SE431811B

SE431811B - Method and arrangement for control of a brushless alternating current motor

Info

Publication number: SE431811B
Application number: SE8302900A
Authority: SE
Inventors: Hartwig C S Magnusson; E A Ljung; E M Obel
Original assignee: Cerac Inst Sa
Priority date: 1983-05-24
Filing date: 1983-05-24
Publication date: 1984-02-27
Also published as: SE8302900D0; SE8302900L

Abstract

Method and arrangement for control of a brushless alternating current motor 23 which is driven by an inverter 31-36 connected to a direct current source 24, 25. The direct current that is supplied to the inverter is detected. The signal is taken across a peak-value detector 41 to a regulator 45 which decreases its frequency-control output signal if the peak-value input signal exceeds a predetermined value. A control signal corresponding to the motor's momentary requirement is also created. This signal controls the voltage supplied to the motor. Negative pulses arising when the inverter switches are closed are also detected and used to control the degree of magnetisation of the motor. <IMAGE>

Description

szo2900-9 m 15 20 25 35 Föreliggande uppfinning, som definieras i bifogade patentkrav, ,kännetecknas i huvudsak därigenom att ett likriktat medelvärde av ' likströmmen avkänns. Detta värde divideras därefter med frekvensstyrningssignalen för att erhålla en spänningsstyr- ningssignal som är proportionell mot motorns moment. Denna senare signal används för att öka spänningen som tillförs motorn när momentbehovet ökar. Detta säkerställer hög effektivitet i motorns arbete. ' Enligt en fördelaktig utföringsform av uppfinningen avkänns negativa pulser som erhålles när switchelementen i invertern stängs av. Den avkända signalen används sedan för att styra spänningen som tillförs motoranslutningarna så att dessa pulser erhåller en förutbestämd nivå. Storleken på dessa negativa pulser utgör en bild av motorns magnetiska status. Genom att styra storleken på dessa pulser är det möjligt att erhålla tillräcklig magnetisering av motorn för att få ett högt förhållande mellan effekt och vikt och samtidigt undvika övermättning vilket skulle resultera i oacceptabla förluster. The present invention, which is defined in the appended claims, is characterized in that a uniform average value of the direct current is sensed. This value is then divided by the frequency control signal to obtain a voltage control signal that is proportional to the motor torque. This latter signal is used to increase the voltage applied to the motor when the torque requirement increases. This ensures high efficiency in the operation of the engine. According to an advantageous embodiment of the invention, negative pulses are sensed which are obtained when the switching elements in the inverter are switched off. The sensed signal is then used to control the voltage applied to the motor connections so that these pulses obtain a predetermined level. The magnitude of these negative pulses is a picture of the magnetic status of the motor. By controlling the magnitude of these pulses, it is possible to obtain sufficient magnetization of the motor to obtain a high power to weight ratio while avoiding supersaturation which would result in unacceptable losses.

En utföringsform av uppfinningen beskrivs nedan med hänvisning till bifogade ritning på vilken fig 1 visar en tvättmaskin med en del av reglersystemet. Fig 2 visar motordrivsystemet. Fig 3 visar styrenheten som ingår i fig 2. Fig 4 visar en regulator som ingår i gfig 3. Fig 5 visar en överföringsfunktion för regulatorn enligt fig 4.An embodiment of the invention is described below with reference to the accompanying drawing, in which Fig. 1 shows a washing machine with a part of the control system. Fig. 2 shows the motor drive system. Fig. 3 shows the control unit included in Fig. 2. Fig. 4 shows a controller included in Fig. 3. Fig. 5 shows a transfer function for the controller according to Fig. 4.

