RU99256U1

RU99256U1 - PHASE-MOVING INVERTER CONVERTER

Info

Publication number: RU99256U1
Application number: RU2010125108/07U
Authority: RU
Inventors: Станислав Олегович Кириков; Юн Юк Ким
Original assignee: Общество с ограниченной ответственностью "Научно-исследовательская компания "ФАСТ"
Priority date: 2010-06-17
Filing date: 2010-06-17
Publication date: 2010-11-10

Abstract

1. Фазосдвигающий инверторный преобразователь, имеющий в своем составе первый (ведущий) и второй (ведомый) полумостовые инверторы, соединенные, соответственно, с первым и вторым трансформаторами, вторичные обмотки которых соединены с выпрямительным узлом, выход выпрямительного узла является выходом преобразователя, при этом преобразователь снабжен вспомогательной индуктивностью, а его полумостовые инверторы соединены параллельно по входам питания и последовательно - по силовым выходам, каждый упомянутый инвертор содержит два соединенных последовательно силовых транзистора, к силовым электродам каждого транзистора параллельно подключен резонансный конденсатор, также каждый инвертор содержит два соединенных последовательно силовых разделительных конденсатора, отличающийся тем, что первичные обмотки трансформаторов соединены последовательно между собой, межконденсаторные точки пар силовых разделительных конденсаторов полумостовых инверторов соединены между собой и с точкой соединения первичных обмоток трансформатора, а вспомогательная индуктивность установлена между выходом полумостового инвертора, являющегося ведущим и первичной обмоткой первого трансформатора. ! 2. Фазосдвигающий инверторный преобразователь по п.1, отличающийся тем, что дополнительно снабжен компенсирующей емкостью, установленной между выходом полумостового инвертора, являющегося ведомым, и первичной обмоткой второго трансформатора. ! 3. Фазосдвигающий инверторный преобразователь по п.1, отличающийся тем, что дополнительно содержит демпфирующие индуктивности, установленные последовательно с диодами выпрямительног� 1. Phase shifting inverter converter, comprising a first (master) and second (slave) half-bridge inverters connected, respectively, to the first and second transformers, the secondary windings of which are connected to the rectifier unit, the output of the rectifier unit is the output of the converter, while the converter equipped with auxiliary inductance, and its half-bridge inverters are connected in parallel along the power inputs and in series - along the power outputs, each mentioned inverter contains two connections of power transistors in series, a resonant capacitor is connected in parallel to the power electrodes of each transistor, also each inverter contains two power isolation capacitors connected in series, characterized in that the primary windings of the transformers are connected in series with each other, the intercapacitor points of the pairs of power isolation capacitors of half-bridge inverters are interconnected and with the connection point of the transformer primary windings, and the auxiliary inductance is set lena between the output of the half-bridge inverter, which is the master and the primary winding of the first transformer. ! 2. The phase-shifting inverter converter according to claim 1, characterized in that it is additionally equipped with a compensating capacitance installed between the output of the half-bridge inverter, which is the slave, and the primary winding of the second transformer. ! 3. The phase-shifting inverter converter according to claim 1, characterized in that it further comprises damping inductances installed in series with rectifier diodes

Description

Полезная модель относится к преобразовательной технике и может быть использована, преимущественно, в силовых источниках питания широкого диапазона нагрузки, в частности, для электросварки.The utility model relates to converting technology and can be used mainly in power sources for a wide range of loads, in particular for electric welding.

Известен мостовой фазосдвигающий инвертор [Патент US 4,864,479, опубл. 05.09.1989], имеющий ведущий и ведомый полумосты, силовой трансформатор и выпрямительный блок. С целью снижения потерь при переключении, в этом инверторе время включенного, время выключенного состояния ключей, а также время их переключения фиксированы, при этом управление выходной мощностью осуществляется модуляцией угла сдвига фазы выходных напряжений между ведущим и ведомым полумостами. Работа осуществляется так, что во время переключения ключей происходит квазирезонансный процесс. Это является следствием использования в качестве элементов колебательного контура внутренних паразитных емкостей транзисторов и индуктивности рассеяния трансформатора. Благодаря этому достигается переключение транзисторов (включение и выключение) при близких к нулевым значениям напряжений на транзисторах. Соответственно и мощность потерь переключения в транзисторах в этом случае значительно снижена. Такой режим получил название Zero Voltage Transition (ZVT) - переключение при нулевом напряжении.Known bridge phase-shifting inverter [Patent US 4,864,479, publ. 09/05/1989] having a master and slave half-bridge, a power transformer and a rectifier unit. In order to reduce switching losses, in this inverter the on time, the off time of the keys, and the time of their switching are fixed, while the output power is controlled by modulating the phase angle of the output voltage between the master and slave half-bridges. The work is carried out in such a way that during the switching of keys, a quasi-resonant process occurs. This is a consequence of the use of transistors and transformer inductance as internal elements of the oscillatory circuit. Due to this, switching of transistors (turning on and off) is achieved at close to zero voltage values on transistors. Accordingly, the switching loss power in transistors in this case is significantly reduced. This mode is called Zero Voltage Transition (ZVT) - switching at zero voltage.

