto- rer trappas upp i spänningsnivå medelst transistorerna 196 och 198. Transistorns 196 emitterelektrod är kopplad till transis- torns 192 kollektorelektrod, ooh transistorns 198 emitter- elektrod är kopplad till transistorns 194 kollektorelektrod. 79087730- 0 ~ 12 _ Baselektroderna hos transistorerna l96 och 198 är kopplade till matningsspänningskällan VCCJ De förstärkta, i ett_differentiellt samband med varandra stående signalerna vid transistorernas 196 och 198 kollektorer kopplas till två ingångar till en ström- _ spegelutgångskrets 500. . . o ' Strömspegelkretsen 500 består av identiska strömkrets- , halvor som ger differentiellt varierande utgångsströmmar vid de yttre uttagen_550 och 580 hos den integrerade kretsen. Krets- elementen 502-524 på den vänstra sidan av fig. 5 svarar direkt mot strömkretselementen 552-574 på den högra sidan av figuren.By a suitable choice of the resistance values of the resistors 254 and 256, current supplied to the terminal 260 will flow through the diode 252 and the resistor 254, and said current will be mimicked in the collector-emitter path of the transistor 250. - the signals generated at the collectors of transistors 192 and 194 are stepped up in voltage level by means of transistors 196 and 198. The emitter electrode of transistor 196 is connected to the collector electrode of transistor 192, and the emitter electrode of transistor 198 is connected to the collector electrode of transistor 194. The base electrodes of the transistors 196 and 198 are connected to the supply voltage source VCCJ. . The current mirror circuit 500 consists of identical circuits, halves which provide differentially varying output currents at the external terminals_550 and 580 of the integrated circuit. The circuit elements 502-524 on the left side of Fig. 5 correspond directly to the circuit elements 552-574 on the right side of the figure.

För att förenkla diskussionen avseende strömspegelkretsen 500 kommer endast kretselementen 502-524 på vänster sida av fig. 5 att beskrivas i detalj, men det skall framhållas att denna be- skrivning lika väl gäller för de motsvarande kretselementen 552-574. , _ . ' ' Transistorns 198 kollektorelektrod är kopplad till förbindningspunkten mellan en kondensator 508, kollektor- elektroden hos en transistor 502 och baselektroden hos en tran- sistor 506. Transistorns 502 emitterelektrod är via ett motstånd 504 kopplad till en matningsspänningskälla VDD, vilket också gäller för det andra belägget hos kondensatorn 508. Matnings- ~ spänningskällan Vﬁb är normalt så vald, att den är förenlig med den spänningskälla i lokaloscillatorn till vilken de auto- matiska_finavstämningsströmmarna vid uttagen 550 och 580 matas.To simplify the discussion regarding the current mirror circuit 500, only the circuit elements 502-524 on the left side of Fig. 5 will be described in detail, but it should be noted that this description equally applies to the corresponding circuit elements 552-574. , _. The collector electrode of transistor 198 is connected to the connection point between a capacitor 508, the collector electrode of a transistor 502 and the base electrode of a transistor 506. The emitter electrode of the transistor 502 is connected via a resistor 504 to a supply voltage source VDD, which also applies to the second the coating of the capacitor 508. The supply voltage source V ﬁ b is normally selected to be compatible with the voltage source in the local oscillator to which the automatic fine tuning currents at terminals 550 and 580 are supplied.