Utföringsformen av uppfinningen som visas i fig 1 innefattar en tvättmaskin 201. Detta är endast ett exempel. Uppfinningen kan användas på praktiskt traget vilken maskin som helst som använder en borstlös växelströmsmotor. Tvättmaskinen i fig 1 innefattar motorn, invertern och andra effektkretsar som matar motorn och huvuddelen av styrsystemet. Dessa delar beskrivs mer i detalj i samband med fig 2-5. Tvättmaskinen 201 är försedd med en ingång 19 för tillförsel av en frekvensönskemålssignal. Denna signal avges av en timer 202 i vilken tvättprogrammet är lagrat. Frekvensönskemålssignalen utgör en grundläggande begäran i avseende på rotationshastighet. Timern 202 avger också startsignaler till ingången 20. Tvättmaskinen 201 är »vn-w- 10 15 20 25 35 8302900-9 01 dessutom försedd med en ingång 21 för val av rotationsriktning och en utgång 39 som avger en signal motsvarande motorns rotationshastighet. När rotationshastigheten pâ motorn i tvättmaskinen är ungefär noll blir utgången 39 logiskt noll. Först då tillåts signalen som matas till ingången 21 ändra sitt logiska tillstànd så att startsignal från timern 202 åstadkommer rotation i motsatt riktning.The embodiment of the invention shown in Fig. 1 comprises a washing machine 201. This is only an example. The invention can be applied to virtually any machine using a brushless AC motor. The washing machine in Fig. 1 comprises the motor, the inverter and other power circuits which supply the motor and the main part of the control system. These parts are described in more detail in connection with Figs. 2-5. The washing machine 201 is provided with an input 19 for supplying a frequency request signal. This signal is emitted by a timer 202 in which the washing program is stored. The frequency request signal is a basic request with respect to rotational speed. The timer 202 also emits start signals to the input 20. The washing machine 201 is additionally provided with an input 21 for selecting the direction of rotation and an output 39 which emits a signal corresponding to the rotational speed of the motor. When the rotational speed of the motor in the washing machine is approximately zero, the output 39 becomes logically zero. Only then is the signal fed to the input 21 allowed to change its logic state so that the start signal from the timer 202 causes rotation in the opposite direction.

Drivsystemet som visas i fig 2 innefattar en trefaslikriktare 22 som är ansluten till ett standardnät med fast frekvens. Likriktaren levererar likström med i huvudsak konstant spänning till ledningar 24, 25 som utgör en positiv, 24, och en negativ, 25, pol i en likströmskälla för en inverter. Invertern innefattar sex switchelement 31-36 för att efter varandra förbinda anslutningarna 28, 29, 30 på en borstlös växelströmsmotor 23 till den positiva polen 24 och den negativa polen 25 på likströmskällan.The drive system shown in Fig. 2 comprises a three-phase rectifier 22 which is connected to a standard fixed frequency network. The rectifier supplies direct current with substantially constant voltage to lines 24, 25 which constitute a positive, 24, and a negative, 25, pole in a direct current source for an inverter. The inverter comprises six switch elements 31-36 for successively connecting the connections 28, 29, 30 of a brushless alternating current motor 23 to the positive pole 24 and the negative pole 25 of the direct current source.

Switchelementen visas på ritningen som transistorer men skulle naturligtvis vara kombinationer av tyristorer eller andra element.The switch elements are shown in the drawing as transistors but would of course be combinations of thyristors or other elements.

En diod 27 är antiparallellt placerad över var och en av transistorerna för att ta hand om reaktiva strömmar vid avstängning av transistorn. För att styra invertern tillförs styrsignaler från utgångarna 11-16 på styrenheten 10 såsom visat i fig 3. Dessa styrsignaler tillförs via förstärkare 26 till basen på respektive transistor. Styrenheten 10 är försedd med ingångar 17, 18 medelst vilka likströmmen i ledningen 24 avkänns. Styrenheten 10 är dessutom försedd med en utgång 39 och ingångar 19, 20, 21. Utgången 39 används endast om det under drift är önskvärt att ändra motorns rotationsriktning. Rotationsriktningen väljs genom att tillföra en logisk signal till ingången 21. Om rotation i endast en riktning önskas förbinds ingången 21 antingen med en positiv spänning eller jord. Motorns 23 hastighet kan ändras genom ändring av en spänning som tillförs ingången 19. Om, såsom exempelvis i en slipmaskin, det är önskvärt att driva motorn med en viss hastighet, ansluts ingången 19 till en lämplig spänning som motsvarar den önskade hastigheten. Ingången 20 är avsedd för att ta emot en start/stopp-signal medelst vilken rotation eller icke rotation väljs. ssozaoo-9 10 15 20 25 30 35 Styrenheten 10, som visas mer i detalj i fig. 3, innefattar en avkänningsanordning 40 för avkänning av likströmen i ledningen 24.A diode 27 is positioned antiparallel over each of the transistors to handle reactive currents when the transistor is turned off. To control the inverter, control signals are applied from the outputs 11-16 to the control unit 10 as shown in Fig. 3. These control signals are applied via amplifier 26 to the base of the respective transistor. The control unit 10 is provided with inputs 17, 18 by means of which the direct current in the line 24 is sensed. The control unit 10 is also provided with an output 39 and inputs 19, 20, 21. The output 39 is only used if during operation it is desirable to change the direction of rotation of the motor. The direction of rotation is selected by applying a logic signal to the input 21. If rotation in only one direction is desired, the input 21 is connected to either a positive voltage or ground. The speed of the motor 23 can be changed by changing a voltage supplied to the input 19. If, as for example in a grinding machine, it is desirable to drive the motor at a certain speed, the input 19 is connected to a suitable voltage corresponding to the desired speed. The input 20 is intended to receive a start / stop signal by means of which rotation or non-rotation is selected. ssozaoo-9 10 15 20 25 30 35 The control unit 10, which is shown in more detail in Fig. 3, comprises a sensing device 40 for sensing the direct current in the line 24.

