RU2785970C1

RU2785970C1 - Antenna

Info

Publication number: RU2785970C1
Application number: RU2022105481A
Authority: RU
Inventors: Александр Борисович Орлов
Original assignee: Федеральное казенное предприятие "Научно-производственный центр "Дельта", ФКП "НПЦ "Дельта"
Filing date: 2022-03-01
Publication date: 2022-12-15

Abstract

FIELD: antenna technology.

SUBSTANCE: invention relates to antenna technology, in particular to transmitting and receiving antennas for irrotational scalar-longitudinal electromagnetic waves in the microwave range. The effect is achieved by the fact that a receiving-transmitting antenna is proposed, containing a source of a vortex transverse-vector electromagnetic field, a two-channel antenna-feeder path, consisting of segments of rectangular waveguides of the first and second channels of the feeder path, installed close to each other by narrow walls, while the waveguides made of the same cross section, characterized in that it contains an input two-channel three-dB power divider, a two-channel phase-shifting unit, a mode-polarization-impedance conversion unit, a synchronization unit, an interference field-wave symmetrizing overlay unit, a field-wave zero-vector summation unit, an aperture wave absorption unit, a block absorption of aperture transverse EMW, a monopole antenna.

EFFECT: creation of a monopole receiving-transmitting antenna, which converts the input vortex transverse-vector electromagnetic field of a wave of the TEM type into a radiated irrotational scalar-longitudinal electromagnetic field.

8 cl, 2 dwg

Description

Данное изобретение относится к области радиотехники, в частности к приемно-передающим антеннам безвихревых скалярно-продольных электромагнитных волн СВЧ диапазона, и может найти применение в системах связи и радиолокации, в медицинских приборах электромагнитной гипертермии и электромагнитных аппликаторах, в задачах радиомониторинга, в задачах электромагнитной совместимости.This invention relates to the field of radio engineering, in particular to receiving and transmitting antennas of irrotational scalar-longitudinal electromagnetic waves in the microwave range, and can be used in communication and radar systems, in medical devices for electromagnetic hyperthermia and electromagnetic applicators, in radio monitoring tasks, in electromagnetic compatibility problems .

В настоящее время имеется значительное количество публикаций подтверждающих возможность формирования продольных электромагнитных волн, возможность использования их в различных технических задачах, а также продольные электромагнитные волны (ЭМВ) способны служить физическим (материальным) носителем перцептивной информации в том числе - биоинформации [1, 2, 3].Currently, there are a significant number of publications confirming the possibility of the formation of longitudinal electromagnetic waves, the possibility of using them in various technical tasks, as well as longitudinal electromagnetic waves (EMW) can serve as a physical (material) carrier of perceptual information, including bioinformation [1, 2, 3 ].

В доказательство того, что продольные ЭМВ и скалярно-продольные ЭМВ можно сформировывать и осуществить на них пространственную связь, были подтверждены проведенными экспериментальными исследованиями [4].In order to prove that longitudinal EMW and scalar-longitudinal EMW can be formed and spatially connected on them, they were confirmed by experimental studies [4].

Эксперимент подтвердил возможность формирования продольных и скалярно-продольных ЭМВ и возможность осуществления пространственной связи.The experiment confirmed the possibility of forming longitudinal and scalar-longitudinal EMWs and the possibility of realizing a spatial connection.

Известен способ формирования продольных ЭВМ и антенны для осуществления излучения этих волн [5] заключающийся в том, что способ формирования продольных ЭМВ реализуется на антенне, содержащей отрезок коаксиальной линии передачи с поперечной электрической ЭМВ типа ТЕМ, на внешний проводник которого, со стороны апертуры, вершиной установлен металлический конусообразный осесимметричный рефлектор, при этом центральный проводник отрезка коаксиальной линии передачи длиной L, размещенный внутри конусообразного рефлектора со стороны его вершины, является возбудителем, осуществляющим формирование поперечной электрической волны типа ТЕМ внутри конусообразного рефлектора. Первичный поверхностный ток проводимости I_п, протекающий по проводнику возбудителя, возбуждает электрический вектор поля Е_п поперечной ЭМВ, который на внутренней поверхности конусообразного рефлектора возбуждает вторичный ток проводимости I_в параллельный продольной оси раскрыва конусообразного осесимметричного рефлектора, который в свою очередь возбуждает два вектора электрического поля

