RU82343U1 - Амплитудный пеленгатор для автосопровождения радиоизлучений космических аппаратов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты - Google Patents

Abstract

Амплитудный пеленгатор для автосопровождения радиоизлучений космических аппаратов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, содержащий антенну (1), приемник (2), первый блок памяти (14), блок усреднения (24), первый управитель (22), датчик углового положения антенны (26), счетно-решающее устройство (27), выход антенны (1) соединен со входом приемника (2), отличающийся тем, что в него введены автокорреляционное устройство с квадратурной обработкой (15), вход которого соединен с выходом приемника (2), ко входу автокорреляционного устройства с квадратурной обработкой (15) параллельно подключены входы фазовращателя (3), первой линии задержки (7) и первый вход второго перемножителя (11), выход фазовращателя (3) соединен с первым входом первого перемножителя (4), к выходу линии задержки (7) присоединены параллельно вторые входы перемножителей (4 и 11), выход первого перемножителя (4) через последовательно соединенные фильтр нижних частот (5) и квадратор (6) подключены к первому входу сумматора (8), выход второго перемножителя (11) через последовательно соединенные фильтр нижних частот (12) и квадратор (13) подключены ко второму входу сумматора (8), выход которого подключен ко входу извлекателя корня квадратного (9), выход извлекателя корня квадратного (9) представляет собой выход амплитудного канала автокорреляционного устройства (15), вторые выходы фильтров нижних частот (5 и 12) подключены ко входам делителя напряжения (17), выход делителя напряжения (17) соединен со входом функционального преобразователя (18), выход которого представляет собой выход частотного канала автокорреляционного устройства (15), выход извлекателя корня квадратного (9) подклю�

Description

Полезная модель относится к радиомониторингу и может быть использована для пеленгования и автосопровождения подвижных носителей радиоизлучений.

При проведении радиомониторинга (РМ) излучений космических аппаратов (КА) широко используются амплитудные методы пеленгования на основе крупногабаритных зеркальных антенн.

В настоящее время из амплитудных методов пеленгования наибольшее распространение получили метод максимума и метод равносигнальной линии (метод конического сканирования). Поскольку при использовании в амплитудных пеленгаторах метода максимума существенно упрощается реализация облучателя крупногабаритных зеркальных антенн, то этот метод получил наибольшее распространение при РМ излучений геостационарных КА.

Известен амплитудный пеленгатор [1], содержащий последовательно соединенные антенну, приемник, детектор, интегратор, блок памяти амплитуд, блок сравнения, счетно-решающий блок, а также блок формирования порогового уровня.

Признаками данного аналога, совпадающими с существенными признаками заявляемого устройства, являются последовательно включенные антенна, приемник, блок памяти амплитуд, счетно-решающий блок. К причинам, препятствующим достижению технического результата, следует отнести: 1) функционирование данного пеленгатора ведется на одной рабочей частоте, что не позволяет осуществить обработку сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ).

Известен также амплитудный одноканальный многочастотный пеленгатор [2], содержащий последовательно соединенные антенну, приемник, детектор,

последовательно соединенные блок управления переключением приемных частот, блок формирования частот, выход которого соединен со вторым входом приемников «К» каналов обработки, каждый из которых состоит из последовательно соединенных интегратора, блока памяти амплитуд, блока сравнения, а также блока формирования порогового уровня, коммутатора, блока определения максимума сигнала, блока оценки спектра, счетно-решающего блока для определения угловых координат.

Признаками данного аналога, совпадающими с существенными признаками заявляемого устройства, являются антенна, приемник, блок памяти амплитуд, счетно-решающий блок. К причинам, препятствующим достижению технического результата, следует отнести; 1) непригодность данного пеленгатора для обработки сигналов с ППРЧ, поскольку большая априорная неопределенность частотно-временной структуры сигнала не позволяет осуществить своевременную настройку частотных каналов пеленгатора.

Из известных амплитудных пеленгаторов, пригодных для автосопровождения радиоизлучений КА, состоящих из сигналов с ППРЧ, наиболее близким по технической сущности является амплитудный пеленгатор, реализованный на основе метода максимума [3], содержащий последовательно соединенные антенну (А), приемник (Пр), детектор - интегратор (ДИ), к выходу которого подключены блок памяти (БП) и блок усреднения (БУ), к выходу блока памяти (БП) параллельно подключены первые входы первого и второго устройства сравнения (УС₁ и УС₂), к выходу блока усреднения параллельно подключены входы первого и второго усилителей (У₁ и У₂), а также устройства сравнения с фиксированным порогом (УС₃); выходы усилителей У₁ и У₂ подключены соответственно ко вторым входам УС₁ и УС₂, к выходу УC₁ параллельно подключены первые входы блока управления (Упр) и коммутатора (Ком), выход УС₃ подключен ко второму входу клапана (Кл), выход УС₂ подключен к первому входу Кл, а выход Кл подключен ко второму входу Ком, антенна (А) через датчик углового положения антенны (ДУП) подключена ко второму входу Упр, выход которого соединен с третьим входом

Ком, выход Ком соединен со входом счетно-решающего устройства (СРУ).