Denna ström presenteras som en spänning mellan ingångarna 17 och 18.This current is presented as a voltage between inputs 17 and 18.

Utgångssignalen från avkänningsanordningen 40 tillförs till en första toppvärdesavkännare 41, ett lågpassfilter 42, en andra toppvärdesavkännare 43 och en komparator 49. Toppvärdesavkännarna 41 och 43 innefattar dioder för att reagera på positiva och negativa signaler respektive. Toppvärdesavkännarha innefattar dessutom lågpassfilter. Den första toppvärdesavkännaren 41 har företrädesvis 'en tidskonstant på c:a 4/f där f är den maximala grundtonsfrekvensen hos strömmen som matas till motorn 23. övre gränsfrekvensen, -3dB, för toppvärdesavkännaren 41 är företrädesvis cza 0,1 f.The output signal from the sensing device 40 is applied to a first peak value sensor 41, a low pass filter 42, a second peak value sensor 43 and a comparator 49. The peak value sensors 41 and 43 comprise diodes for responding to positive and negative signals, respectively. Peak value sensors also include low-pass filters. The first peak sensor 41 preferably has a time constant of about 4 / f where f is the maximum fundamental frequency of the current supplied to the motor 23. The upper cut-off frequency, -3dB, for the peak sensor 41 is preferably about 0.1 f.

Lågpassfiltret 42 har företrädesvis ungefär samma övre gränsfrekvens. Den andra toppvärdesavkännaraen 43 har företrädesvis en tidskonstant på c:a 1/f och en övre gränsfrekvens på c:a 0,5 f.The low pass filter 42 preferably has approximately the same upper cutoff frequency. The second peak value sensor 43 preferably has a time constant of about 1 / f and an upper cut-off frequency of about 0.5 f.

Toppvärdessignalen från toppvärdesavkännaren 41 tillförs en första regulator 45, som visas mer i detalj i fig 4. Ingångssignaler från ingångarna 19 och 20 tillförs medel 44 i form av en rampgenerator.The peak value signal from the peak value sensor 41 is applied to a first controller 45, which is shown in more detail in Fig. 4. Input signals from the inputs 19 and 20 are applied to means 44 in the form of a ramp generator.

Rampgeneratorn 44 innefattar en eller två operationsförstärkare kopplade som integratorer för att förse regulatorn 45 med en ökande rampspänning vid accelerationen vid motorstart och en avtagande rampspänning vid bromsning vid motorstopp. Få detta sätt är det möjligt att undvika att strömmen vid normal_hastighet och full last överskrids när motorn startas eller stoppas. En ändring av hastighetsbörsignalen vid ingången 19 integreras också av rampgeneratorn 44. Det tar således lite tid innan utgången på rampgeneratorn blir anpassad till ingångssignalerna.The ramp generator 44 includes one or two operational amplifiers connected as integrators to provide the controller 45 with an increasing ramp voltage at the acceleration at engine start and a decreasing ramp voltage at braking at engine stop. Getting this way, it is possible to avoid that the current at normal_speed and full load is exceeded when the engine is started or stopped. A change of the speed exchange signal at the input 19 is also integrated by the ramp generator 44. It thus takes some time before the output of the ramp generator is adapted to the input signals.

Toppvärdessignalen från den första toppvärdesavkännaren 41 tillförs en av ingångarna på operationsförstärkaren 75 via motståndet 72.The peak value signal from the first peak value sensor 41 is applied to one of the inputs of the operational amplifier 75 via the resistor 72.

Denna signal jämförs med en referenssignal som förinställts på det lvariabla motståndet 73 och matas till förstärkaren via motståndet 74. Förstärkaren är försedd med ett återkopplingsmotstånd 76.This signal is compared with a reference signal preset on the variable resistor 73 and supplied to the amplifier via the resistor 74. The amplifier is provided with a feedback resistor 76.