и

, где первый вектор электрического поля параллелен продольной оси конусообразного рефлектора, а второй - ортогонален ей. При этом векторы составляющие электрические поля

ориентированы одинаково, а векторы составляющие электрические поля

- встречно [6].A known method of forming longitudinal computers and antennas for the implementation of the radiation of these waves [5], which consists in the fact that the method of forming longitudinal EMW is implemented on an antenna containing a segment of a coaxial transmission line with a transverse electric EMW of the TEM type, on the outer conductor of which, from the side of the aperture, the top a metal cone-shaped axisymmetric reflector is installed, while the central conductor of the segment of the coaxial transmission line of length L, located inside the cone-shaped reflector from the side of its top, is the exciter that generates a transverse electric wave of the TEM type inside the cone-shaped reflector. The primary surface conduction current I _p flowing through the exciter conductor excites the electric field vector E _p of the transverse EMW, which, on the inner surface of the cone-shaped reflector, excites the secondary conduction current I parallel _to the longitudinal axis of the opening of the cone-shaped axisymmetric reflector, which in turn excites two electric field vectors

and

, where the first vector of the electric field is parallel to the longitudinal axis of the cone-shaped reflector, and the second one is orthogonal to it. In this case, the vectors that make up the electric fields

are oriented in the same way, and the vectors that make up the electric fields

- opposite [6].

В силу суммарного взаимодействия всех составляющих вектора электрического поля

на апертуре конусообразного рефлектора, ориентированного параллельного продольной оси с направлением движения энергии в том же направлении - соответствует излучению продольной ЭМВ.Due to the total interaction of all components of the electric field vector

on the aperture of a cone-shaped reflector oriented parallel to the longitudinal axis with the direction of energy movement in the same direction - corresponds to the radiation of the longitudinal EMW.

Таким образом, формирование и излучение продольной ЭМВ реализуется в результате трансформации энергии поперечной ЭМВ (электрической волны типа ТЕМ) в энергию вторичной продольной ЭМВ, которая излучается в направлении раскрыва конусообразного осесимметричного рефлектора.Thus, the formation and emission of a longitudinal EMW is realized as a result of the transformation of the energy of a transverse EMW (electric wave of the TEM type) into the energy of a secondary longitudinal EMW, which is radiated in the direction of the opening of a cone-shaped axisymmetric reflector.

Недостатком данного технического решения являются жесткие требования к точности выполнения внутренней поверхности конусообразного осесимметричного рефлектора. Наличие дефектов приводит к искажению вторичного тока проводимости I_в на внутренней поверхности конусообразного осесимметричного рефлектора, а именно к нарушению параллельности его продольной оси, что приводит к возбуждению волн высшего порядка и потерям при трансформации энергии поперечной ЭМВ (волны типа ТЕМ) в энергию вторичной продольной ЭМВ.The disadvantage of this technical solution are stringent requirements for the accuracy of the inner surface of the cone-shaped axisymmetric reflector. The presence of defects leads to a distortion of the secondary conduction current I _c on the inner surface of a cone-shaped axisymmetric reflector, namely, to a violation of the parallelism of its longitudinal axis, which leads to the excitation of higher-order waves and losses during the transformation of the energy of the transverse EMW (waves of the TEM type) into the energy of the secondary longitudinal EMW .