Признаками прототипа, совпадающего с признаками заявляемого устройства, являются антенна (А), приемник (Пр), блок памяти (БП), блок усреднения (БУ), блок управления (Упр), датчик углового положения антенны (ДУП) и счетно-решающее устройство (СРУ).

К недостаткам прототипа следует отнести: 1) большую погрешность при автосопровождении радиоизлучений КА, состоящих из сигналов с ППРЧ, что приводит к существенным энергетическим потерям и даже к срыву автосопровождения; 2) ограниченные функциональные возможности не позволяют вскрывать частотно-временную структуру сигналов с ППРЧ.

Задачи, на решение которых направлено заявляемая полезная модель: а) снижение погрешности автосопровождения радиоизлучений КА, обусловленной неравномерностью амплитудно-частотной характеристики приемника в случае приема широкополосных сигналов с ППРЧ; б) расширение функциональных возможностей за счет обеспечения вскрытия частотно-временной структуры сигналов с ППРЧ.

Технический результат достигается тем, что в известное устройство дополнительно введены:

а) генератор стимулирующего сигнала (ГСС), амплитудный канал автокорреляционного устройства с квадратурной обработкой (АУКО), второй блок памяти (БП₂); линия задержки (ЛЗ₂), аттенюатор (Ат) с целью контроля амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) приемника (Пр) и компенсации неравномерности АЧХ для уменьшения погрешности автосопровождения;

б) частотный канал автокорреляционного устройства (АУКО) с целью вскрытия частотно-временной структуры сигналов с ППРЧ.

Для достижения технического результата в устройство - прототип, содержащее антенну (А), приемник (Пр), блок памяти (БП₁), блок усреднения (БУ), управитель (Упр₁), датчик углового положения антенны (ДУП), счетно-решающее

устройство (СРУ), дополнительно введены: генератор стимулирующего сигнала (ГСС), пороговое устройство (ПУ), второй блок памяти (БП₂), линия задержки (ЛЗ₂), аттенюатор (Ат), опорно-поворотное устройство (ОПУ), второй управитель (Упр₂) и автокорреляционное устройство с квадратурной обработкой (АУКО), состоящее из линии задержки (ЛЗ₁), фазовращателя (Фвр), перемножителей (П₁, П₂), фильтров нижних частот (ФНЧ₁, ФНЧ₂), квадраторов (Кв₁, Кв₂), сумматора (С), извлекателя корня квадратного (ИКК), делителя напряжений (Д), функционального преобразователя ФП.

На фиг. приведена структурная схема заявляемого амплитудного пеленгатора (АП), где 1 - антенна (А); 2 - приемник (Пр); 3 - фазовращатель на 90° (Фвр); 4, 11 - перемножители (П₁, П₂); 5, 12 - фильтры нижних частот (ФНЧ₁, ФНЧ₂); 6, 13 - квадраторы (Кв₁, Кв₂); 7, 21 - линии задержки (ЛЗ₁, ЛЗ₂); 8 - сумматор (С); 9 - извлекатель корня квадратного (ИКК); 10 - пороговое устройство (ПУ); 14, 16 - блоки памяти (БП₁, БП₂); 15 - автокорреляционное устройство с квадратурной обработкой (АУКО); 17 - делитель напряжений (Д); 18 - функциональный преобразователь (ФП); 19 - генератор стимулирующего сигнала (ГСС); 20, 22 - управители (Упр₁, Упр₂); 23 - опорно-поворотное устройство (ОПУ); 24 - блок усреднения (БУ); 25 - аттенюатор (Ат); 26 - датчик углового положения антенны (ДУП); 27 - счетно-решающее устройство (СРУ).

Возможность достижения поставленной задачи полезной модели подтверждается приведенным ниже анализом работы AM.

При РМ излучений геостационарных КА с ППРЧ необходимо учитывать, что влияние таких возмущающих факторов, как несферичность Земли, сопротивление атмосферы, гравитационные поля Солнца и Луны, приводят к появлению отклонений от геостационарной орбиты в виде колебаний в плоскости орбиты по долготе и широте в пределах от долей до единиц градусов. Вышеупомянутые колебания геостационарной орбиты носят характер восьмерки, по которой КА перемещается с угловой скоростью ∈[1,7·10^-3; 2·10^-2] гр/с [4].

Функционирование АП осуществляется в несколько этапов.