Transistorns 506 emitterelektrod är kopplad till transistorer- nas502, 510 och 522 baselektrodert Transistorns 506 kollektor- elektrod är kopplad till jord. o ' 2 J 4 Utgångstransistorns 510 kollektorelektrod är kopplad tillett yttre uttag 550 hos den integrerade kretsen och till kollektorelektroden hos en transistor 564. Transistorns 510 emitterelektrod är kopplad till matningsspänningskällan VDD via ett motstånd 512. Transistorns 522 emitterelektrod_är kopp- lad till matningsspänningskällan VDD medelst ett motstånd 524, och dess kollektorelektrod är kopplad_till anodelektroden hos en diod 518 ooh baselektroden hos en transistor 514. Diodens 5l8 katodelektrod är förbunden med jord medelst ett motståndi 520; och transistorns 514 emitterelektrod'är kopplad till jord medelst ett motstånd 516. Transistorns 514 kollektorelektrod är kopplad till det yttre uttaget 580 hos den integrerade kret- fsoavvz-o 13 sen och till utgångstransistorns 560 kollektor. 1I idealfallet bör transistorns 198 kollektorström efterliknas av strömspegelkretsen 500 och reproduoeras av kollektorerna hos transistorerna 510 och 522. En förenklad strömspegelkrets, som skulle ge upphov till nästan identisk strömefterlikning, innefattar de ovannämnda kretselementen men med transistorn 506 ersatt med en direktförbindelse från tran- sistorns 502 bas till dess kollektor. Ett sådant arrangemang medför emellertid felaktiga kollektorströmmar i transistorerna 510 och 522 när strömspegelkretsen är utformad med PNP-transis- 'corer med förhållandevis lags. .ps-värde (försvar-ning). såsom framgår av fig. 5 måste transistorns 506 emitterelektrod leda basströmmarna hos transistorerna 502, 511 och 522 (515). När transistorn 506 ersätts med en direktförbindelse mellan bas och kollektor hos transistorn 502 blir transistorns 198 kollek- torström lika med summan av kollektorströmmen IC hos transis- torn 502 plus de tre basströmmarna hos transistorerna 502, 510 ooh 522, således 5IB. När transistorerna 502, 510 och 522 är transistorer med lågt B-värde kommer de tre basströmmarna att bli betydande i Jämförelse med strömmen IC, varjämte de respek- tive kollektorströmmarna IC hos transistorerna 510 och 522 kommer att skilja sig från transistorns 198 kollektorström, som är IC + 5IB. - ' ' När emellertid strömspegelkretsen 500 är utformad med transistorn 506 såsom basströmkälla för transistorerna 502, 510 och 522 kommer felet i strömmen 5IB att minskas i betydan- de grad. Anledningen till detta är att 5IB-basströmmarna leds av emitter-kollektorbanan hos transistorn 506, vilken endast kräver basströmmen 5IB/B, där B är transistorns 506 förstärk- ning. 5IB-skillnaden mellan de respektive kollektorströmmarna hos transistorerna 510 och 522 samt kollektorströmmen hos transistorn 198 minskas således till skillnaden 5IB/B. Man ser att när transistorns 506 B-värde exempelvis uppgår till l0 kommer 5IB-strömfelet att minskas med en storleksordning, näm- ligen till 0,5 IB. Denna krets är känd under beteckningen "ßz-strömspegelkrets", eftersom dess noggrannhet kan få en över- ensstämmelse i en krets där man ersätter transistorn 506 med en direktförbindelse om förstärkningarna hos transistorerna 79-08773-0 14 J 502, 510 och 522 utgör kvadraten på B-värdena hos transistorerna som används i den föreliggande kretsen.The emitter electrode of the transistor 506 is connected to the base electrode of the transistors 502, 510 and 522. The collector electrode of the transistor 506 is connected to ground. The collector electrode of the output transistor 510 is connected to the outer socket 550 of the integrated circuit and to the collector electrode of a transistor 564. The emitter electrode of the transistor 510 is connected to the supply voltage source VDD via a resistor 512. The emitter electrode terminal of the transistor 522 is connected to resistor 524, and its collector electrode is connected to the anode electrode of a diode 518 and the base electrode of a transistor 514. The cathode electrode of diode 518 is connected to ground by means of a resistor 520; and the emitter electrode of the transistor 514 is connected to ground by a resistor 516. The collector electrode of the transistor 514 is connected to the outer terminal 580 of the integrated circuit 13 and to the collector of the output transistor 560. Ideally, the collector current of transistor 198 should be mimicked by current mirror circuit 500 and reproduced by the collectors of transistors 510 and 522. A simplified current mirror circuit which would give rise to almost identical current imitation includes the above-mentioned circuit elements but with transistor 506 replaced by a base to its collector. However, such an arrangement results in erroneous collector currents in transistors 510 and 522 when the current mirror circuit is formed with relatively lag PNP transistors. .ps value (defense). As shown in Fig. 5, the emitter electrode of transistor 506 must conduct the base currents of transistors 502, 511 and 522 (515). When the transistor 506 is replaced with a direct connection between the base and the collector of the transistor 502, the collector current of the transistor 198 becomes equal to the sum of the collector current IC of the transistor 502 plus the three base currents of the transistors 502, 510 and 522, thus 5IB. When the transistors 502, 510 and 522 are low B-value transistors, the three base currents will be significant in comparison with the current IC, and the respective collector currents IC of the transistors 510 and 522 will be different from the collector current of the transistor 198, which is IC + 5IB. However, when the current mirror circuit 500 is formed with the transistor 506 as the base current source for the transistors 502, 510 and 522, the error in the current 5IB will be significantly reduced. The reason for this is that the 5IB base currents are conducted by the emitter-collector path of the transistor 506, which requires only the base current 5IB / B, where B is the gain of the transistor 506. The 5IB difference between the respective collector currents of the transistors 510 and 522 and the collector current of the transistor 198 is thus reduced to the difference 5IB / B. It can be seen that when the B value of the transistor 506, for example, amounts to 10, the 5IB current error will be reduced by an order of magnitude, namely to 0.5 IB. This circuit is known as the "ßz current mirror circuit" because its accuracy can be matched in a circuit where the transistor 506 is replaced by a direct connection if the gains of the transistors 79-08773-0 14 J 502, 510 and 522 constitute the square on the B values of the transistors used in the present circuit.