Известны способы «дальнодействующего» формирования продольной ЭМВ Е-типа в локальной дальней (волновой) области пространства с помощью пространственного суммирования двух разнесенных в свободном пространстве когерентных излучателей (антенн) поперечных ЭМВ с одинаковой линейной поляризацией.Known methods of "long-range" formation of longitudinal EMW E-type in the local far (wave) region of space using the spatial summation of two spaced apart in free space coherent emitters (antennas) transverse EMW with the same linear polarization.

Известен способ формирования продольной ЭМВ с помощью излучения двух скрещенных волноводов, в результате в дальней (волновой) зоне достигается компенсация поперечной магнитной компоненты ЭМВ и создание одной электрической компоненты вдоль направления распространения ЭМВ, т.е. продольной электрической ЭМВ (Е-волны).There is a known method of forming a longitudinal EMW using the radiation of two crossed waveguides, as a result, in the far (wave) zone, compensation of the transverse magnetic component of the EMW is achieved and the creation of one electrical component along the direction of propagation of the EMW, i.e. longitudinal electric EMW (E-waves).

Известен способ формирования продольной ЭМВ с помощью излучения двух зеркальных антенн. Благодаря возможности создания достаточно узких диаграмм направленности главного лепестка и с низким уровнем боковых лепестков и устанавливая разнесенную базу между антеннами можно формировать дальнюю зону образования продольной ЭМВ и с маленьким пятном [7, 8, 9].A known method of forming a longitudinal EMW using the radiation of two reflector antennas. Due to the possibility of creating sufficiently narrow radiation patterns of the main lobe and with a low level of side lobes and by setting a spaced base between the antennas, it is possible to form a far zone of longitudinal EMW formation with a small spot [7, 8, 9].

Известен способ формирования продольной ЭМВ с помощью поперечной ЭМВ с круговой поляризацией [10].There is a method of forming a longitudinal EMW using a transverse EMW with circular polarization [10].

Известна приемно-передающая антенна безвихревых скалярно-продольных ЭМВ [11]. Антенна содержит токопроводящий медный цилиндр, на который установлены соосно две, разнесенные на некоторое расстояние друг от друга, плоские катушки со спиральной намоткой и реактивный элемент, при этом одними концами первая и вторая катушки индуктивности соединены между собой, причем первая и вторая плоские катушки индуктивности намотана встречно. При этом первая и вторая катушки индуктивности установлены в медный экран цилиндрической формы, обеспечивающий полную экранировку, что позволяет экранировать антенну от вихревых поперечно-векторных ЭМВ, а для безвихревых скалярно-продольных ЭМВ - экран абсолютно прозрачен.Known transceiver antenna irrotational scalar-longitudinal EMW [11]. The antenna contains a conductive copper cylinder, on which are installed coaxially two, spaced apart at some distance from each other, flat coils with a spiral winding and a reactive element, while at one end the first and second inductors are connected to each other, and the first and second flat inductors are wound counter. At the same time, the first and second inductors are installed in a cylindrical copper shield, which provides complete shielding, which makes it possible to shield the antenna from vortex transverse vector EMWs, and for irrotational scalar-longitudinal EMWs, the screen is absolutely transparent.

При такой намотке направление магнитного поля первой катушки находится в противоположном направлении по отношению к магнитному полю второй катушки индуктивности, при этом токопроводящий цилиндрический проводник расположен так, чтобы пересекать магнитное поле первой катушки и магнитное поле второй катушки. Эффективность антенны определяется возможностью протекания максимального тока в первой и второй катушках индуктивности, что обеспечивается уменьшением индуктивного сопротивления катушек с помощью включения реактивного элемента - конденсатора.With such winding, the direction of the magnetic field of the first coil is in the opposite direction with respect to the magnetic field of the second coil, while the conductive cylindrical conductor is located so as to intersect the magnetic field of the first coil and the magnetic field of the second coil. The efficiency of the antenna is determined by the possibility of the maximum current flow in the first and second inductors, which is ensured by a decrease in the inductive resistance of the coils by turning on a reactive element - a capacitor.