На первом этапе осуществляется программное (грубое) наведение антенны (А) АП на КА с целью обнаружения радиоизлучения. После программного наведения антенны осуществляется обнаружение сигнала с ППРЧ, для чего после прохождения полезного сигнала S(t, f) и помехи n(t) через первый вход Пр, амплитудный канал АУКО (выход ИКК) и срабатывания ПУ в СРУ принимается гипотеза об обнаружении сигнала с ППРЧ Н₀.

На втором этапе производится эпизодический встроенный контроль амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) приемника (Пр) и автокорреляционного устройства с квадратурной обработкой (АУКО) с целью фиксации неравномерности АЧХ. В ходе выполнения второго этапа по командам, поступающим на вход Упр₁, с первого выхода Упр₁ открывается второй вход Пр, а со второго выхода Упр₁ включается генератор стимулирующего сигнала (ГСС) и устанавливается его уровень, исходя из условия , Р_с - мощность стимулирующего сигнала C(t, f); - оценка дисперсии помехи n(t) на входе Пр, осуществляемая в СРУ. Далее после прохождения стимулирующего сигнала C(t, f) и помехи n(t) через Пр, амплитудный и частотный каналы АУКО (выходы ИКК и ФП) и фиксации выходных эффектов К²[f(t)] и f(t) в первом и втором блоках памяти (БП₁ и БП₂) информация поступает в СРУ через третий и четвертый входы. Затем с первого выхода СРУ на Упр₁ поступают команды на выключение ГСС и включение первого входа Пр.

На третьем этапе по набору оценок амплитуды и частотных скачков осуществляется компенсация неравномерности АЧХ Пр. В ходе выполнения третьего этапа смесь сигнала S(t, f) и помехи n(f) после прохождения Пр и АУКО а) с выхода частотного канала (выход ФП) напряжение поступает в СРУ через пятый вход, в котором после вычисления величины неравномерности АЧХ Пр ΔК²(f_i) со второго выхода СРУ через Упр₂ на управляющий вход Ат поступает компенсирующее воздействие; б) с выхода амплитудного

канала (выход ИКК) напряжение через линию задержки (Л32) поступает на сигнальный вход Ат и далее с его выхода на блок усреднения (БУ).

На четвертом этапе начинается автосопровождение радиоизлучения КА на основе разновидности метода максимума-метода экстремального регулирования. В ходе выполнения четвертого этапа смесь сигнала S(t, f) и помехи n(f) после прохождения Пр и АУКО с выхода амплитудного канала (выход ИКК) через линию задержки (ЛЗ₂), аттенюатор (Ат) и блок усреднения (БУ) поступает на первый вход блока управления положением антенны (БУП), в котором определяется направление перемещения А, на второй вход БУП с третьего выхода СРУ поступают команды на пошаговое перемещение А по азимуту и углу места с помощью опорно-поворотного устройства (ОПУ).

На пятом этапе происходит вскрытие частотно-временной структуры сигнала с ППРЧ. В ходе выполнения пятого этапа смесь сигнала S(t, f) и помехи n(t} после прохождения Пр и АУКО с выхода частотного канала (выход ФП) поступает в СРУ через пятый вход, где осуществляется оценивание и фиксация набора частот f_i а также вскрытие частотно-временной матрицы (ЧВМ) сигнала с ППРЧ.

Рассмотрим особенности всех перечисленных этапов функционирования АП.

На первом этапе на вход приемника (Пр) АП с выхода антенны (А) поступает процесс y₂₁(t) представляющий аддитивную смесь сигнала S₁(t, f, α, β) и гауссовой стационарной помехи n₁(t)

y₂₁(t)=S₁(t, f, α, β)+n₁(t) при t₁≤t≤t₂; t₂-t₁=Т_ф1,

где t₁, t₂ - моменты начала первого и второго этапов функционирования АП;

T_ф1 - длительность первого этапа функционирования АП.

Сигнал S₁(t, f, α, β) имеет вид:

S₁(t, f, α, β)=S(t, f) F(α, β); S{t, f)=U_ms cos 2πf_it;

f_i=f_н+(i-1)f_ск; i∈[1,M_f]; M_f≤Δf_n/f_cк; Δf_n=f_в-f_н;

при t₁+(i-1)T_cк≤t≤t₁+iТ_ск;

α∈[α_н, α_в]; β∈[β_н, β_в]; Δα=α_в-α_н≤θ_0,5; Δβ=β_в-β_н≤θ_0,5,

где S(t, f) - сигнал с ППРЧ; F(α, β) - нормированная диаграмма направленности антенны (А); α, β - значения азимута и угла места КА; U_ms - амплитуда сигнала S(t, f); f_i - значение частоты i-го элемента частотно-временной матрицы (ЧВМ) сигнала S(t, f); f_н, f_в - нижняя и верхняя границы рабочего частотного диапазона РМ; Δf_n - ширина рабочего частотного диапазона РМ; f_ск - величина частотного скачка в ЧВМ; Т_cк - длительность элемента ЧВМ; M_f - количество частотных скачков в ЧВМ; α_н, α_в - нижняя и верхняя границы азимута КА; β_н, β_в - нижняя и верхняя границы угла места КА; Δα, Δβ - интервалы неопределенности координат КА по азимуту и углу места; θ_0,5 - ширина диаграммы направленности антенны (А).