De automatiska finavstämningsutgångsströmmarna som er- - hålls vid de yttre uttagen 550 och 580 hos den integrerade kret- sen varierar differentie1ltÅ Utgàngsströmmen vid den integre- rade kretsens uttag 550 är lika med kollektorströmmen hos tran- sistorn 198 minus kollektorströmmen hos transistorn 196, och utgångsströmmen vid den integrerade_kretsens uttag 580 är lika -med kollektorströmmen hos transistorn 196 minus kollektor- strömmen hos transistorn l98. Man ser i fig. 5 att transistorns 198 kollektorström efterliknas av strömspegeltransistorerna _ 502, 506 och 510, varvid man erhåller en väsentligen identisk kollektorström i transistorn 510. Kollektorströmmen hos tran- sistorn 196 efterliknas likaså av transistorerna 552, 556 och 572, varvid man erhåller en praktiskt taget identisk kollektor- ström i transistorn 572. Kbllektorströmmen hos transistorn 572 leds i dioden 568, som är anordnad i en NPN-strömspegelkoppling med stor förstärkning med transistorn 564, varvid man erhåller en överensstämmande eller anpassad kollektorström 1 transis- torn 56Ä. Den vid uttaget 550 hos den integrerade kretsen er- hållna automatiska finavstämningsutgångsströmmen blir således lika med skillnaden mellan kollektorströmmarna hos transisto- rerna 510 och 564, och denna skillnad är lika med skillnaden mellan kollektorströmmarna hos transistorerna 198 och 196. Den vid uttaget 580 hos den integrerade kretsen erhållna automatiska finavstämningsutgångsströmmen är likaså lika med skillnaden mellan kollektorströmmarna hos transistorerna 560 och 514, och denna skillnad är lika med skillnaden mellan kollektorströmmar- na hos transistorerna 196 och 198. ~ ' När frekvensen hos den av mellanfrekvensförstärkaren 150 i fig. 4 tillförda mellanfrekvensingångssignalen är lika med resonansfrekvensen hos den avstämda kretsen 60 alstras identiska spänningar av diskriminatornätet vid de yttre uttagen 110 och 112 hos den integrerade kretsen,_Dessa spänningar detek- teras av.toppdetektorerna 180 och 170 och matas till ingångarna till differentialförstärkaren 190. Detta medför att väsentligen identiska kollektorströmmar flyter i transistorerna 196 och_l98,A och deras skillnad ger inte upphov till några automatiska fin-_ 7908773-0 _ 15 avstämningsutgângsströmmar vid uttagen 330 och 380 hos den integrerade kretsen. När emellertid mellanfrekvensingångssig- nalen förskjuts bort från den avstämda kretsens 60 frekvens kommer de differentiellt varierande spänningarna som alstras vid de yttre uttagen ll0 och 112 hos den integrerade kretsen att detekteras av toppdetektorerna 180 och 170, varvid resultatet blir att i ett differentiellt samband med varandra stående kollektorströmmar alstras i transistorerna 196 och 198. Dessa strömmar kombineras medelst strömspegelkretsen 300, varvid ett strömflöde med den ena polariteten uppstår vid det ena av uttagen 330 resp. 380 hos den integrerade kretsen samt ett lika strömflöde med motsatt polaritet vid det andra uttaget hos den integrerade kretsen. I Dessa automatiska finavstämningsströmmar kan användas för att ändra reaktansen hos ett avstämningselement med varia- bel reaktans i televisionsavstämningsanordningens lokaloscilla- tor. I ' Storlekarna hos de automatiska finavstämningsutgàngs- 'strömmarna svarande mot skilda förskjutningar i mellanfrekven- sen styrs av strömspegelkretsen som innefattar dioden 252 och transistorn 250 och som utgör källa för differentialförstärka- rens 190 matningsström. När en ingångsström matas till det yttre uttaget 260 hos den integrerade kretsen leds den till jord medelst dioden 252 och efterliknas eller efterbildas i kollektorn hos transistorn 250. Transistorns 250 kollektor- ström delas medelst differentialförstärkartransistorerna 192 och 194 samt kopplas till transistorerna 196 och 198, där de _delade strömmarna uppträder vid kollektorerna hos transisto- rerna 196 och 198. Den totala strömmen som matas till ström- spegelkretsen 300 styrs således av strömmen som matas till ut- taget 260 hos den integrerade kretsen, och storlekarna hos de automatiska finavstämningsutgångsströmmarna styrs på motsvaran- desät. 