Параллельный резонансный контур формируется посредством параллельного включения конденсатора между входными/выходными проводниками катушек индуктивности. Последовательный резонансный контур формируется посредством последовательного включения в разрыв между соединительными проводниками первой с второй катушками индуктивности.A parallel resonant circuit is formed by connecting a capacitor in parallel between the input/output conductors of the inductors. A series resonant circuit is formed by serial inclusion in the gap between the connecting conductors of the first and second inductors.

Первая и вторая катушки индуктивности, при прочих равных условиях, могут быть выполнены объемными, за исключением того, что токопроводящий цилиндрический проводник не используется [12].The first and second inductors, ceteris paribus, can be made bulk, except that a conductive cylindrical conductor is not used [12].

Известна антенна излучения и приема скалярно-продольных ЭМВ [13]. В данном техническом решении рассмотрены два устройства (антенны) способные обеспечить излучение и/или прием скалярно-продольных ЭМВ линейной монопольной антенной и/или плоской плотно намотанной бифилярной спиральной катушкой.Known antenna radiation and reception of scalar-longitudinal EMW [13]. This technical solution considers two devices (antennas) capable of providing radiation and / or reception of scalar-longitudinal EMW with a linear monopole antenna and / or a flat tightly wound bifilar spiral coil.

Монопольная антенна представляет собой несимметричный вибратор, выполненный на основе отрезка коаксиальной линии передачи. Излучателем является центральный проводник коаксиальной линии с четвертьволновым короткозамыкающим коаксиальным шлейфом (стаканом), обеспечивающим симметрирование поверхностного тока.The monopole antenna is an asymmetric vibrator made on the basis of a segment of a coaxial transmission line. The emitter is the central conductor of the coaxial line with a quarter-wave short-circuiting coaxial loop (glass), which provides balancing of the surface current.

Плоская катушка с плотной бифилярной спиральной намоткой, сформированная чередующимся первым и вторым проводниками, так что электрический ток в соседних витках катушки будет распространяться в противоположных направлениях, тем самым подавляя любое магнитное поле, так что во время работы катушка излучает или принимает скалярно-продольные ЭМВ.A flat coil with a dense bifilar helical winding, formed by alternating first and second conductors, so that the electric current in adjacent turns of the coil will propagate in opposite directions, thereby canceling out any magnetic field, so that during operation the coil emits or receives scalar-longitudinal EMW.

Монопольная антенна в виде несимметричного вибратора и плоская катушка с плотной бифилярной спиральной намоткой излучения и/или приема скалярно-продольных ЭМВ выполняются полностью экранированными медным экраном, что позволяет экранировать антенны от влияния вихревых поперечно-векторных ЭМВ, в то время для безвихревых скалярно-продольных ЭМВ - экран прозрачен.A monopole antenna in the form of an asymmetric vibrator and a flat coil with a dense bifilar helical winding of radiation and / or reception of scalar-longitudinal EMWs are made with a completely shielded copper screen, which makes it possible to shield antennas from the influence of vortex transverse-vector EMWs, while for irrotational scalar-longitudinal EMWs - the screen is transparent.

В материалах описания патента:In the patent description materials:

- показана согласованность электродинамической модели скалярно-продольных электромагнитных волн с классической электродинамикой;- the consistency of the electrodynamic model of scalar-longitudinal electromagnetic waves with classical electrodynamics is shown;

- представлены экспериментальные данные по затуханию скалярно-продольных электромагнитных волн в различных условиях;- experimental data on the attenuation of scalar-longitudinal electromagnetic waves under various conditions are presented;

- представлены экспериментальные данные, демонстрирующие, что скалярно-продольные ЭМВ существуют и могут излучаться (передаваться) и приниматься антенными устройствами скалярно-продольных ЭМВ;- experimental data are presented demonstrating that scalar-longitudinal EMW exist and can be emitted (transmitted) and received by antenna devices of scalar-longitudinal EMW;