В известной методике SLUP101 [Andreycak, В. Designing a Phase Shifted, Zero Voltage Transition (ZVT), Texas Instruments Literature No. SLUP101 - Unitrode Power Supply Design Seminar SEM-900 topic 3, 1993 г], посвященной расчету описанного инвертора, подробно описаны процессы ZVT и изложены рекомендации к схеме управления для оптимизации потерь на переключение. Там отмечено, что:In the well-known technique SLUP101 [Andreycak, B. Designing a Phase Shifted, Zero Voltage Transition (ZVT), Texas Instruments Literature No. SLUP101 - Unitrode Power Supply Design Seminar SEM-900 topic 3, 1993], dedicated to the calculation of the described inverter, ZVT processes are described in detail and recommendations for the control circuit for optimizing switching losses are described. It noted that:

1) существует проблема обеспечения режима ZVT в полном диапазоне нагрузок вследствие фиксированных значений параметров элементов квазирезонансного контура, особенно на малых выходных токах преобразователя и малых углах модуляции сдвига фазы, а также в режиме холостого хода1) there is a problem of ensuring ZVT mode in the full range of loads due to fixed values of the parameters of the elements of the quasi-resonant circuit, especially at small output currents of the converter and small angles of phase shift modulation, as well as in idle mode

2) резонансные процессы в ведущем и ведомом полумостах инвертора несколько отличаются, причем достичь режима ZVT в ведущем полумосте намного сложнее.2) the resonant processes in the master and slave inverters half-bridge are somewhat different, and it is much more difficult to achieve ZVT mode in the master half-bridge.

Известен фазосдвигающий инвертор [патент US 5,875,103, опубл. 23.02.1999], частично решающий указанные проблемы. Транзисторы в его схеме имеют внешние дополнительные резонансные емкости, а каждый полумост силового инвертора нагружен на собственный трансформатор, который имеет собственную индуктивность намагничивания, обеспечивающую режим ZVT в обоих полумостах при малых углах модуляции сдвига фазы или в режиме холостого хода. Однако режим ZVT в ведущем полумосте при малых выходных токах преобразователя не достигается.Known phase-shifting inverter [patent US 5,875,103, publ. 02.23.1999], partially solving the indicated problems. The transistors in his circuit have external additional resonant capacitances, and each half-bridge of the power inverter is loaded on its own transformer, which has its own magnetization inductance, which provides ZVT mode in both half-bridges at small angles of phase shift modulation or in idle mode. However, the ZVT mode in the leading half-bridge is not achieved at low output currents of the converter.

