RU353U1 - Электроплита индукционного нагрева - Google Patents

Abstract

Электроплита индукционного нагрева, содержащая последовательно соединенные источник питания, высокочастотный тиристорный преобразователь и индуктор, а также блок управления, подключенный к управляющие входу высокочастотного тиристорного преобразователя, отличающаяся тем, что введены диод, дополнительные блок управления и источник питания, напряжение которого на порядок меньше напряжения основного источника питания, подключенный через согласно с ним включенный диод к одноименным выходам основного источника питания, а выходы дополнительного блока управления подключены к управляющим входам основного источника питания.

Description

Электроплита индукционного нагрева

Устройство относится к преобразовательной технике и может применяться в индукционных электроплитах бытового и промышленного назначения.

Известна Кухонная индукционная печь по патенту США и 4556770, кл.МКИ Н05В 6/06, публ. 03.12.85 г., т.1061 «1. Печь имеет источник питания переменного тока,выпрямитель и сглаживающий фильтр, питающие высокочастотный транзисторный преобразователь, нагрузкой которого является индукционная катушка (индуктор) с расположенной на ней наплитной посудой из соответствующего материала. Преобразователь формирует в индукторе периодическую последовательность пачек высокочастотных импульсов тока с регулируемой скважностью следования пачек, при этом возникающие в индукторе электромагнитное поле индуцирует в днище наплитной посуды вихревые токи, которые и нагревают её.

К недостаткам данного устройства можно отнести значительные потери мощности в дросселе низкочастотного фильтра питания.

Известны также электроплиты CS-140 и CS-150 фирмы Мицубиси электрик, IC-60 фирмы Саньо, KY-1600T фирмы Панасоник (см.каталоги перечисленных фирм), высокочастотные преобразователи которых также построены на транзисторах. Данные устройства надёжны в работе и обеспечивают плавное регулирование мощности нагрева.

Однако, эти устройства не допускают работу от сети переменного тока напряжением 220 В, так как высокочастотные преобразователи данных электроплит питаются непосредственно выпрямленным напряжением питающей сети, и напряжение на транзисторе преобразователя достигает предельно допустимых для него значений уже при напряжении питающей сети 127 В.

Наиболее близкой по технической сущности к предлагаемому устройству является Схема управления и ограничения тока для индукционной линии по патенту США № 4564733, кл.МКИ Н05В 6/06, публ. 14.01.86 г., т.1062 №2, которая и принимается за ближайший аналог. Устройство содержит подключённые к питающей сети через мостовой выпрямитель и низкочастотный фильтр две электрически возбуждаемые нагревательные секции, состоящие из индукторов с

кл.МКИ Н05В 6/06

конденсаторами, колебания в которых возбуждаются с помощью тиристоров высокочастотного преобразователя. Устройство содержит также схему управления, которая построена таким образом, что исключает одновременное срабатывание цепей управления тиристорами, и, следовательно, ограничивает броски тока, потребляемого из питающей сети.

Среди недостатков ближайшего аналога можно отметить значительные потери мощности в дросселе низкочастотного фильтра питания и резисторе демпфирующей цепи тиристора высокочастотного преобразователя, что снижает общий коэффициент полезного действия (КПД) устройства и увеличивает нежелательное тепловыделение внутри устройства, наибольшее при номинальной (максимальной) мощности нагрева.

При создании устройства решалась эадача повышения КПД устройства и, соответственно, уменьшений тепловыделения на элементах устройства за счёт исключения потерь мощности -в- дросселе низкочастотного фильтра цепи питания и сокращения пот,ерь мощности в резисторе демпфирующей цепи тиристора высокочастотного преобразователя. Поставленная задача решается путём изменения схемы питания высокочастотного тиристорного преобразователя, которая в предлагаемом устройстве не содержит низкочастотный фильтр питания. Этим исключаются потери мощности в дросселе фильтра (омические потери в обмотке, потери в сердечнике). Однако, питающее напряжение тиристорного преобразователя будет представлять собой не постоянное выпрямленное напряжение, а последовательность полусинусоид одной полярности, что может привести к опрокидыванию преобразователя и короткому замыканию выпрямителя устройства.