- представлены экспериментальные данные, показывающие, что скалярно-продольные ЭМВ не подвержены классическому скинэффекту, как теоретически определено электродинамической моделью;- experimental data are presented showing that scalar-longitudinal EMW are not subject to the classical skin effect, as theoretically determined by the electrodynamic model;

- представлена технология применения скалярно-продольных ЭМВ;- the technology of using scalar-longitudinal EMW is presented;

- представлены схематически конструкции антенн в виде монопольного несимметричного вибратора и плоской двухзаходной катушки бифилярной спиральной намотки.- Schematic representations of antenna designs are presented in the form of a monopole asymmetric vibrator and a flat double-threaded coil of bifilar spiral winding.

Известен способ формирования продольных ЭВМ и антенны для осуществления излучения и приема этих волн [14], который заключается в возбуждении продольных ЭМВ в вакууме в результате процесса преобразования электрической энергии в энергию излучения продольных ЭМВ.A known method of forming longitudinal computers and antennas for the implementation of the emission and reception of these waves [14], which consists in the excitation of longitudinal EMW in vacuum as a result of the process of converting electrical energy into radiation energy of longitudinal EMW.

Способ возбуждения продольных ЭМВ в вакууме включает процесс преобразования электрической энергии в излучение электромагнитной продольной волны. Возбуждение продольной ЭМВ производится путем продольной концентрации силовых линий электрического или магнитного полей ближней зоны антенны в направлении волнового вектора и образования фронта продольной волны в пространстве в форме неоднородности поля в переходной области между ближней (кулоновской) и дальней (волновой) зоной излучения, по аналогии с поперечным электромагнитным полем [15], благодаря запаздыванию электрического или магнитного полей в дальней зоне относительно колебаний электрона вдоль острия излучающего элемента антенны. Сильная концентрация силовых линий на острие излучающего элемента создает очень высокую напряженность продольного поля, и, как следствие этого, большую неоднородность поля вблизи оси антенны. Излучающий элемент антенны выполнен заостренным и обеспечивает концентрацию силовых линий электрического или магнитного полей ближней зоны вблизи элемента в форме острия, благодаря чему излучающее и излучаемое продольное электромагнитного поля имеют одинаковую природу и симметрию.The method of excitation of longitudinal EMW in vacuum includes the process of converting electrical energy into radiation of an electromagnetic longitudinal wave. The excitation of longitudinal EMW is carried out by longitudinal concentration of force lines of electric or magnetic fields of the near zone of the antenna in the direction of the wave vector and the formation of a longitudinal wave front in space in the form of a field inhomogeneity in the transition region between the near (Coulomb) and far (wave) radiation zones, by analogy with by a transverse electromagnetic field [15], due to the delay of electric or magnetic fields in the far zone relative to electron oscillations along the tip of the radiating element of the antenna. A strong concentration of field lines at the tip of the radiating element creates a very high longitudinal field strength, and, as a consequence, a large field inhomogeneity near the antenna axis. The radiating element of the antenna is made pointed and ensures the concentration of force lines of the electric or magnetic fields of the near zone near the element in the form of a point, due to which the radiating and radiated longitudinal electromagnetic fields have the same nature and symmetry.

Природа и симметрия генерирующего поля в ближней зоне и излученного поля в дальней зоне одна и та же, что обуславливает высокую эффективность преобразования электромагнитной энергии питающей антенну в излучение, то есть высокий КПД антенны.The nature and symmetry of the generating field in the near zone and the radiated field in the far zone are the same, which leads to a high efficiency of converting the electromagnetic energy of the feeding antenna into radiation, that is, the high efficiency of the antenna.

Антенна выполнена из двух металлических конусов с одинаковым диаметром основания и высотой h1 и h2, причем (h1>h2). Конусы соосно гальванически соединены основаниями, причем к вершине конуса высоты h2 подключен центральный проводник коаксиального кабеля, а внешний проводник коаксиального кабеля выполнен в виде запирающего стакана, при этом вершина конуса h1 является излучающим элементом антенны.The antenna is made of two metal cones with the same base diameter and height h1 and h2, and (h1>h2). The cones are coaxially galvanically connected by their bases, and the central conductor of the coaxial cable is connected to the top of the height cone h2, and the outer conductor of the coaxial cable is made in the form of a locking cup, while the top of the cone h1 is the radiating element of the antenna.