Наиболее близким по технической сущности заявляемому устройству является преобразователь напряжения [патент RU №2316884 опубл. 10.02.2008], принятый за прототип. Это устройство содержит два инверторных блока на силовых транзисторах, соединенных попарно последовательно, к силовым электродам каждого из которых параллельно подключен резонансный конденсатор. К каждому инверторному блоку подсоединен трансформатор. Оба инвертора выполнены по полумостовой схеме (полумостовые инверторы). Они параллельно соединены по входам питания и последовательно - по выходам переменного тока, путем подключения к входным обмоткам своих трансформаторов и также образования двух пар выходных обмоток, последовательно-согласно соединенных между собой и противофазно подсоединенных к своему диоду выпрямителя и к фильтру. Причем магнитопроводы обоих трансформаторов выполнены с зазором, а точки соединения силовых транзисторов обоих инверторов связаны между собой через вспомогательную индуктивность. Каждый инвертор также содержит два соединенных последовательно силовых разделительных конденсатора, и каждая цепочка конденсаторов подсоединена параллельно к входам питания. Транзисторные ключи этого преобразователя при переключениях работают практически без потерь при значительных токах нагрузки и значительных углах модуляции сдвига фазы или на холостом ходу. Однако, как и в описанном выше аналоге, в прототипе имеет место недостаточная компенсация динамических потерь в транзисторах инвертора в ведущем полумосте в тех случаях, когда выходной ток преобразователя находятся в диапазоне 10.. 30% от предельного рабочего выходного тока, и угол модуляции сдвига фазы между полумостами также в диапазоне О..20% от максимального угла модуляции, имеющих место в источниках питания широкого диапазона нагрузки (например, для сварки). При малом угле модуляции сдвига фазы и малом выходном токе преобразователя, энергии, запасенной в индуктивностях намагничивания полутрансформаторов и вспомогательной индуктивности оказывается недостаточно для перезаряда резонансных конденсаторов ведущего полумоста, что нарушает условия мягкой коммутации транзисторов в этом полумосте. Это приводит к значительному росту потерь в транзисторах ведущего полумоста, и резкому повышению уровня электромагнитных помех в моменты их коммутации (сбой в схемах управления, выход устройства из строя), а также присутствует значительная токовая нагрузка на разделительные емкости полумостов инвертора.The closest in technical essence of the claimed device is a voltage Converter [patent RU No. 2316884 publ. 02/10/2008] adopted as a prototype. This device contains two inverter units on power transistors connected in pairs in series, to the power electrodes of each of which a resonant capacitor is connected in parallel. A transformer is connected to each inverter unit. Both inverters are made according to a half-bridge circuit (half-bridge inverters). They are connected in parallel at the power inputs and in series at the AC outputs, by connecting their transformers to the input windings and also forming two pairs of output windings, connected in series-interconnected and out of phase connected to their rectifier diode and to the filter. Moreover, the magnetic circuits of both transformers are made with a gap, and the connection points of the power transistors of both inverters are connected through an auxiliary inductance. Each inverter also contains two series-separated power isolation capacitors, and each capacitor chain is connected in parallel to the power inputs. When switching, the transistor switches of this converter operate almost lossless with significant load currents and significant angles of phase shift modulation or at idle. However, as in the analogue described above, in the prototype there is insufficient compensation of dynamic losses in the inverter transistors in the driving half-bridge in those cases when the output current of the converter is in the range of 10 .. 30% of the maximum operating output current, and the phase shift modulation angle between half-bridges also in the O. range. 20% of the maximum modulation angle occurring in power supplies of a wide load range (for example, for welding). With a small angle of phase shift modulation and a small output current of the converter, the energy stored in the magnetization inductors of the half-transformers and the auxiliary inductance is not enough to recharge the resonant capacitors of the leading half-bridge, which violates the conditions for soft switching of transistors in this half-bridge. This leads to a significant increase in losses in the transistors of the leading half-bridge, and a sharp increase in the level of electromagnetic interference at the moments of their switching (a failure in the control circuits, device failure), and there is also a significant current load on the dividing capacities of the inverter half-bridges.

В основу полезной модели поставлена задача расширения арсенала средств, и создание фазосдвигающего инверторного преобразователя с улучшенными динамическими характеристиками.The utility model is based on the task of expanding the arsenal of tools and creating a phase-shifting inverter converter with improved dynamic characteristics.

Достигаемый технический результат - снижение динамических потерь в транзисторах фазосдвигающего инверторного преобразователя путем обеспечения условий их мягкой коммутации при изменении тока нагрузки от 0 до 100% и угла модуляции сдвига фазы от 0 до 100%, кроме того, значительное снижение токовой нагрузки разделительных емкостей полумостов инвертора.The technical result achieved is a decrease in dynamic losses in the transistors of the phase-shifting inverter converter by providing conditions for their soft switching when the load current changes from 0 to 100% and the phase shift modulation angle from 0 to 100%, in addition, a significant reduction in the current load of the dividing capacities of the inverter half-bridges.

Технический результат достигается за счет изменения конструкции. Фазосдвигающий инверторный преобразователь имеет в своем составе первый (ведущий) и второй (ведомый) полумостовые инверторы, соединенные, соответственно, с первым и вторым трансформаторами. Вторичные обмотки трансформаторов соединены с выпрямительным узлом, выход которого является выходом преобразователя. Преобразователь снабжен вспомогательной индуктивностью, а его полумостовые инверторы соединены параллельно по входам питания и последовательно - по силовым выходам. Каждый упомянутых инвертор содержит два соединенных последовательно силовых транзистора. К силовым электродам каждого транзистора параллельно подключен резонансный конденсатор. Также каждый инвертор содержит два соединенных последовательно силовых разделительных конденсатора. От прототипа преобразователь отличается тем, что первичные обмотки трансформаторов соединены последовательно между собой, межконденсаторные точки пар силовых разделительных конденсаторов полумостовых инверторов соединены между собой и с точкой соединения первичных обмоток трансформатора, а вспомогательная индуктивность установлена между выходом полумостового инвертора, являющегося ведущим и первичной обмоткой первого трансформатора.The technical result is achieved by changing the design. The phase-shifting inverter converter incorporates the first (master) and second (slave) half-bridge inverters connected, respectively, to the first and second transformers. The secondary windings of the transformers are connected to the rectifier unit, the output of which is the output of the converter. The converter is equipped with auxiliary inductance, and its half-bridge inverters are connected in parallel at the power inputs and in series at the power outputs. Each mentioned inverter contains two power transistors connected in series. A resonant capacitor is connected in parallel to the power electrodes of each transistor. Also, each inverter contains two series-connected power isolation capacitors. The converter differs from the prototype in that the primary windings of the transformers are connected in series with each other, the intercapacitor points of the pairs of power dividing capacitors of the half-bridge inverters are connected to each other and with the connection point of the primary windings of the transformer, and the auxiliary inductance is installed between the output of the half-bridge inverter, which is the lead and primary winding of the first transformer .