Действительно, при снижении мгновенного напряжения на входе пре-

образователя ниже определённого уровня, ток тиристора преобразователя уменьшается и приближается к току удержания тиристора. Соответственно увеличивается сопротивление анод - катод в открытом состоянии и нарушается условие перезаряда разрядной ёмкости преобразователя: RBH + Rnp 2 ,

- 2 ЕГ

MOSffVe

где: RBH - сопротивление индуктора с учётом вносимого сопротивления наплитной посуды;

Rnp - прямое сопротивление анод - катод открытого тиристора;

Lp, Ср - соответственно индуктивность и ёмкость разрядного контура преобразователя (см. фиг.2, элементы 3 и 17).

Это явление приводит к уменьшению времени, предоставляемого схемой тиристору для восстановления его электрической прочности, вызывает повторное отпирание его и, как следствие - опрокидывание преобразователя. Для предотвращения опрокидывания в схему устройства вводится дополнительный маломощный источник питания с напряжением на порядок меньшим амплитудного напряжения выпрямителя. Данный источник через дополнительный диод подключается к силовому входу преобразователя. Тем самым обеспечивается попеременное питание преобразователя от двух источников: от выпрямителя, когда его выходное напряжение превышает выходное напряжение дополнительного источника, и от дополнительного источника в остальные интервалы времени. Величина выходного напряжения дополнительного источника выбирается из условия обеспечения необходимого времени выключения тиристора.

Регулирование мощности нагрева при такой форме питающего преобразователь напряжения следует осуществлять изменением скважности полупериодов выходного напряжения выпрямителя при постоянной частоте тока в индукторе.

При регулировании мощности нагрева от нуля до максимума, скважность следования полупериодов выпрямленного напряжения сети на выходе выпрямителя изменяется от бесконечности до единицы (в случае двухполупериодного выпрямителя). Применённая система питания преобразователя позволяет уменьшить мощность, выделяющуюся в резисторе демпфирующей цепи тиристора.

- Z Сравним потери мощности в резисторе демпфирующей цепи устройства - ближайшего аналога и предлагаемого устройства в режиме максимальной мощности, которая для обоих устройств принимается одинаковой.

Положим в обоих устройствах одинаковым коэффициент использования тиристоров по напряжению, т.е. максимальные значения прямых напряжений на тиристорах равны Um. Примем равными параметры R и С демпфирующих цепей, а также частоту, на которой осуществляется нагрев. Примем также во внимание, что частота напряжения питающей сети значительно меньше выходной частоты преобразователя.

При указанных условиях мощность, рассеиваемая в резисторе демпфирующей цепи для устройства - ближайшего аналога будет равна:

где Ра - мощность, выделяющаяся в резисторе демпфирующей

цепи для устройства - аналога;

Ue - действующее значение напряжения на входе преобразователя, равное Um (см. фиг. За); fu - выходная частота преобразователя.

Мощность, рассеиваемая в демпфере предлагаемого устройства, определяется:

Pn 0. 0.,

т.е.потери мощности в резисторе демпфирующей цепи предлагаемого устройства в два раза меньше соответствующих потерь ближайшего аналога, т.к. U« для предлагаемого устройства равно:

(см. Фиг. 36).

Благодаря принятым техническим решениям предлагаемое устройство обладает более высоким КПД за счёт сокращения тепловых потерь. При этом в устройстве обеспечивается более лёгкий тепловой режим электроэлементов, что повышает надёжность его работы.

- Л Ре. С Ue fu,

Ue ,

Кроме того, использование питающего преобразователь напряжения в виде последовательности полусинусоид одной полярности позволяет производить коммутацию этого напряжения (при регулировании мощности, при включении и выключении плиты) при минимальных мгновенных его значениях, что снижает перенапряжения на тиристоре преобразователя, обеспечивая его надёжную работу.

На фиг. 1 представлена структурная схема электроплиты индукционного нагрева, на фиг. 2 дан конкретный вариант конструктивного выполнения плиты. На Фиг. 3 показаны графики, поясняющие работу устройства, при этом: на фиг. За и 36 - изображены напряжения на входе тиристорного

преобразователя соответственно устройства ближайшего аналога и предлагаемого устройства; на фиг. Зв - изображены импульсы на выходе мультивибратора

с регулируемой скважностью дополнительного

блока управления 6; на фиг. Зг - изображены импульсы на выходе формирователя

импульсов дополнительного блока управления 6; на фиг. Зд - изображены импульсы управления на выходе блока

управления 6; на фиг. Зе - изображено напряжение на выходе дополнительного

источника питания 7; на фиг. Зж - изображено напряжение на выходе источника

питания 1; на фиг. Зз - изображено результирующее напряжение питания,

подводимое к преобразователю 2; на фиг. Зи - изображены импульсы управления на выходе блока

управления 4; на фиг. Зк - изображены импульсы тока в индукторе 3.