Наиболее близким техническим решением - прототипом является устройство для излучения безвихревых скалярно-продольных ЭМВ [16], содержащее два отрезка идентичных прямоугольных волновода, установленных вплотную друг к другу узкими стенками, электрическая длина одного волновода относительно длины другого волновода отличается на половину центральной длины волны в волноводе. Волноводные возбуждающие элементы установлены на одних концах волноводов, другие открытые концы волноводов торцами расположены в одной плоскости и через обратный рупор соединены с одним концом отрезка суммирующего волновода прямоугольного поперечного сечения, аналогичного поперечному сечению прямоугольных волноводов, другой конец суммирующего волновода соединен с прямоугольным Н - плоскостным секториальным рупором, аналогичным обратному рупору, являющимся излучателем (излучающей антенной).The closest technical solution - the prototype is a device for the emission of irrotational scalar-longitudinal EMW [16], containing two segments of identical rectangular waveguides installed close to each other by narrow walls, the electrical length of one waveguide relative to the length of the other waveguide differs by half the central wavelength in the waveguide . Waveguide excitation elements are installed at one end of the waveguides, the other open ends of the waveguides are located in the same plane with their ends and are connected through the reverse horn to one end of the section of the summing waveguide of a rectangular cross section, similar to the cross section of rectangular waveguides, the other end of the summing waveguide is connected to a rectangular H - planar sectorial a horn, similar to a reverse horn, which is a radiator (radiating antenna).

Недостатком данного технического решения является: - возможность формировать только режим излучения безвихревых скалярно-продольных ЭМВ, режим приема безвихревых скалярно-продольных ЭМВ невозможен; - не полное преобразование вихревых поперечно-векторных ЭМВ в безвихревые скалярно-продольные ЭМВ, что приводит к смешанному их излучению; - отсутствие элементов настройки антенно-фидерного тракта и элементов согласования по величине КСВ, что не позволяет регулировать уровень преобразования вихревых поперечно-векторных ЭМВ в безвихревые скалярно-продольные ЭМВ; - не возможность формирования равнозначного возбуждения двух каналов антенно-фидерного тракта (отрезков прямоугольных волноводов), а именно равноамплитудного и синфазного.The disadvantage of this technical solution is: - the ability to form only the radiation mode of irrotational scalar-longitudinal EMW, the reception mode of irrotational scalar-longitudinal EMW is impossible; - incomplete conversion of vortex transverse vector EMW into irrotational scalar-longitudinal EMW, which leads to their mixed radiation; - the absence of tuning elements of the antenna-feeder path and elements of matching in terms of SWR, which does not allow adjusting the level of conversion of vortex transverse-vector EMW into irrotational scalar-longitudinal EMW; - it is not possible to form an equivalent excitation of two channels of the antenna-feeder path (sections of rectangular waveguides), namely equal-amplitude and in-phase.

Технической задачей данного изобретения является создание приемно-передающей антенны, которая в режиме излучения осуществляет преобразование входного вихревого поперечно-векторного электромагнитного поля в излучаемую антенной безвихревую скалярно-продольную ЭМВ, а режиме приема принятую безвихревую скалярно-продольную ЭМВ преобразует в вихревое поперечно-векторное электромагнитное поле антенно-фидерного тракта, с экранированием излучения или приема вихревого поперечно-векторного электромагнитного поля путем полного экранирования всех структурных элементов антенно-фидерного тракта включая экранирование излучающего элемента монопольной антенны, с элементами согласования антенно-фидерного тракта и элементами регулирования структуры электромагнитного поля в функциональных блоках антенно-фидерного тракта.The technical objective of this invention is to create a receiving-transmitting antenna, which in the radiation mode converts the input vortex transverse vector electromagnetic field into the irrotational scalar-longitudinal EMW emitted by the antenna, and in the receive mode the received irrotational scalar-longitudinal EMW converts into a vortex transverse vector electromagnetic field antenna-feeder path, with shielding of radiation or reception of a vortex transverse vector electromagnetic field by complete shielding of all structural elements of the antenna-feeder path, including shielding of the radiating element of a monopole antenna, with matching elements of the antenna-feeder path and elements for regulating the structure of the electromagnetic field in the functional blocks of the antenna -feeder path.