Фазосдвигающий инверторный преобразователь может быть дополнительно снабжен компенсирующей емкостью, установленной между выходом полумостового инвертора, являющегося ведомым, и первичной обмоткой второго трансформатора и может быть снабжен демпфирующими индуктивностями, установленными последовательно с диодами выпрямительного узла.The phase-shifting inverter converter can be additionally equipped with a compensating capacitance installed between the output of the half-bridge inverter, which is the slave, and the primary winding of the second transformer and can be equipped with damping inductances installed in series with the diodes of the rectifier unit.

Для того, чтобы лучше продемонстрировать отличительные особенности полезной модели, в качестве примера, не имеющего какого-либо ограничительного характера, ниже описан предпочтительный вариант реализации заявляемого преобразователя. Пример иллюстрируется Фигурой, на которой представлена электрическая схема фазосдвигающего инверторного преобразователя.In order to better demonstrate the distinctive features of the utility model, as an example, not having any restrictive nature, the preferred embodiment of the inventive converter is described below. An example is illustrated by the Figure, which shows the electrical circuit of the phase-shifting inverter converter.

Фазосдвигающий инверторный преобразователь напряжения содержит инверторный узел 1 состоящий из двух полумостовых инверторов - первого (ведущего) полумостового инвертора 2 и второго (ведомого) полумостового инвертора 3. В контексте данной заявки полумостовые инверторы разделены на «ведущий» и «ведомый», что определяется порядком фаз коммутации силовых коммутируемых элементов (транзисторов). Полумостовые инверторы 2, 3 соединены параллельно по входам питания (+U1, -U1) и последовательно - по силовым выходам. Фазосдвигающий инверторный преобразователь также содержит первый 4 и второй 5 трансформаторы, соответственно подключенные к силовым выходам первого 2 и второго 3 полумостовых инверторов, и выпрямительный узел 6, выход которого является выходом преобразователя (+U2,-U2). Первый полумостовой инвертор 2 выполнен на силовых транзисторах 7 и 8. В состав первого полумостового инвертора 2 также входят резонансные конденсаторы 9 и 10, параллельно подключенные, соответственно, к силовым электродам транзисторов 7 и 8, а также входят силовые разделительные конденсаторы 11 и 12, соединенные между собой последовательно, и их цепочка подсоединена параллельно к входам питания (+U1, -U1). Второй полумостовой инвертор 3 выполнен на силовых транзисторах 13 и 14. В состав второго полумостового инвертора 3, также входят резонансные конденсаторы 15 и 16, параллельно подключенные, соответственно, к силовым электродам транзисторов 13 и 14, а также входят силовые разделительные конденсаторы 17 и 18, соединенные между собой последовательно, и их цепочка подсоединена параллельно к входам питания (+U1, -U1).The phase-shifting inverter voltage converter comprises an inverter unit 1 consisting of two half-bridge inverters - the first (leading) half-bridge inverter 2 and the second (slave) half-bridge inverter 3. In the context of this application, the half-bridge inverters are divided into “master” and “slave”, which is determined by the phase order switching power switching elements (transistors). Half-bridge inverters 2, 3 are connected in parallel at the power inputs (+ U1, -U1) and in series at the power outputs. The phase-shifting inverter converter also contains the first 4 and second 5 transformers, respectively connected to the power outputs of the first 2 and second 3 half-bridge inverters, and a rectifier unit 6, the output of which is the output of the converter (+ U2, -U2). The first half-bridge inverter 2 is made on power transistors 7 and 8. The first half-bridge inverter 2 also includes resonant capacitors 9 and 10, connected in parallel to the power electrodes of transistors 7 and 8, as well as power isolation capacitors 11 and 12 connected between each other in series, and their chain is connected in parallel to the power inputs (+ U1, -U1). The second half-bridge inverter 3 is made on power transistors 13 and 14. The second half-bridge inverter 3 also includes resonant capacitors 15 and 16, connected in parallel to the power electrodes of transistors 13 and 14, as well as power isolation capacitors 17 and 18, interconnected in series, and their chain is connected in parallel to the power inputs (+ U1, -U1).

Межконденсаторная точка 19 силовых разделительных конденсаторов 11, 12 (точка соединения конденсаторов 11, 12) и межконденсаторная точка 20 силовых разделительных конденсаторов 17, 18 (точка соединения конденсаторов 17, 18) первого и второго полумостового инвертора, соответственно, соединены между собой.The intercapacitor point 19 of the power isolation capacitors 11, 12 (the connection point of the capacitors 11, 12) and the intercapacitor point 20 of the power separation capacitors 17, 18 (the connection point of the capacitors 17, 18) of the first and second half-bridge inverters, respectively, are interconnected.