На фигурах 4 и 5 даны конкретные варианты выполнения блоков управления соответственно 4 и 6.

Предлагаемое устройство содержит последовательно соединённые источник питания 1, высокочастотный тиристорный преобразователь 2 и индуктор 3, а также основной блок управления 4, к выходу которого подключён управляющий вход (управляющий электрод тиристора) высокочастотного тиристорного преобразователя 2. Устройство содержит также дополнительный блок управления 6, дополнительный ис-/точник питания 7, один из выходов которого через согласно с ним включённый диод 5 подключён к одноимённому выходу основного источника питания 1. Вторые выходы источников питания соединены между собой. Входы обоих источников питания соединены с питающей сетью.

Дополнительный источник питания 7 содержит понижающий трансформатор 19, диоды 20 и 21, фильтрующий конденсатор 22. При этом выходы дополнительного блока управления 6 подключены к управляющим входам основного источника питания 1, который выполнен по мостовой схеме на тиристорах 8, 9, и диодах 10, 11 (см.фиг.2). Управляющими входами источника питания 1 являются управляющие электроды тиристоров 8, 9. Высокочастотный тиристорный преобразователь 2 содержит последовательно соединённые высокочастотный дроссель 12 и тиристор 13 с обратным диодом 14. Параллельно тиристору 13 подключена демпфирующая цепь из резистора 15 и конденсатора 16. Между одним из выходов преобразователя 2 и тиристором 13 включён конденсатор 17. К выходам преобразователя 2 подключён индуктор 3 с установленной на нём наплитной посудой 18.

Блок управления 4 содержит (см. фиг.4) автоколебательный мультивибратор и усилитель. Мультивибратор выполнен по типовой схеме на трёх элементах И-НЕ. Длительность формируемого мультивибратором короткого импульса управления тиристором преобразователя определяется временем заряда конденсатора С1 через внутреннее сопротивление диода VD1. Период следования импульсов управления определяется временем разряда конденсатора С1 через резистор R2. Резистор R1 служит для ограничения входного тока элемента DD1. Элемент DD1.4 используется в качестве буферного. Выход мультивибратора соединён со входом усилителя. Усилитель выполнен на транзисторе VT1 и имеет трансформаторный выход. Резистор R3 ограничивает ток базы транзистора VT1. Выходом блока управления является вторичная обмотка трансформатора Т1 усилителя, сигнал управления с которой поступает на управляющий электрод тиристора 13 (см. фиг.2) высокочастотного преобразователя. Форма импульсов управления представлена на фиг. Зи.

Конкретный вариант конструктивного выполнения блока управления 6 представлен на фиг. 5. Блок управления 6 содержит формирователь импульсов, мультивибратор с регулируемой скважностью, схе(j

-/му совпадения и усилитель. Формирователь импульсов выполнен на триггере Шмитта DD1 и инверторе DD2.1. Он формирует короткие импульсы в моменты перехода напряжения питающей сети через ноль (см. фиг.Зг). Резистор R1 определяет входное сопротивление формирователя импульсов, конденсатор С1 - разделительный. Резистивный делитель R3, R4 определяет напряжение смещения для микросхемы DD1. Длительность импульсов, вырабатываемых формирователем определяется дифференцирующей цепочкой С2, R6, R7 и VD3. Для двухполупериодного выпрямителя частота следования импульсов на выходе формирователя равна удвоенной частоте питающей сети. Мультивибратор с регулируемой скважностью выполнен по типовой схеме на трёх элементах И-НЕ (DD2.2, DD2.3 и DD2.4). Период формируемых мультивибратором импульсов определяется параметрами конденсатора С6 и резистора R2, скважность импульсов (см. фиг.Зв) регулируется переменным резистором R2. Выходы формирователя импульсов и мультивибратора с регулируемой скважностью соединены со входами схемы совпадения. Схема совпадения выполнена на элементе И-НЕ DD3.1. На выходе схемы совпадения формируются пачки коротких однополярных импульсов (см. фиг.Зд), начало которых совпадает с моментом перехода напряжения питающей сети через ноль, а частота следования импульсов равна удвоенной частоте питающей сети.