9 H 'D Det visade sig att då strömspegelkretsen 300 arbetade inom ett stort intervall av utgàngsströmmar fick de båda slingor- na som är definierade av transistorerna 302 och 306 resp; transistorerna 352 och 356 en tendens att svänga under vissa signal- och belastningsbetingelser. För att hindra dessa icke '7908773-0 16 _ _ - önskvärda svängningar inkopplades kondensatorerna-508 och 558 över transistorernas 502 resp. 552 emitter-kollektorbanor.The automatic fine tuning output currents obtained at the external terminals 550 and 580 of the integrated circuit vary differently. The output current at the integrated circuit terminals 550 is equal to the collector current of the transistor 198 minus the collector current of the transistor 196, and the output current of the transistor 196. the socket 580 of the integrated_circuit is equal to -the collector current of the transistor 196 minus the collector current- of the transistor l98. It can be seen in Fig. 5 that the collector current of the transistor 198 is mimicked by the current mirror transistors 502, 506 and 510, whereby a substantially identical collector current is obtained in the transistor 510. The collector current of the transistor 196 is also imitated by the transistors 552, 556 and 572, whereby one obtains a substantially identical collector current in the transistor 572. The coupler current of the transistor 572 is conducted in the diode 568, which is arranged in a NPN current mirror connection with high gain with the transistor 564, whereby a matching or matched collector current is obtained in the transistor 56Ä. The automatic fine tuning output current obtained at terminal 550 of the integrated circuit thus becomes equal to the difference between the collector currents of transistors 510 and 564, and this difference is equal to the difference of the collector currents of transistors 198 and 196. The one at terminal 580 of the integrated circuit The circuit obtained by the automatic fine tuning output current is also equal to the difference between the collector currents of transistors 560 and 514, and this difference is equal to the difference between the collector currents of transistors 196 and 198. When the frequency of the intermediate frequency supplied by the intermediate frequency amplifier 150 in Fig. 4 is equal to the resonant frequency of the tuned circuit 60, identical voltages are generated by the discriminator network at the external terminals 110 and 112 of the integrated circuit. These voltages are detected by the peak detectors 180 and 170 and supplied to the inputs of the differential amplifier 190. because substantially identical collector currents flow in transistors 196 and 98, A and their difference does not give rise to any automatic fine tuning output currents at the terminals 330 and 380 of the integrated circuit. However, when the intermediate frequency input signal is shifted away from the frequency of the tuned circuit 60, the differentially varying voltages generated at the external terminals 110 and 112 of the integrated circuit will be detected by the peak detectors 180 and 170, the result being that in a differential relationship with each other collector currents are generated in the transistors 196 and 198. These currents are combined by means of the current mirror circuit 300, a current flow with one polarity occurring at one of the terminals 330 and 30, respectively. 380 of the integrated circuit and an equal current flow of opposite polarity at the second terminal of the integrated circuit. I These automatic fine tuning currents can be used to change the reactance of a tuning element with variable reactance in the local oscillator of the television tuner. In the 'sizes of the automatic fine tuning output's currents corresponding to different offsets in the intermediate frequency are controlled by the current mirror circuit which comprises the diode 252 and the transistor 250 and which constitutes the source of the differential current of the differential amplifier 190. When an input current is applied to the outer terminal 260 of the integrated circuit, it is grounded by diode 252 and mimicked or imitated in the collector of transistor 250. The collector current of transistor 250 is divided by differential amplifier transistors 192 and 194 and connected to transistors 196 and 198, where the split currents occur at the collectors of transistors 196 and 198. The total current supplied to the current mirror circuit 300 is thus controlled by the current supplied to the terminal 260 of the integrated circuit, and the magnitudes of the automatic fine tuning output currents are controlled at the corresponding desät. 9 H 'D It was found that when the current mirror circuit 300 operated within a large range of output currents, the two loops defined by the transistors 302 and 306, respectively; transistors 352 and 356 tend to oscillate under certain signal and load conditions. To prevent these undesired oscillations, capacitors 508 and 558 were connected across transistors 502 and 502, respectively. 552 emitter-collector paths.