Первый трансформатор 4 имеет первичную обмотку 21 и вторичную обмотку 22, второй трансформатор 5 имеет первичную обмотку 23 и вторичную обмотку 24. Конец первичной обмотки 21 и начало первичной обмотки 23, первого и второго трансформаторов, соответственно, соединены между собой в точке 25, и эта точка подсоединена к соединенным между собой межконденсаторным точкам 19 и 20.The first transformer 4 has a primary winding 21 and a secondary winding 22, the second transformer 5 has a primary winding 23 and a secondary winding 24. The end of the primary winding 21 and the beginning of the primary winding 23, the first and second transformers, respectively, are interconnected at point 25, and this the point is connected to interconnected intercapacitor points 19 and 20.

На Фигуре представлена схема, предназначенная для работы в режиме двухтактного выпрямителя (как в прототипе). Соответственно этому режиму каждый трансформатор содержит по две полуобмотки, каждая полуобмотка первого трансформатора соединена последовательно-согласно (начало одной с концом другой) с соответствующей полуобмоткой второго трансформатора, получившиеся при этом обмотки также соединены последовательно-согласно с образованием общей точки 29, а начало и конец образовавшейся общей обмотки соединен с диодами 26, 27 выпрямительного узла 6. Общая точка соединения диодов 26, 27 выпрямительного узла 6 является первым силовым выходом преобразователя (+U2), а общая точка 29 вторичных обмоток соединена с силовой индуктивностью 28, второй конец которой является вторым силовым выходом преобразователя (-U2). Выпрямительный узел 6 может также содержать демпфирующие индуктивности 30, 31, подключенные, соответственно последовательно с диодами 26, 27.The Figure shows a circuit designed to operate in a push-pull rectifier mode (as in the prototype). According to this mode, each transformer contains two half-windings, each half-winding of the first transformer is connected in series according to (the beginning of one with the end of the other) with the corresponding half-winding of the second transformer, the resulting windings are also connected in series according to the formation of common point 29, and the beginning and end the resulting common winding is connected to the diodes 26, 27 of the rectifier node 6. The common connection point of the diodes 26, 27 of the rectifier node 6 is the first power output A (+ U2), and the common point 29 of the secondary winding is connected to a power inductor 28, a second end of which is the output of the second power converter (-U2). The rectifier assembly 6 may also comprise damping inductances 30, 31 connected in series with the diodes 26, 27, respectively.

Возможны другие реализации, например, для работы в режиме мостового выпрямителя (на Фигурах не показано), с неразделенными на полуобмотки и последовательно включенными вторичными обмотками. Схема реализации выбирается, исходя из задачи оптимизации потерь и не влияет на заявленный технический результат.Other implementations are possible, for example, for operation in the bridge rectifier mode (not shown in the Figures), with the secondary windings not separated into half windings and connected in series. The implementation scheme is selected based on the task of optimizing losses and does not affect the claimed technical result.

В заявленном фазосдвигающем инверторном преобразователе вспомогательная индуктивность 32 установлена между выходом полумостового инвертора 2, являющегося ведущим, и началом первичной обмоткой 21 первого трансформатора 4.In the claimed phase-shifting inverter converter, an auxiliary inductance 32 is installed between the output of the half-bridge inverter 2, which is the lead, and the beginning of the primary winding 21 of the first transformer 4.

Фазосдвигающий инверторный преобразователь может дополнительно содержать компенсирующую емкость 33, установленную между выходом полумостового инвертора 3, являющегося ведомым, и концом первичной обмотки 23 второго трансформатора 5.The phase shifting inverter converter may further comprise a compensating capacitance 33 mounted between the output of the half-bridge inverter 3, which is a slave, and the end of the primary winding 23 of the second transformer 5.