Скважность и период следования пачек импульсов определяются мультивибратором. Усилитель выполнен на транзисторе VT1 и имеет трансформаторный выход. Резистор R8 ограничивает ток базы транзистора VT1. Выходами дополнительного блока управления являются вторичные обмотки трансформатора Т1 усилителя, сигналы управления с которых (см. фиг.Зд) поступают на управляющие электроды тиристоров 8 и 9 (см. фиг.2) мостового выпрямителя.

Предлагаемое устройство работает следующим образом.

При подключении устройства к сети переменного тока появляется напряжение на выходе дополнительного источника питания 7, Регулятор мощности нагрева (потенциометр R2, фиг.5) дополнительного блока управления 6 находится в минимальном положении, поэтому импульсы управления с выходов дополнительного блока управления 6 на тиристоры 8 и 9 источника питания 1 не поступают, и его выходное напряжение равно нулю, а высокочастотный преобразователь 2 питается от дополнительного источника 7. Конденсатор 17 преоб- разователя 2 заряжается от дополнительного источника через диод 5 и дроссель 12. Одновременно подаётся питающее напряжение на блоки управления 4 и б и с выхода блока управления 4 начинают поступать импульсы управления (см. фиг.Зк) на управляющий электрод тиристора 13 преобразователя 2. В момент поступления импульса управления на управляющий электрод тиристора 13 последний отпирается и конденсатор 17 начинает перезаряжаться через индуктор 3 и открытый тиристор 13. Перезаряд конденсатора 17 имеет колебательный характер, поэтому положительная полуволна тока перезаряда проходит через тиристор 13, а отрицательная - через диод 14, создавая обратное напряжение для тиристора 13, благодаря чему он восстанавливает свои запирающие свойства, а ток в вентильной группе (тиристор 13 и диод 14) прекращается. Прошедшие при этом через индуктор 3 две полуволны тока индуцируют в днище наплитной посуды вихревые токи, которые и нагревают её. Затем вновь осуществляется заряд конденсатора 17 от дополнительного источника питания 7 и при поступлении очередного импульса управления от блока управления 4 процессы в устройстве повторяются. Форма тока в индукторе 3 представлена на фиг.Зк.

Регулирование мощности нагрева осуществляется изменением величины среднего значения напряжения, питающего преобразователь 2. Это изменение производится путём регулировки скважности следования полупериодов выпрямленного напряжения сети, прикладываемых к преобразователю. При установке регулятора мощности нагрева (переменный резистор R2, фиг.5) в требуемое положение, с выхода дополнительного блока управления 6 поступают импульсы управления на управляющие электроды тиристоров 8 и 9 источника питания 1 (фиг. Зд). Начало каждого импульса управления соответствует моменту перехода сетевого напряжения через ноль, а период между импульсами в пачке равен полупериоду сетевого напряжения. Количество импульсов управления в пачке определяется длительностью импульса мультивибратора с регулируемой скважностью (фиг. Зв), входящего в дополнительный блок управления 6, период следования пачек импульсов определяется также этим мультивибратором. Каждый из приходящих на управляющие электроды тиристоров 8 и 9 импульсов управления открывает поочерёдно один из указанных тиристоров, анодное напряжеl( gzvs- e

ние на котором положительно, при этом на выходе источника питания 1 появляется выпрямленное напряжение, количество полусинусоид которого (фиг. Зж) соответствует количеству пришедших импульсов управления, а амплитудное напряжение превышает напряжение дополнительного источника питания 7 (фиг.З), поэтому диод 5 запирается на время, в течение которого напряжение источника питания 1 превышает выходное напряжение дополнительного источника питания 7 обратным для него напряжением источника питания 1 и питание преобразователя 2 обеспечивается от источника питания 1. После прохождения последней полусинусоиды выпрямленного напряжения на вход преобразователя 2 диод 5 отпирается и преобразователь питается от источника 7 до начала первого импульса следующей пачки управляющих импульсов. Результирующее напряжение, подводимое к преобразователю, имеет вид, показанный на фиг.Зз. Работа тиристорного преобразователя при этом не отличается от описанной выше.

SZo&fV

ЛФормула

Claims (1)

1. Электроплита индукционного нагрева, содержащая последовательно соединенные источник питания, высокочастотный тиристорный преобразователь и индуктор, а также блок управления, подключенный к управляющие входу высокочастотного тиристорного преобразователя, отличающаяся тем, что введены диод, дополнительные блок управления и источник питания, напряжение которого на порядок меньше напряжения основного источника питания, подключенный через согласно с ним включенный диод к одноименным выходам основного источника питания, а выходы дополнительного блока управления подключены к управляющим входам основного источника питания.