Помеха n₁(t) соответствует квазибелому шуму с автокорреляционной функцией следующего вида

где , N_n1 - дисперсия и спектральная плотность помехи n₁(t); f₀ - средняя частота рабочего частотного диапазона РМ; N_ш - коэффициент шума Пр.

В ходе реализации первого этапа при наличии предварительной информации о координатах КА с первого выхода счетно-решающего устройства (СРУ) подаются программные целеуказания на датчик углового положения антенны (ДУП), которые затем подаются в азимутальный и угломестный каналы опорно-поворотного устройства (ОПУ) и обеспечивают грубое наведение антенны (А) АП на радиоизлучение КА с азимутом α₀ и углом места β₀.

При широком рабочем частотном диапазона РМ, когда Δf_n≥10⁹ Гц, на выходе приемника (Пр) имеем процесс

где S₂(t, f, α, β), n₂(t) - сигнал и помеха на выходе приемника; K(f) - коэффициент

передачи приемника, характеризующий его амплитудно-частотную характеристику (АЧХ); К₀ - номинальное значение коэффициента передачи; ΔK(f) - коэффициент, характеризующий неравномерность АЧХ приемника, которая обусловлена неидеальностью согласования функциональных узлов приемника, неравномерностью АЧХ полосовых фильтров, входящих в состав приемника и т.п.

При РМ сигналов с ППРЧ неидеальность АЧХ приемника приводит к появлению в выходном эффекте паразитной амплитудной модуляции, поскольку величина ΔK(f) непредсказуемо меняется для разных частот f_i, а это при использовании амплитудных методов пеленгования приводит к дополнительной погрешности и даже срыву процесса автосопровождения.

После обработки процесса y₂(t) в автокорреляционном устройстве с квадратурной обработкой (АУКО) получаем на выходе фильтров нижних частот ФНЧ₁ и ФНЧ₂ два квадратурных напряжения

где y₂₁(t) - квадратурная составляющая напряжения y₂(t); S₂₁(T, f, α₀, β₀) - квадратурная составляющая сигнала S₂(T, f, α₀, β₀); Т - постоянная интегрирования

ФНЧ₁ и ФНЧ₂; τ - величина временного сдвига, вносимого линией задержки (ЛЗ₁); U_s(T, f, α₀, β₀), U_c(T, f, α₀, β₀) - синусная и косинусная составляющие полезного эффекта, обусловленные взаимодействием типа «сигнал - сигнал»; n₃₁(T), n₃₂(Т) - синусная и косинусная составляющие выходного эффекта обусловленные взаимодействием типа «помеха - помеха» и «сигнал - помеха»; К_п - коэффициент передачи перемножителей П₁ и П₂ размерностью 1/В.

Величина временного сдвига, вносимого ЛЗ₁ для обеспечения однозначного оценивания частоты в АУКО выбирается из условия τ=1/2Δf_n, а постоянная интегрирования Т=Т_cк. После квадратурной обработки напряжений y₃₁(Т) и у₃₂(Т) на выходе амплитудного канала АУКО, соответствующего выходу извлекателя корня квадратного (ИКК), получаем напряжение

где U₁(T, f, α₀, β₀) - полезный эффект, обусловленный взаимодействием типа «сигнал - сигнал»; n₄(Т) - мешающий эффект, обусловленный взаимодействием типа «помеха - помеха» и «сигнал - помеха»; m_si - коэффициент паразитной амплитудной модуляции, обусловленный неравномерностью АЧХ приемника, при приеме элемента сигнала с частотой f_i.

После завершения программного наведения антенны (А) АП на радиоизлучение КА, когда F(α₀, β₀)≥0,25, на выходе порогового устройства обеспечивается обнаружение сигнала, если справедливо условие

Н₀:y₄(T)>U_пор,

где Н₀ - гипотеза об обнаружении сигнала; U_пор - пороговое напряжение.

Кроме того, напряжение у₄(Т) поступает в счетно-решающее устройство (СРУ), где осуществляется оценивание амплитуды сигнала .