Работа фазосдвигающего инверторного преобразователя происходит следующим образом. За счет поочередной коммутации пар силовых транзисторов 7, 8 и 13, 14 ведущего 2 и ведомого 3 полумостовых инверторов, к началу первичной обмотки 21 силового трансформатора 4 и к концу первичной обмотки 23 силового трансформатора 5 прикладываются выходные переменные напряжения полумостовых инверторов 2 и 3 соответственно, при этом форма подаваемого напряжения близка к меандру. Средняя точка соединения 25 первичных обмоток соединена с межконденсаторными точками 19 и 20 силовых разделительных конденсаторов 11, 12 и 17, 18. Напряжение в этой общей точке составляет половину от напряжения питания, то есть 0,5U1, следовательно, и амплитуды прикладываемых напряжений к первичным обмоткам равны ±0,5U1. Эти напряжения трансформируются до требуемого уровня и суммируются алгебраически, то есть с учетом знака (полярности) в соединенных последовательно полуобмотках вторичных обмоток 22 и 24. После выпрямления диодами 26 и 27 и сглаживания в индуктивности 28 получается постоянное выходное напряжение U2. Регулирование выходного напряжения U2 осуществляется за счет управления углом модуляции фазового сдвига между фазами выходных напряжений ведущего и ведомого полумостовых инверторов 2 и 3. При этом фаза выходного напряжения в ведомом полумостовом инверторе отстает от фазы выходного напряжения в ведущем полумостовом инверторе. Так, при нулевом угле модуляции сдвига фазы выходные напряжения с полумостовых инверторов 2 и 3 синфазны и алгебраическая сумма напряжений с учетом знака на вторичных обмотках 22 и 24 равна нулю, соответственно и выходное напряжение U2 равно нулю. При малом угле сдвига фазы выходных напряжений с полумостовых инверторов 2 и 3 в результате алгебраического суммирования напряжений, с учетом знака на выходных обмотках трансформаторов, появляются двухполярные импульсы напряжения малой скважности, а выходное напряжение U2 - низкий уровень. С увеличением угла сдвига фазы скважность импульсов возрастает, и выходное U2 напряжение растет. Однако амплитуда и форма напряжений (амплитуда равна ±0,5U1, а форма близка к меандру), прикладываемых к первичным обмоткам 21 и 23, вследствие присоединения точки соединения 25 первичных обмоток к межконденсаторным точкам 19 и 20, не зависит от угла модуляции сдвига фазы, благодаря чему в обмотках протекает постоянный ток намагничивания, который запасаясь в индуктивностях намагничивания первичных обмоток трансформаторов обеспечивает перезаряд резонансных конденсаторов 9, 10, и 15, 16 во время переключения силовых транзисторов. Тем самым реализуется режим ZVT при нулевом или минимальном выходном токе преобразователя. С ростом выходного тока преобразователя, энергии, запасенной в индуктивностях намагничивания становится недостаточно (часть уходит в нагрузку), однако все большую роль начинает играть энергия, накопленная в индуктивностях рассеяния первичных обмоток силового трансформатора, и при больших выходных токах преобразователя и значительных углах модуляции сдвига фазы ее полностью достаточно для перезаряда резонансных емкостей и обеспечения ZVT. Но, к сожалению, существует область угла модуляции сдвига фазы (от 0% до 20%) при малых и средних (от 10 до 30%) выходных токах преобразователя, когда оказывается недостаточно, ни энергии, накопленной в индуктивностях намагничивания трансформаторов (значительная ее часть уходит в соизмеримую нагрузку), ни энергии, накопленной в индуктивностях рассеяния трансформаторов (нагрузка небольшая и ток первичной обмотки еще также мал). Особенно, как подчеркнуто в цитируемой выше методике SLUP101, это касается ведущего полумостового инвертора, так как транзисторы в нем переключаются при указанных условиях на более малых токах, чем в ведомом.The phase shifting inverter Converter is as follows. Due to the alternate switching of the pairs of power transistors 7, 8 and 13, 14 of the leading 2 and slave 3 half-bridge inverters, to the beginning of the primary winding 21 of the power transformer 4 and to the end of the primary winding 23 of the power transformer 5 are applied output alternating voltages of the half-bridge inverters 2 and 3, respectively, the shape of the applied voltage is close to the meander. The midpoint of the connection 25 of the primary windings is connected to the capacitor points 19 and 20 of the power isolation capacitors 11, 12 and 17, 18. The voltage at this common point is half the supply voltage, i.e. 0.5U1, therefore, the amplitude of the applied voltage to the primary windings equal to ± 0.5U1. These voltages are transformed to the required level and summed algebraically, that is, taking into account the sign (polarity) in the secondary windings 22 and 24 connected in series, after rectification by the diodes 26 and 27 and smoothing in the inductance 28, a constant output voltage U2 is obtained. The output voltage U2 is regulated by controlling the angle of phase shift modulation between the phases of the output voltages of the master and slave half-bridge inverters 2 and 3. In this case, the phase of the output voltage in the slave half-bridge inverter lags the phase of the output voltage in the master half-bridge inverter. So, at a zero angle of phase shift modulation, the output voltages from the half-bridge inverters 2 and 3 are in phase and the algebraic sum of the voltages, taking into account the sign on the secondary windings 22 and 24, is equal to zero, respectively, and the output voltage U2 is equal to zero. At a small phase angle angle of the output voltage from the half-bridge inverters 2 and 3, as a result of the algebraic summation of the voltages, taking into account the sign on the output windings of the transformers, bipolar voltage pulses of short duty cycle appear, and the output voltage U2 is low. With an increase in the phase angle, the duty cycle of the pulses increases, and the output voltage U2 increases. However, the amplitude and shape of the voltages (the amplitude is ± 0.5U1, and the shape is close to the meander) applied to the primary windings 21 and 23, due to the connection point 25 of the primary windings to the capacitor points 19 and 20, does not depend on the phase shift modulation angle, due to which a direct magnetizing current flows in the windings, which, when stored in the magnetization inductors of the primary windings of the transformers, ensures the recharging of the resonant capacitors 9, 10, and 15, 16 during the switching of power transistors. Thus, the ZVT mode is realized at zero or minimum output current of the converter. With an increase in the output current of the converter, the energy stored in the magnetization inductors becomes insufficient (part goes to the load), however, the energy stored in the dissipation inductances of the primary windings of the power transformer begins to play an increasing role, and with large output currents of the converter and significant angles of phase shift modulation it is completely sufficient for recharging resonant capacities and providing ZVT. But, unfortunately, there is a region of the phase shift modulation angle (from 0% to 20%) at small and medium (10 to 30%) output currents of the converter, when it turns out to be insufficient, nor the energy stored in the magnetization inductors of the transformers (a significant part of it goes into a commensurate load), nor the energy stored in the dissipation inductors of the transformers (the load is small and the primary current is also small). Especially, as emphasized in the SLUP101 technique cited above, this concerns the leading half-bridge inverter, since the transistors in it switch under the indicated conditions at lower currents than in the slave.