Utgångssignalen från förstärkaren 75 tillförs via ett motstånd 77 till dioden 79. Utgångssignalen från rampgeneratorn 44 tillförs via motståndet 78 en av ingångarna på operationsförstärkaren 91. 10 15 20 25 30 35 8302900-9 Förstärkaren 91 är försedd med ett första återkopplingsmotstånd 92 och ett andra återkopplingsmotstând 93 i serie med dioden 79.The output signal from the amplifier 75 is applied via a resistor 77 to the diode 79. The output signal from the ramp generator 44 is applied via the resistor 78 to one of the inputs of the operational amplifier 91. The amplifier 91 is provided with a first feedback resistor 92 and a second feedback resistor. 93 in series with the diode 79.

Motståndet 93 har mycket lägre resistans än motståndet 92.Resistor 93 has much lower resistance than resistor 92.

Företrädesvis är förhållandet ungefär 1/20. Om utgångssignalen från förstärkaren 75, mätt vid dioden 79, är mer negativ än utgängssignalen från förstärkaren 91, mätt vid dioden 79, är g positiv, är dioden 79 backspänd. Förstärkaraens 91 âterkopplade förstärkning är då hög. Regulatorn 45 arbetar då enligt linjen 94 i fig 5, varvid antages att signalen från rampgeneratorn 44 är konstant. Om signalen från den första toppvärdesavkännaren 41 ökar, blir utgângssignalen från förstäkaren 75 mindre negativ och vid en viss signalnivå, nivå 95 i fig 5, som är förinställd på motståndet 73, blir dioden 79 ledande. Förstärkarens 91 återkopplade förstärkning reduceras nu drastiskt så att den första regulatorn 45 avger en frekvensstyrningssignal enligt linjen 96 i fig 5. Denna signal blir noll vid ungefär 120 % av signalen vid nivå 95.Preferably, the ratio is about 1/20. If the output signal from the amplifier 75, measured at the diode 79, is more negative than the output signal from the amplifier 91, measured at the diode 79, is g positive, the diode 79 is reverse voltage. The feedback of the amplifier 91 is then high. The controller 45 then operates along line 94 in Fig. 5, assuming that the signal from the ramp generator 44 is constant. If the signal from the first peak value sensor 41 increases, the output signal from the amplifier 75 becomes less negative and at a certain signal level, level 95 in Fig. 5, which is preset on the resistor 73, the diode 79 becomes conductive. The feedback of the amplifier 91 is now drastically reduced so that the first controller 45 emits a frequency control signal along the line 96 in Fig. 5. This signal becomes zero at about 120% of the signal at level 95.

Frekvensstyrningssignalen från utgången på förstärkaren 91 tillförs en spänningsstyrd oscillator 47, utgången 39 och en analog divisionskrets 46, exempelvis Analog Devices AD 534. Den spänningsstyrda oscillatorn avger en utgångssignal vars frekvens är proportionell mot ingångsspänningen.The frequency control signal from the output of the amplifier 91 is applied to a voltage controlled oscillator 47, the output 39 and an analog division circuit 46, for example Analog Devices AD 534. The voltage controlled oscillator emits an output signal whose frequency is proportional to the input voltage.

Den likriktade medelvärdessignal som erhålles från lâgpassfiltret 42 motsvarar effekten som tillförs motorn 23 eftersom spänningen på likströmskällan 24, 25 är i huvudsak konstant. Denna signal tillförs divisionskretsen 46 där den divideras med frekvensstyrningssignalen, som är börvärdessignal för motorns 23 rotationshastighet.The rectified average value signal obtained from the low-pass filter 42 corresponds to the power supplied to the motor 23 since the voltage at the direct current source 24, 25 is substantially constant. This signal is applied to the division circuit 46 where it is divided by the frequency control signal, which is the setpoint signal for the rotational speed of the motor 23.