После обнаружения сигнала начинается этап эпизодического встроенного контроля АЧХ приемника. При этом вход приемника закрывается для приема полезного сигнала S(t, f) и на интервале времени от t₂ до t₂+T подается только помеха n₁(t) а затем включается ГСС и дополнительно подается стимулирующий сигнал C(t, f), который представляет собой процесс с линейным законом изменения частоты

C(t, f)=A_c cos 2πf_с(t) при t₂+Т≤t≤t₃;

где А_с, Т_c - амплитуда и длительность стимулирующего сигнала; γ - скорость перестройки частоты; t₂, t₃ - моменты начала второго и третьего этапов функционирования AП; f_c(f) - закон изменения частоты C(t, f). На выходе приемника при этом имеем напряжение

где X₂₁(t) - аддитивная смесь стимулирующего сигнала C(t, f) и помехи n₁(t) на входе приемника (Пр); C₁(t, f) - стимулирующий сигнал на выходе приемника (Пр); K[f_c(t)] - коэффициент передачи приемника (Пр) при панорамном встроенном контроле.

После обработки процесса X₂₂(t) в АУКО на выходе ФНЧ₁ и ФНЧ₂ получаем напряжения

где U_cs(t, T), U_cc(t, T) - синусная и косинусная составляющие полезного эффекта, обусловленные взаимодействием типа «сигнал - сигнал» при приеме

стимулирующего сигнала C₁(t, f).

После квадратурной обработки

а) на выходе амплитудного канала АУКО, т.е. на выходе ИКК, имеем напряжение

б) на выходе частотного канала АУКО, т.е. выходе на выходе функционального преобразователя (ФП) имеем напряжение

где U₂₁(t, Т) - полезный эффект, соответствующий квадрату АЧХ приемника; U₂₂(t, Т) - полезный эффект, соответствующий закону изменения частоты при снятии панорамной АЧХ приемника; n₄₁(Т), n₄₂(Т) - мешающие эффекты на выходе амплитудного и частотного каналов АУКО соответственно.

Напряжения X₄₁(t, Т) и X₄₂(t, Т) запоминаются в первом и втором блоках памяти (БП₁, БП₂) соответственно, а затем обрабатываются в счетно-решающем устройстве, где совмещаются во времени оценки квадрата АЧХ приемника K²[f_c(t)] и закона изменения частоты стимулирующего сигнала C(t, f) при снятии АЧХ . После завершения второго этапа вход приемника открывается для обработки сигналов с ППРЧ. Далее начинается третий этап функционирования АП, в ходе которого осуществляется компенсация неравномерности АЧХ приемника в реальном масштабе времени, т.е. при приеме каждого элемента ЧВМ сигнала с ППРЧ.

В этом случае на вход приемника поступает процесс

Z₁(t)=S₁(t, f,α₀, β₀)+n₁(t) при t₃≤t≤t₄,

t₄-t₃=T_a, T_а≫T,

где t₄ - момент начала четвертого этапа функционирования АП; T_а - постоянная интегрирования АП; Т_а - постоянная интегрирования блока усреднения (БУ).

После прохождения процесса Z₁(f) через приемник (Пр) и АУКО на выходе его амплитудного и частотного каналов получаем напряжение

где U₄₁(T, f, α₀, β₀), U₄₂(T, f, α₀, β₀) - полезные эффекты на выходах амплитудного и частотного каналов соответственно.

В счетно-решающем устройстве (СРУ) после обработки напряжения Z₄₂(T) формируются оценка частоты f_i i-го элемента ЧВМ сигнала с ППРЧ.

Далее в СРУ на основе оценки частоты путем использования ранее запомненной АЧХ приемника K²[f_c(t)] определяется величина коэффициента передачи приемника по мощности и формируется управляющее воздействие для каждого элемента , подаваемое с третьего выхода СРУ на управляющий вход аттенюатора (Ат) через второй управитель (Упр₂), для обеспечения компенсации неравномерности АЧХ приемника и уменьшения погрешности автосопровождения.

Напряжение с выхода амплитудного канала U₄₁(T, f, α₀, β₀) через вторую линию задержки (ЛЗ₂) поступает на сигнальный вход аттенюатора (Ат) и далее на блок усреднения (БУ). Линия задержки (ЛЗ₂) обеспечивает временную синхронизацию воздействий на сигнальный и управляющий входы Ат. Величина временного сдвига τ_лз, вносимого ЛЗ₂, выбирается из условия τ_лз=τ_сру,

Т_сру - время, необходимое для формирования управляющего воздействия ΔU_i.