Dessa kondensatorer hindrar svängningar eller oscillationer 'i de respektive transistorslingorna genom att de bildar en enda dominant pol i rot-ortkurvorna för slingöverföringsfunktioner- na, varigenom arbetssättet hos strömspegelkretsen 500 stabili- seras.o ' _ I Den i samband med fig. 4 och 5 beskrivna automatiska finavstämningskretsen kan användas för_att variera kapacitan- _sen hos en avstämningsvaraktordiod i en televisionsmottagare på sätt som är visat i fig. 6. I nämnda figur är den integre- rade kretsen 100 enligt fig.i4 och 5 delvis åskådliggjord, var- vid endast de inre kretselementen, som är anslutna till de yttre uttagen 350 och 260 hos den integrerade kretsen, är visade i schematisk detalj. I denna utföringsform av föreliggan- de uppfinning utnyttjas bara ett enda automatiskt finavstäm-_ ningsutgångsuttag (550) hos den integrerade kretsen. Det andra uttaget (380) förblir oansiutet. i ' _ En avstämningsspänning för en varaktordiod 510 åstad- kommes medelst en avstämingsspänningskälla 502. Avstämnings- spänningen varierar i överensstämmelse med den utvalda kanalen till vilken televisionsmottagaren är avstämd. Den av avstäm- ningsspänningskällan 502 tillförda spänningen VT kopplas genom ett motstånd RT och matas till katodelektroden hos varaktor- dioden 510..Avstämningsspänningen kopplas också till ett mot- stånd 504 under âstadkommande av en ström I2, som kopplas till den integrerade kretsens 100 uttag 260._Strömmen I2 kombineras med en konstant ström Il som kopplas från en spänningskälla Vs till uttaget 260 via ett motstånd 506. Summan av strömmarna Il och I2 leds till jord medelst dioden 252 och motståndet 254 och ger i transistorn 250 upphov till en kollektorström som är lika med summan av il + 12. Transistorns 250 kollektor- ström il och ia delas med differentialförstärkaren 190 på sätts som har beskrivits ovan under åstadkommande-av en differentiell automatisk finavstämingsutgångsström iAFT vid det yttre uttaget 550 hos den integrerade kretsen. Den automatiska finavstämnings- strömmen IAFT kopplas genom ett motstånd RAÉT under bildande av 7908773 -0 2 _ 17 en automatisk finavstämningsstyrspänningskomposant över RT vid varaktordiodens 5l0 katodelektrod. Varaktordioden 510 har där- för en kapacitans som är bestämd av den resulterande spänningen som härrör från avstämningsspänningen och den automatiska fin- avstämningsspänningen som påläggs vid dess katodelektrod i för- hållande till jord. Denna kapacitans kopplas till en avstäm- ningsanordning 500 för avstämning av den däri innehållna lokal- oscillatorn till den korrekta frekvensen för mellanfrekvenssig- naldemodulering. 0 _ 2 2 Varaktordiodens 510 kapacitans ändras inte linjärt med den pålagda spänningen utan ändras olinjärt, såsom är àskådlig-- gjort av kurvan 600 1 fig. 7. Såsom framgår av nämnda figur er- hålls vid en lägre kanal en liten spänningsändring ¿§yÄFTL så- som följd av en liten svängning i den automatiska finavstäm- ningsutgångsströmmen ¿§iAFT , varvid en ändring erhålls i varak- tordiodkapacitansen inom et% intervall Åšç. För att samma kapa- citanssvängning Åšp emellertid skall erhållas vid högre kana- ler måste den automatiska finavstämingsutgångsströmmen ha en högre svängning ¿§lAFTH så att en stor automatisk finavstäm- ningsspänningssvängning ¿§yÄFT skall erhållas. Den i fig. 6 H visade kretsen har de erforderliga egenskaperna, eftersom då televisionsmottagaren omkopplas till högre kanaler avstämnings- spänningen och den genom avstämning av spänningskällan 502 erhållna strömmen 12 ökar. Summan av strömmarna il och 12 ökar, varigenom mera ström matastill uttaget 260 hos den inte- grerade kretsen samt atrömspegelkretsen som är bildad av dioden 252 och transistorn 250.Kbllektorströmmen som tillförs av tran- sistorn 250 till differentialförstärkaren 190 kommer därför att öka, vilket medför att den autømausxa rinavstänmingsutgångs- gströmmens iAFT storlek ökar. Den större automatiska finavstäm- ningsströmmen iAFT ger upphov till en större automatisk finav- stämningsspänningssvängning vid varaktordiodens 5lO katod- elektrod, varigenom varaktordiodens kapacitans tillåts variera inom ett väsentligen konstant intervall av kapacitansvärden ¿§0. Således kan den till avstämningsanordningen 500 kopplade kapacitansen varieras av den automatiska finavstämningskretsen inom ett väsentligen konstant intervall av sig ändrande gränser 