В патенте-прототипе для компенсации недостатка энергии на перезаряд резонансных конденсаторов используют дополнительную индуктивность, включенную между выходами полумостовых инверторов. Однако это не решает указанную в SLUP101 проблему ассиметричности процессов перезаряда резонансных емкостей в ведущем и ведомом инверторных полумостах; и в то же время, так как ток, протекающий во вспомогательной индуктивности, не зависит от тока нагрузки, то в значительном диапазоне нагрузок она лишь просто дополнительно нагружает силовые транзисторы снижая общий КПД аппарата. В данной полезной модели для компенсации этого недостатка схемы используется дополнительная резонансная индуктивность, а именно, вспомогательная индуктивность 32, которая последовательно подключена только в цепь первичной обмотки 21 трансформатора 4 ведущего полумостового инвертора 2. Дополнительная энергия, накапливающаяся в этой индуктивности, помогает достичь режима ZVT и в ведущем полумостовом инверторе во всем диапазоне нагрузок. Эта индуктивность может быть выполнена насыщающейся, с целью оптимизации соотношений накопленной энергии, максимального и минимального тока, при котором она обеспечивает режим ZVT в ведущем полумосте на малых токах нагрузки, незначительно - на средних токах, и почти не оказывая влияния на больших токах нагрузки.In the patent prototype, to compensate for the lack of energy for the recharge of resonant capacitors, an additional inductance is used that is connected between the outputs of half-bridge inverters. However, this does not solve the problem of asymmetry in the processes of recharging resonant capacities in the master and slave inverter half-bridges indicated in SLUP101; and at the same time, since the current flowing in the auxiliary inductance does not depend on the load current, in a significant range of loads it only additionally loads power transistors reducing the overall efficiency of the device. In this utility model, to compensate for this drawback of the circuit, an additional resonant inductance is used, namely, an auxiliary inductance 32, which is connected in series only to the primary circuit 21 of the transformer 4 of the leading half-bridge inverter 2. The additional energy accumulated in this inductance helps to achieve ZVT mode and in the leading half-bridge inverter over the entire load range. This inductance can be saturable, in order to optimize the ratios of the stored energy, maximum and minimum current, at which it provides ZVT mode in the driving half-bridge at low load currents, slightly at medium currents, and has almost no effect on high load currents.

Соединение межконденсаторных точек силовых разделительных конденсаторов обоих полумостовых инверторов (по сравнению с прототипом) позволяет избежать протекания значительных токов через эти конденсаторы при больших нагрузках, так как силовой ток протекает только через последовательно включенные первичные обмотки силовых трансформаторов, благодаря чему конденсаторы могут быть не значительной емкости, и потери в них в разы меньше.The connection of the intercapacitor points of the power isolating capacitors of both half-bridge inverters (compared to the prototype) avoids significant currents flowing through these capacitors at high loads, since the power current flows only through the series-connected primary windings of the power transformers, due to which the capacitors may not be of significant capacity, and losses in them are many times less.

При работе преобразователя в режиме быстроменяющейся в широком диапазоне нагрузки, в нем возможно возникновение режима ассиметричного намагничивания магнитопроводов силовых трансформаторов. Это, в конечном счете, может привести к их насыщению и к выходу из строя силовых транзисторов вследствие резкого увеличения тока намагничивания первичных обмоток, либо к срабатыванию защиты силовых транзисторов, и соответственно, к отключению преобразователя и прерыванию работы, что в ряде задач недопустимо. Для исключения этой опасной ситуации может быть введена дополнительная компенсирующая емкость 33, что позволяет компенсировать рост динамической постоянной составляющей тока намагничивания первичных обмоток и не дает перейти магнитопроводам трансформаторов в режим насыщения.When the converter operates in the mode of rapidly changing over a wide range of loads, it may cause asymmetric magnetization of the magnetic circuits of power transformers. This, ultimately, can lead to their saturation and failure of power transistors due to a sharp increase in the magnetization current of the primary windings, or to the operation of the protection of power transistors, and, accordingly, to shutdown of the converter and interruption of operation, which is unacceptable in some tasks. To eliminate this dangerous situation, an additional compensating capacitance 33 can be introduced, which makes it possible to compensate for the increase in the dynamic constant component of the magnetization current of the primary windings and prevents the transformer magnetic circuits from entering saturation mode.