Полезный эффект на выходе блока усреднения (БУ) при отсутствии и наличии управляющих воздействий ΔU_i и Ат определяется из следующих соотношений:

где m_si, δm_si - коэффициенты паразитной амплитудной модуляции полезного выходного эффекта при приеме элемента ЧВМ сигнала S(t, f) с частотой f_i при отсутствии и наличии компенсации неравномерности АЧХ приемника; m_s, δm_s - коэффициенты паразитной амплитудной модуляции полезного выходного эффекта после усреднения n_ас элементов ЧВМ сигнала S(t, f) с разными случайными частотами при отсутствии и наличии компенсации неравномерности АЧХ приемника.

В ходе четвертого этапа функционирования АП осуществляется допоиск радиоизлучений КА и переход в режим сопровождения.

При использовании метода экстремального регулирования алгоритм до-поиска радиоизлучения КА состоит из операций (шагов) допоиска по азимуту α и углу места β.

Допоиск по азимуту α описывается следующим алгоритмом:

где ..., ..., - напряжение на выходе блока усреднения (БУ) на первом. j₁ и n_α, шагах допоиска по азимуту; T_ш - длительность шага допоиска; θ_ш - величина шага допоиска по углу места; T_α - время допоиска по азимуту; - оценка азимута КА.

После завершения допоиска по азимуту начинается допоиск по углу места β, который описывается следующим алгоритмом:

где ..., ..., - напряжение на выходе блока усреднения (БУ) на первом, j₂ и n_β шагах допоиска по углу места; T_β - длительность шага допоиска; - оценка угла места КА.

В соответствии с приведенными алгоритмами допоиск по азимуту и углу места представляет собой пошаговую экстремальную процедуру на основе метода максимума, которая осуществляется по командам, формируемым в датчике углового положения антенны (ДУП) при поступлении напряжений с выхода блока усреднения. При допоиске по азимуту команды

с ДУП поступают на азимутальный канал опорно-поворотного устройства (ОПУ), а при допоиске по углу места команды с ДУП поступают на угломестный канал ОПУ.

После завершения допоиска начинается автосопровождение радиоизлучения КА, в ходе которого постоянно реализуются усеченная экстремальная поисковая процедура, состоящая из трех шагов поиска по каждой из координат для определения знака углового рассогласования и осуществления его отработки.

Далее реализуется пятый этап функционирования АП, в ходе которого производится вскрытие ЧВМ сигнала с ППРЧ по результатам оценок на выходе частотного канала АУКО. Оценка частоты каждого элемента ЧВМ сигнала с ППРЧ формируется на основе использования эффекта, снимаемого с выхода ФП,

где - напряжение на выходе ФП, соответствующее i-му элементу ЧВМ сигнала с ППРЧ после того как антенна АП точно наведена на радиоизлучение КА; t₅ - момент начала пятого этапа функционирования АП.

При анализе качества функционирования АП рассмотрим соотношения, определяющие его основные характеристики.

Эффективность АП на первом этапе функционирования характеризуется вероятностями правильного обнаружения D и ложной тревоги α. Поскольку распределение напряжения на выходе ИКК соответствует закону Релея-Райса, то при этом имеем:

где - функция Маркума; g_п - нормированный порог; r_s(τ) - коэффициент автокорреляции сигнала S(t, f), при временном сдвиге τ, вносимом ЛЗ₁; g₀ - отношение сигнал/помеха по напряжению на выходе амплитудного канала АУКО; - входное отношение сигнал/помеха по мощности на первом этапе.

На втором этапе в СРУ осуществляется фиксация функций К²[f_c(t)] и f_c(t) с погрешностями, которые определяются следующими соотношениями:

где - относительная среднеквадратическая погрешность оценивания передаточной функции Пр; σf_c(t) - среднеквадратическая погрешность оценивания закона изменения частоты стимулирующего сигнала C(t, f); g₂₁, g₂₂ - минимальное значение отношения «стимулирующей сигнал/помеха»

по напряжению на выходе амплитудного и частотного каналов АУКО; - отношение «стимулирующий сигнал/помеха» по мощности на входе Пр.

На третьем этапе осуществляется компенсация неравномерности АЧХ Пр. Качество компенсации зависит от относительной погрешности фиксации в процессе контроля квадрата передаточной функции Пр и среднеквадратичной погрешности оценивания коэффициента паразитной амплитудной модуляции σm_si, при приеме отдельных элементов ЧВМ сигнала с ППРЧ. При этом имеем

где δm_si - коэффициент паразитной амплитудной модуляции с учетом не идеальности канала компенсации; Р_дов - доверительная вероятность.

Следует учитывать, что необходимость в компенсации неравномерности АЧХ имеется на всех последующих этапах функционирования АП, а при этом меняется за счет увеличения коэффициента F(α₀, β₀), который на этапе автосопровождения стремится .