7908773-0 18 då televisionsmottagaren avstäms från kanal till kanal.These capacitors prevent oscillations or oscillations in the respective transistor loops by forming a single dominant pole in the root-location curves of the loop transfer functions, thereby stabilizing the operation of the current mirror 500. In connection with Figs. 4 and 5, The automatic fine tuning circuit described can be used to vary the capacitance of a tuning actuator diode in a television receiver in the manner shown in Fig. 6. In said figure, the integrated circuit 100 of Figs. 14 and 5 is partially illustrated, with only the the inner circuit elements connected to the outer terminals 350 and 260 of the integrated circuit are shown in schematic detail. In this embodiment of the present invention, only a single automatic fine tuning output terminal (550) of the integrated circuit is used. The second socket (380) remains unused. A tuning voltage for a varactor diode 510 is provided by a tuning voltage source 502. The tuning voltage varies according to the selected channel to which the television receiver is tuned. The voltage VT applied by the tuning voltage source 502 is coupled through a resistor RT and fed to the cathode electrode of the varactor diode 510. The tuning voltage is also connected to a resistor 504 to provide a current I2 which is connected to the socket 260 of the integrated circuit 100. The current I2 is combined with a constant current I1 which is connected from a voltage source Vs to the terminal 260 via a resistor 506. The sum of the currents I1 and I2 is conducted to ground by the diode 252 and the resistor 254 and gives rise in the transistor 250 to a collector current equal to with the sum of il + 12. The collector currents il and ia of the transistor 250 are divided by the differential amplifier 190 in the manner described above to provide a differential automatic fine tuning output current iAFT at the outer terminal 550 of the integrated circuit. The automatic fine tuning current IAFT is coupled through a resistor RAÉT to form an automatic fine tuning control voltage component across the RT at the cathode electrode of the varactor diode 510. The varactor diode 510 therefore has a capacitance determined by the resulting voltage derived from the tuning voltage and the automatic fine tuning voltage applied to its cathode electrode in relation to ground. This capacitance is connected to a tuner 500 for tuning the local oscillator contained therein to the correct frequency for intermediate frequency signal modulation. The capacitance of the varactor diode 510 does not change linearly with the applied voltage but changes non-linearly, as is illustrated by the curve 600 in Fig. 7. As can be seen from the said figure, a small voltage change is obtained at a lower channel ¿§yÄFTL as a result of a small oscillation in the automatic fine tuning output current ¿§iAFT, whereby a change is obtained in the varactor diode capacitance within a% interval Åšç. However, in order for the same capacitance oscillation Åšp to be obtained at higher channels, the automatic fine tuning output current must have a higher oscillation ¿§lAFTH so that a large automatic fine tuning voltage oscillation ¿§yÄFT is to be obtained. The circuit shown in Fig. 6H has the required properties, since when the television receiver is switched to higher channels the tuning voltage and the current 12 obtained by tuning the voltage source 502 increase. The sum of the currents II and 12 increases, whereby more current is supplied to the terminal 260 of the integrated circuit and the current mirror circuit formed by the diode 252 and the transistor 250. The reflector current supplied by the transistor 250 to the differential amplifier 190 will therefore increase, that the iAFT magnitude of the autofocus rina tuning output g current increases. The larger automatic fine tuning current iAFT gives rise to a larger automatic fine tuning voltage oscillation at the cathode electrode of the varactor diode 510, whereby the capacitance of the varactor diode is allowed to vary within a substantially constant range of capacitance values ¿§0. Thus, the capacitance coupled to the tuner 500 can be varied by the automatic fine tuning circuit within a substantially constant range of changing limits as the television receiver is tuned from channel to channel.