Utgångssignalen från divisionskretsen 45 motsvarar således momentkravet från motorn 23. Denna utgångssignal, första spänningsstyrningssignal, tillförs en andra reagulator 48. Den negativa toppvärdessignalen, andra spänningsstyrningssignal, som erhålles från den andra toppvärdesavkännaren 43 tillförs också regulatorn 48 så att utgångssignalen från regulatorn 48 blir proportionell mot skillnaden mellan den första och den andra spänningsstyrningssignalen. Den negativa toppvärdessignalen från toppvärdesavkännaren 43 motsvarar graden av magnetisering av motorn 23. Denna signal erhålles från negativa pulser som matas tillbaka 8302900-9 10 15 20 825 30 35 till likströmskällan när transistorerna 31-36 stängs av. Genom att styra nivån på dessa negativa pulser är det möjligt att erhålla en förutbestämd magnetiseringsnivå på motorn vilket tillåter ett högt förhållande mellan effekt och vikt och undvikandet av övermättning, vilket skulle ge oacceptabla förluster.The output signal from the division circuit 45 thus corresponds to the torque requirement from the motor 23. This output signal, first voltage control signal, is applied to a second regulator 48. The negative peak value signal, second voltage control signal obtained from the second peak value sensor 43 is also applied to the controller 48. the difference between the first and the second voltage control signal. The negative peak value signal from the peak value sensor 43 corresponds to the degree of magnetization of the motor 23. This signal is obtained from negative pulses which are fed back to the direct current source when the transistors 31-36 are turned off. By controlling the level of these negative pulses, it is possible to obtain a predetermined level of excitation on the motor which allows a high ratio of power to weight and the avoidance of supersaturation, which would give unacceptable losses.

Om signalen från avkänningsmedlet 40 överskrider en förutbestämd nivå blir utgången från komparatorn 49 låg. Som resultat blir OCH- grindarnas 82, 84 och 86 utgångar 12, 14 och 16 låga. Detta innebär att de undre transistorerna 32, 34 och 36 i invertern stängs av så att motoranslutningarna 28, 29 och 30 avskiljs från likströmskällans negativa pol 25. Denna frånskiljning fungerar således som transientströmskydd för invertern.If the signal from the sensing means 40 exceeds a predetermined level, the output of the comparator 49 becomes low. As a result, the outputs 12, 14 and 16 of the AND gates 82, 84 and 86 become low. This means that the lower transistors 32, 34 and 36 in the inverter are switched off so that the motor connections 28, 29 and 30 are separated from the negative pole 25 of the direct current source. This isolation thus functions as a transient current protection for the inverter.

Utgångssignalen från den spänningsstyrda oscillatorn 47 tillförs en timer 51, företrädesvis en industriell timer av standardtyp 555, och till en divisionskrets 50. Divisionskretsen 50 är företrädesvis en programmerbar räknare som avger ett pulstâg som har en frekvens som är lika med frekvensen hos ingångssignalen dividerad med en vald konstant. Timern 51 avger ett pulståg vars frekvens är lika med frekvensen på utgångssignalen från den spänningsstyrda oscillatorn 47. Pulsbredden styrs av utgångssignalen från den andra regulatorn 48. Detta pulståg tillförs OCH-grindarna 81, 83 och 85. Pulståget från divisionskretsen 50 tillförs som klocksignal ringräknaren 52. I ringräknaren lagras en etta och fem nollor. Ettan skiftas runt av pulståget från utgången 53 till utgången 58 och tillbaka till 53.The output signal from the voltage controlled oscillator 47 is applied to a timer 51, preferably an industrial standard timer 555, and to a division circuit 50. The division circuit 50 is preferably a programmable counter which outputs a pulse train having a frequency equal to the frequency of the input signal divided by a selected constantly. The timer 51 emits a pulse train whose frequency is equal to the frequency of the output signal from the voltage controlled oscillator 47. The pulse width is controlled by the output signal from the second controller 48. This pulse train is applied to AND gates 81, 83 and 85. The pulse train from division circuit 50 is supplied as clock signal 52 One and five zeros are stored in the ring counter. One is shifted around by the pulse train from output 53 to output 58 and back to 53.