Если полагать, что на интервале усреднения в БУ T_а набор из n_ас принятых элементов ЧВМ сигнала с ППРЧ с разными значения коэффициента паразитной амплитудной модуляции может быть заменен моделью квазибелого шума с шириной спектра Δf_m, то при этом на выходе блока усреднения (БУ) при отсутствии и наличии компенсации неравномерности АЧХ приемника соответственно имеем:

Среднеквадратическая погрешность автосопровождения АП σθ₁₍₂₎ определяется

следующими соотношениями:

где σα₁, σβ₁ - среднеквадратичные погрешности автосопровождения по азимуту и углу места при отсутствии и наличии компенсации в АП неравномерности АЧХ Пр; σ₁θ - среднеквадратичная флуктационная погрешность пеленгования; μ - крутизна пеленгационной характеристики АП; К_м - коэффициент, зависящий от шага перемещения А θ_ш; g₄ - отношение сигнал/помеха по напряжению на выходе БУ; - входное отношение сигнал/помеха по мощности в режиме автосопровождения; σ₂₁θ, σ₂₂θ - среднеквадратичные погрешности пеленгования при отсутствии и наличии канала компенсации в АП; σ₃θ - среднеквадратичная погрешность пеленгования, обусловленная дискретным перемещением А; θ_0,5 - ширина диаграммы направленности А.

На пятом этапе для обеспечения вскрытия ЧВМ сигнала с ГШРЧ необходимо, чтобы частотный канал АУКО обеспечивал допустимую среднеквадратичную погрешность оценивания частоты каждого элемента ЧВМ сигнала с ППРЧ σf_sд, исходя из следующих соотношений:

где Р_дов - доверительная вероятность; - отношение сигнал/помеха по

напряжению на выходе ФП.

Для иллюстрации приведенных выше соотношений рассмотрим пример при следующих исходных данных: диаметр антенны АП d=7 м; коэффициент использования площади антенны η=0,7; средняя частота рабочего частотного диапазона РМ f₀=20 ГГц; ширина рабочего частотного диапазона Δf_n=10⁹ Гц; величина углового шага перемещения антенны по азимуту и углу места θ_ш=0,1θ_0,5; величина интервала допоиска по азимуту и углу места θ₀=Δα₀=Δβ₀=0,7θ_0,5; длительность элемента ЧВМ сигнала с ППРЧ T_ск=10^-3 с; количество частотных скачков в ЧВМ М_f=250; коэффициент шума приемника N_щ=10; неравномерность АЧХ приемника ΔK²(f)=3 дБ; максимальная угловая скорость перемещения КА =2·10^-2 гр/с.

Коэффициент усиления G и ширина диаграммы направленности антенны θ_0,5 определяется из соотношений:

λ₀=c/f₀; с=3·10⁸ м/с; θ_0,5=60λ₀/d (гр)

и соответственно равен G=2,15·10⁵; θ_0,5=0,13 гр.

Величины интервала допоиска θ₀ и углового шага соответственно равны 0,09 гр и 0,013 гр. При использовании для аппроксимации диаграммы направленности антенны АП выражения F²(α, β)=F²(θ)=exp крутизна пеленгационной характеристики АП при θ≈θ_ш равна μ=0,3/θ_0,5=0,23 1/гр, а коэффициент энергетических потерь на момент начала допоиска, когда θ₀=0,7θ_0,5=0,09 гр, составляет F²(α₀, β₀)=0,25.

Допустимая среднеквадратическая погрешность оценивания частоты элемента ЧВМ сигнала с ППРЧ σf_sд при доверительной вероятности Р_д=0,95 определяется из соотношения σf_sд==10⁶ Гц.

При крутизне дискриминационной характеристики частотного канала

АУКО S=π/Δf_n=3,14·10^-9 1/Гц, Т=T_cк=10^-3 с, r_s(τ)→1, τ=1/2Δf_n, значения выходного отношения сигнал/помеха по напряжению g₅ и входного отношения сигнал/помеха по мощности рассчитываются следующим образом

и

Поскольку режим вскрытия ЧВМ сигнала с ППРЧ является наиболее сложным в энергетическом плане, то при этом он определяет требования к чувствительности АП для всех этапов функционирования, кроме второго этапа

При обнаружении сигнала S(t, f) с учетом вышеизложенного выходное отношение сигнал/помеха по напряжению равно

что обеспечивает гарантированное обнаружение сигнала (D→1 при α≤10^-6).

При проведении встроенного контроля, как показано выше входное отношение сигнал/помеха устанавливается равным единице, чтобы исключить влияние нелинейности амплитудной характеристики приемника на достоверность контроля, которая определяется следующими соотношениями:

где - относительная среднеквадратичная погрешность оценки дисперсии помехи , приведенной ко входу Пр.