Ehuru den enligt föreliggande uppfinning angivna auto» matiska finavstämingskretsen med fördel kan användas i en ut- föringsform av den i fig. 6 Üisade typen, där intervallet av storlekar hos den automatiska finavstämingsutgångsströmmen varierar genom att man ändrar den till uttaget 260 hos den- integrerade kretsen tillförda strömmen, kan kretsen utan svårig- het utnyttjas i en tillämpning där man måste.ha ett fixerat automatiskt finavstämningssignalintervall._Exempelvis kan en utföringsform av den enligt föreliggande uppfinning angivna automatiska finavstämningskretsen utnyttjas för att åstadkomma den automatiska finavstämningssignalen för televisionsmottaga- ren som är beskriven i RCA Service Data l978 No. C-2 avseende en mottagare av typen CTC-87, vilken publikation är utgiven av RCA Corporation, Indianapolis, Indiana, USA, där ett fixerat automatiskt finavstämningssignalintervall utnyttjas. Den i fig. 6 visade automatiska finavstämningskretsen avger en auto- matisk finavstämningsutgångssignal med ett förutbestämt inter- vall av.strömstorlekar när en källa för konstant ström ansluts till det yttre uttaget 260 hos den integrerade kretsen. Detta kan utföras genom att man ansluter ett yttre motstånd 392 från uttaget 590 för tíllförsel_av spänningen VDD till uttaget 260.Although the automatic fine tuning circuit of the present invention can be advantageously used in an embodiment of the type shown in Fig. 6, where the range of sizes of the automatic fine tuning output current varies by changing it to the socket 260 of the integrated circuit. The circuit can be used without difficulty in an application where one must have a fixed automatic fine tuning signal interval. For example, an embodiment of the automatic fine tuning circuit specified in the present invention may be used to provide the automatic fine tuning signal for the television receiver. RCA Service Data l978 No. C-2 for a receiver of the type CTC-87, which publication is published by RCA Corporation, Indianapolis, Indiana, USA, where a fixed automatic fine tuning signal range is used. The automatic fine tuning circuit shown in Fig. 6 outputs an automatic fine tuning output signal with a predetermined range of current magnitudes when a constant current source is connected to the external terminal 260 of the integrated circuit. This can be done by connecting an external resistor 392 from the terminal 590 for supplying the voltage VDD to the terminal 260.

Det yttre motståndet 592 leder en konstant ström till dioden 252 och transistorn 250, varigenom_erhålles en konstant emitter- ström för delning medelst, alfrerentlelförstärxeren 190. Inter- vallet av strömstorlekar bestäms av resistansvärdet som väljs för det yttre motståndet 392, varigenom det blir möjligt ett noggrant anpassa den automatiska finavstämningsströmsignalen till kraven hos den avstämningsanordning som håller på att styras av den automatiska finavstämingssignalen.The external resistor 592 conducts a constant current to the diode 252 and the transistor 250, whereby a constant emitter current is obtained for division by means of the all-current amplifier 190. The range of current magnitudes is determined by the resistance value selected for the external resistor 392, whereby a adapt the automatic fine tuning current signal to the requirements of the tuning device which is being controlled by the automatic fine tuning signal.