Detta utgör en period för grundtonsfrekvensen på strömmen-som, tillförs motorn 23. Utgångarna 53-58 på_ringräknaren 52 avkodas medelst ELLER-grindarna 59, 60 och 61. Utgången på var och en av dessa grindar är hög hälften av tiden och låg hälften av tiden. En investerare 62 och NAND-grindar 63-68 finns till hands för att välja rotationsríktning på motorn 23. Utgângssignalerna från grindarna 59, 60 och 61 tillförs OCH-grindarna 81-86 för att styra switchtransistorerna 31-36 i invertern. Ingångarna på grindarna 82, 84 och 86 är försedda med inverterare 71, 70 och 69. 8302900-9 Eftersom pulsbredden på pulserna som lämnar timern 51 förblir konstant oberoende av frekvensen om signalen från regulatorn 48 är konstant, kommer medelvärdet över en halvperiod av grundtonen hos den spänning som tillförs godtycklig motoranslutning att ändras símultant med frekvensen i enlighet med grundläggande elektromagnetiska lagar. Tilläggsstyrning av medelvärdesspänningen erhålles genom att variera pulsbredden, som styrs av regulatorn 48.This is a period of the fundamental frequency of the current which is applied to the motor 23. Outputs 53-58 of the ring counter 52 are decoded by OR gates 59, 60 and 61. The output of each of these gates is high half the time and low half the time. . An investor 62 and NAND gates 63-68 are available to select the direction of rotation of the motor 23. The output signals from gates 59, 60 and 61 are applied to AND gates 81-86 to control the switch transistors 31-36 in the inverter. The inputs on gates 82, 84 and 86 are provided with inverters 71, 70 and 69. Since the pulse width of the pulses leaving the timer 51 remains constant regardless of the frequency if the signal from the controller 48 is constant, the mean value over a half period of the fundamental tone of the voltage applied to any motor connection is changed simultaneously with the frequency in accordance with basic electromagnetic laws. Additional control of the average voltage is obtained by varying the pulse width, which is controlled by the regulator 48.

Claims

8302900-9 Patent claims:

1. '1. Method for controlling a brushless AC motor (23) driven by an inverter (31-36) connected to a direct current source (24,25), wherein AC power to be supplied to motor connections g (28,29,30) on the brushless AC motor is generated by controlled actuation of switching means in the inverter to in turn connect the motor connections to a positive pole (24) and a negative pole on the direct current source, characterized in that the direct current supplied to the inverter (31-36) is sensed to form a signal corresponding to the sensed current , said signal being passed through a low pass filter (42) to form a rectified averaging signal, said rectified averaging signal being supplied to a controller (48) so that an output signal from said controller changes its amplitude in the same direction as said rectified averaging signal and said output signal controls said alternating current.

A method according to claim 1, characterized in that said signal is passed through a first peak value sensor (41) with a predetermined time constant to form a peak value signal, said peak value signal being supplied with a further regulator (45) to form a frequency control signal for control. of said frequency of said alternating current, that said frequency control signal is reduced by said additional regulator when said peak value signal exceeds a predetermined value, that said rectified mean value signal is supplied to a division circuit (46) where the rectified mean value signal is divided by said 4 frequency control signal. regulator (48).

A method according to claim 2, characterized in that negative pulses occurring in said signal when said switching means are switched off are passed through a second peak value sensor (43) to form a second voltage control signal and that said second voltage control signal is applied to said further regulator (48). 8302900-9 so that the change in amplitude of said output signal is opposite to the change caused by said first voltage control signal,

A device for controlling a brushless AC motor comprising an inverter connected to a DC power source (24,25), said inverter comprising switch means (31-36) for sequentially connecting motor connections (28,29,30) to a brushless AC motor (23) having a positive pole (24) and a negative pole (25) on the DC source, characterized by sensing means (40) for sensing the direct current, said sensing means being connected to a low pass filter (42), said low pass filter emitting a rectified averaging signal corresponding to the sensed current, a regulator (48) connected to said low-pass filter to form an output signal which changes its amplitude in the same direction as said rectified averaging signal, said output signal controlling the time said switching means (31-36) are on.

Device according to claim 4, characterized by a first peak value sensor (41) with a predetermined time constant connected to said sensing means (40), that said first peak value sensor emits a peak value signal corresponding to the sensed current, that said first peak value sensor is connected to a (45) for forming a frequency control signal for controlling the on and off of said switch means (31-36), said additional controller having such a transfer function that said frequency control signal is reduced by said additional controller when said peak value signal exceeds a predetermined value, a division circuit (46) connected to said low-pass filter (42) and to said further regulator (45), said division circuit forming a first voltage control signal by dividing the rectified mean value signal by the frequency control signal and said division circuit being connected to said regulator (48).

Device according to claim 5, characterized by a second peak value sensor (43) which is connected to said sensing medium (40), said second peak value sensor emitting a second voltage control signal corresponding to negative pulses which are sensed when 36) is turned off, said second peak value sensor being applied to said regulator (48) so that a change in the amplitude of said second voltage control signal causes a change in the amplitude of said output signal which is opposite to the change caused by said first voltage control.