На этапе компенсации неравномерности АЧХ приемника, если ΔK²(f)=3 дБ, коэффициент паразитной амплитудной модуляции сигнала S(t) на выходе

амплитудного канала АУКО составляет m_si=0,96, а после компенсации на основе результатов встроенного контроля на выходе аттенюатора (Ат) уменьшается до величины δm_si=4m_si/g₂₁=4,6·10^-3.

Если полагать, что неравномерность АЧХ, представленная набором элементов ЧВМ сигнала S(t, f) на интервале усреднения в БУ Т_а представляет собой квазибелый шум с верхней граничной частотой Δf_м, то на выходе БУ коэффициент паразитной амплитудной модуляции при отсутствии канала компенсации и равен при наличии канала компенсации. Допустимое время усреднения в БУ при условии, что Т_а=Т_ш, может быть определено с учетом динамики перемещения КА следующим образом

с при Δθ_д≤0,3θ_ш,

где Δθ_д - угловое перемещение КА за время Т_а.

Если предположить Δf_м=50 Гц, то получаем, что m_s=0,3 и δm_s=1,45·10^-3. Среднеквадратичная величина полной погрешности автосопровождения при отсутствии и наличии компенсации рассчитывается соответственно следующим образом:

В предлагаемом АП среднеквадратичная погрешность автосопровождения уменьшается в K_θ==5 раз. Поскольку шаг допоиска составляет θ_ш=0,1θ_0,5, то при отсутствии в АП канала компенсации возможен срыв автосопровождения, если δK²(f)≥3 дБ. Вскрытие ЧВМ обеспечивается с вероятностью Рд=0,95.

Таким образом, поставленные цели полезной модели достигнуты, и предлагаемое устройство обеспечивает существенное снижение погрешности

автосопровождения и достоверное вскрытие частотно-временной структуры сигналов с ППРЧ.

Реализация устройства не вызывает затруднения. Все его функциональные узлы являются типовыми и могут быть выполнены на основе современной элементной базы.

Claims (1)

1. Амплитудный пеленгатор для автосопровождения радиоизлучений космических аппаратов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, содержащий антенну (1), приемник (2), первый блок памяти (14), блок усреднения (24), первый управитель (22), датчик углового положения антенны (26), счетно-решающее устройство (27), выход антенны (1) соединен со входом приемника (2), отличающийся тем, что в него введены автокорреляционное устройство с квадратурной обработкой (15), вход которого соединен с выходом приемника (2), ко входу автокорреляционного устройства с квадратурной обработкой (15) параллельно подключены входы фазовращателя (3), первой линии задержки (7) и первый вход второго перемножителя (11), выход фазовращателя (3) соединен с первым входом первого перемножителя (4), к выходу линии задержки (7) присоединены параллельно вторые входы перемножителей (4 и 11), выход первого перемножителя (4) через последовательно соединенные фильтр нижних частот (5) и квадратор (6) подключены к первому входу сумматора (8), выход второго перемножителя (11) через последовательно соединенные фильтр нижних частот (12) и квадратор (13) подключены ко второму входу сумматора (8), выход которого подключен ко входу извлекателя корня квадратного (9), выход извлекателя корня квадратного (9) представляет собой выход амплитудного канала автокорреляционного устройства (15), вторые выходы фильтров нижних частот (5 и 12) подключены ко входам делителя напряжения (17), выход делителя напряжения (17) соединен со входом функционального преобразователя (18), выход которого представляет собой выход частотного канала автокорреляционного устройства (15), выход извлекателя корня квадратного (9) подключен: а) к первому входу счетно-решающего устройства (27) непосредственно; б) ко второму входу счетно-решающего устройства (27) через последовательно включенное пороговое устройство (10); в) к третьему входу счетно-решающего устройства (27) через последовательно включенный первый блок памяти (14); г) ко входу второй линии задержки (21); выход функционального преобразователя (18) подключен: а) к четвертому входу счетно-решающего устройства (27) через последовательно включенный второй блок памяти (16); б) к пятому входу счетно-решающего устройства (27) непосредственно; выход генератора стимулирующего сигнала (19) соединен со вторым входом приемника;

   первый выход счетно-решающего устройства (27) соединен со входом второго управителя (20), выход которого подключен к управляющим входам генератора стимулирующего сигнала (19) и приемника (2), выход второй линии задержки (21) соединен со входом аттенюатора (25), управляющий вход которого соединен со вторым выходом счетно-решающего устройства (27) через последовательно включенный первый управитель (22), выход аттенюатора (25) соединен через последовательно включенный блок усреднения (24) с первым входом датчика углового положения антенны (26), ко второму входу которого подключен третий выход счетно-решающего устройства (27), выход датчика углового положения антенны (26) подключен к антенне (1) через последовательно включенное опорно-поворотное устройство (23).