Claims

1. 7908773-0 I 19 Claim 1. An apparatus in an automatic signal tuning circuit which includes an integrated circuit chip having first and second contact areas for connection to discrete circuit elements located outside said integrated circuit chip, characterized on said integrated circuit chip. means (52, 54) for supplying input signals with a frequency within a band including a predetermined reference frequency to said first and second contact areas, a discriminator network (56, 58, 60) located outside said integrated circuit connected to said first and second contact areas and which can be actuated depending on said input signals and are arranged to produce at said first and second contact areas respective signals which vary in size depending on the frequency deviation of said input signals from the reference frequency, first and second detector networks (80, 70) located on said integrated circuit sohip and each having its input terminal coupled to the first and second contact areas for detecting the magnitudes of the differentially varying signals, and an output circuit located on said integrated circuit hip connected to said detection network to form a signal indicative for the frequency deviation of said input signals from the reference frequency. 2; Device according to claim 1; characterized in that said output circuit includes an amplifier (190) connected to said detector network for generating the first resp. second output current representative of each of said signal sizes, and means (300) for combining said first and second output currents to form a differential current. The apparatus of claim 2, characterized in that said amplifier (190) further includes an adjustable current source (250-256) coupled to said amplifier for controlling the magnitude of the sum of said first and second output currents for a given frequency deviation of said input signals from said reference frequency. 4. A device according to claim 2 or 3, characterized in that said output circuit further includes first and second transistors (196, 198) which are connected to a common base amplifier circuit for receiving one of the respectively, the output currents from said amplifier (190), and said transistors each have their own output electrode connected to said current combining means (300). ~. 5. An apparatus according to claim 1, characterized in that said means (52, 54) for supplying input signals comprises first (52) and second (54) signal paths for transmitting input currents with equal phase relationship to said discriminator. - network. i _ 'I' _6. A device according to claim 5, characterized by a third contact area (330) on said chip (100), said output circuit including a differential amplifier (190) located near said integrated circuit chip, which is connected to said detector network to generate outputs varying in size and direction in response to the detected magnitudes of said differentially varying signals, and means (300) located on said integrated circuit chip - coupled to said differential amplifier for combining said outputs for generating at said third contact area (330) an automatic frequency control signal varying in direction and magnitude in response to the frequency deviation of said input signals from said predetermined reference frequency 7. A device according to claim 6, characterized by a on said integrated circuit chip located controllable power source (250-256), which has an input connected to a fourth k contact area, area (260) and an output coupled to said differential amplifier, and means (502, 504) located outside said integrated circuit chip, which are connected to said fourth contact area for varying the magnitude of the sum of said output signals for a given deviation of said input signals from said predetermined reference frequency. 8. A device according to claim 5, characterized in that said first two signal paths (52, 54) comprise first and second amplifiers (52, 54) each having its own input socket for receiving said input signals and each having its own output terminal (1, 2), said amplifier supplying signal currents with equal phase relationship to said output terminal in response to said common input signal, said output terminal of said first and second amplifiers being coupled to said discriminator network to cause respective signal voltages formed at said output sockets of said first and second amplifiers to vary differently in magnitude in response to the frequency deviation of said input signal from said reference frequency, and to said output sockets of said first and second amplifiers. second amplifiers are connected to said first resp. second detector networks for detecting the magnitudes of said differentially varying signal voltages, said amplifiers and said detector networks and connections between them being made in integrated circuit form on a common integrated monolith circuit and said output sockets comprising said first and second contact areas. 9. A device according to claim 1 or 8, characterized in that said input signals consist of intermediate frequency television signals, that said output circuit comprises a differential amplifier (190) for generating output signals which vary differentially in direction and magnitude such as in response to the magnitudes of the signals detected by said first and second detector networks, and means (300) coupled to said differential amplifier for combining said output signals to produce said signal generated by said output circuit as an automatic frequency control signal varying in direction and magnitude in response to the frequency deviation of said intermediate frequency signal from said predetermined reference frequency, said differential amplifier, said combining means and couplings therebetween being realized in an integrated circuit on said integrated mono control circuit. active element (510) at a third ehi terminal to control the frequency of said mixing signal. Device according to claim 9, characterized in that said integrated circuit chip includes a controllable current source (250-256) with an input which can be actuated in response to a tuning voltage and with an output connected to said differential amplifier (190). ) to vary the magnitude of the sum of said output signals for a given deviation of. said intermediate frequency signals from said reference frequency, said input being connected to a fourth chip socket for receiving said tuning voltage. - 7908? 73.-Û '. gg _. 11. Device according to; collar one: - 10, k n n e 1; characterized in that said combining means comprises a current mirror circuit coupled to said differential amplifier for combining said output signals for generating an automatic frequency control signal which varies in direction and magnitude in response to the frequency deviation of said intermediate frequency signal from said predetermined automatic frequency control signal can be used to control the frequency of said intermediate frequency signal. The device of claim 1; 5, 8 or 9, characterized by a first parallel combination of a capacitor (56) and a coil (58) provided with intermediate sockets, said first parallel combination being connected between said first and second contact areas, and by a second parallel combination (60) of a capacitor (62) and a coil (64), said second parallel combination being connected between said intermediate terminals of said coil (58) in the first parallel combination and a supply voltage source and being tuned to said reference frequency and forms said discriminator network.