Кроме того, последовательно с диодами 26 и 27 выпрямительного узла 6 могут быть установлены демпфирующие индуктивности 30 и 31, обеспечивающие «мягкое» переключение этих диодов и снижающие уровень динамических потерь в них и в силовых транзисторах полумостовых инверторов, а также обеспечивающие снижение общего уровня электромагнитных помех.In addition, damping inductances 30 and 31 can be installed in series with the diodes 26 and 27 of the rectifier unit 6, providing a “soft” switching of these diodes and reducing the level of dynamic losses in them and in power transistors of half-bridge inverters, as well as reducing the overall level of electromagnetic interference .

Таким образом, благодаря тому, что дополнительная индуктивность перенесена в цепь первичной обмотки трансформатора ведущего полумоста, решена проблема ассиметричности резонансных процессов в обоих полумостах и имеется возможность полностью компенсировать динамические потери в ключах обоих инверторных полумостов во всем диапазоне выходных токов инвертора. Кроме этого, удалось значительно снизить токовую нагрузку разделительных конденсаторов полумостовых инверторов, объединив их межконденсаторные точки между собой и со средней точкой первичных обмоток трансформаторов. Благодаря введению компенсирующей емкости, удалось улучшить характеристики преобразователя в режиме быстроизменяющейся нагрузки, а ведение последовательно с диодами выпрямительного узла демпфирующих индуктивностей - дополнительно снизить уровень динамических потерь в преобразователе и общий уровень электромагнитных помех.Thus, due to the fact that the additional inductance is transferred to the primary winding circuit of the drive half-bridge transformer, the problem of the asymmetry of the resonance processes in both half-bridges is solved and it is possible to completely compensate for the dynamic losses in the keys of both inverter half-bridges in the entire range of inverter output currents. In addition, it was possible to significantly reduce the current load of the isolation capacitors of half-bridge inverters by combining their intercapacitor points with each other and with the midpoint of the primary windings of the transformers. Thanks to the introduction of compensating capacitance, it was possible to improve the characteristics of the converter in the rapidly changing load mode, and maintaining damping inductances in series with the diodes of the rectifier unit further reduced the level of dynamic losses in the converter and the overall level of electromagnetic interference.

Дополнительно следует заметить, что конструктивно трансформаторы 4 и 5 и вспомогательная индуктивность 32 могут быть выполнены в виде единого узла. Кроме того, в приведенном примере описана схема с двумя трансформаторами. Однако возможна эквивалентная реализация с одним трансформатором с разделенным сердечником и последовательно соединенными первичными обмотками и последовательно соединенными вторичными обмотками.Additionally, it should be noted that structurally the transformers 4 and 5 and the auxiliary inductance 32 can be made in the form of a single node. In addition, the above example describes a circuit with two transformers. However, an equivalent implementation with a single transformer with a divided core and series-connected primary windings and series-connected secondary windings is possible.

Claims

1. Phase shifting inverter converter, comprising a first (master) and second (slave) half-bridge inverters connected, respectively, to the first and second transformers, the secondary windings of which are connected to the rectifier unit, the output of the rectifier unit is the output of the converter, while the converter equipped with auxiliary inductance, and its half-bridge inverters are connected in parallel along the power inputs and in series - along the power outputs, each mentioned inverter contains two connections of power transistors in series, a resonant capacitor is connected in parallel to the power electrodes of each transistor, also each inverter contains two power isolation capacitors connected in series, characterized in that the primary windings of the transformers are connected in series with each other, the intercapacitor points of the pairs of power isolation capacitors of half-bridge inverters are interconnected and with the connection point of the transformer primary windings, and the auxiliary inductance is set lena between the output of the half-bridge inverter, which is the master and the primary winding of the first transformer.

2. The phase-shifting inverter converter according to claim 1, characterized in that it is additionally equipped with a compensating capacitance installed between the output of the half-bridge inverter, which is the slave, and the primary winding of the second transformer.

3. The phase-shifting inverter converter according to claim 1, characterized in that it further comprises damping inductances installed in series with the diodes of the rectifier assembly.

4. The phase-shifting inverter converter according to claim 2, characterized in that it further comprises damping inductances installed in series with the diodes of the rectifier assembly.