Поставленная цель достигается тем, что в антенне, содержащей входной двухканальный трехдецибельный делитель мощности с синфазными развязанными первым и вторым выходными каналами, которые подключены к входному опорному и входному противофазному каналам проходного двухканального фазосдвигающего блока соответственно, формирующего на выходе, между опорным и противофазным выходными каналами, вихревые поперечно-векторные электромагнитные поля с разностью фаз равной 180°, причем двух-канальный трехдецибельный делитель мощности и опорный и противофазный каналы двухканального фазосдвигающего блока выполнены на основе экранированных фидерных линий, в которых распространяется неполяризованная вихревая поперечно-векторная электрическая волна типа ТЕМ, при этом выходные опорный и противофазный каналы двухканального фазосдвигающего блока подключены к входным каналам двух идентичных одноканальных блоков мода-поляризационно-импедансного преобразования соответственно, которые выполнены на идентичных равнопрофильных прямоугольных волноводах одинаковой длины и установленных вплотную друг к другу узкими стенками, причем каждый блок мода-поляризационно-импедансного преобразования преобразует в опорном и противофазном каналах входные противофазные неполяризованные вихревые поперечно-векторные противонаправленные электрические и магнитные векторы напряженности поля электрической волны типа ТЕМ в выходные противофазные линейно поляризованные вихревые поперечно-векторные противонаправленные электрические и магнитные векторы напряженности поля электрической волны типа H₁₀ прямоугольного волновода соответственно, при этом волноводы выходных опорного и противофазного каналов блоков мода-поляризационно-импедансного преобразования подключены к двум идентичным и установленным вплотную друг к другу узкими стенками и одинаковой длины входным волноводным каналам с элементами регулирования структуры электромагнитного поля волны типа H₁₀ прямоугольного волновода в каждом канале блоков синхронизации противофазных линейно поляризованных вихревых поперечно-векторных противонаправленных электрических и магнитных векторов напряженности поля электрической волны типа H₁₀ прямоугольного волновода соответственно, причем на выходе опорного и противофазного каналов блоков синхронизации противофазные линейно полязованных вихревых поперечно-векторный противонаправленных электрических и магнитных векторов напряженности поля электрической волны типа H₁₀ прямоугольного волновода когерентны, при этом волноводный выход опорного и волноводный выход противофазного каналов блоков синхронизации когерентных противофазных линейно поляризованных вихревых поперечно-векторных противонаправленных электрических и магнитных векторов напряженности поля электрической волны типа H₁₀ прямоугольного волновода подключены к входному волноводному каналу одноканального блока интерферационного полеволнового симметризирующего наложения с элементами настройки двух противофазных когерентных линейно поляризованных вихревых поперечно-векторных противонаправленных электрических и магнитных векторов напряженности поля электрических волн типа H₁₀ прямоугольного волновода, который выполнен на отрезке прямоугольного волновода с продольным поперечным переменным сечением в форме равнобочной трапеции, при этом большее поперечное волноводное сечение, равное сумме двух поперечных сечений прямоугольных волноводов, является входным волноводным каналом, а меньшее поперечное волноводное сечение, равное поперечному сечению прямоугольного волновода, является выходным волноводным каналом блока интерферационного полеволнового симметризирующего наложения с элементами регулировки двух противофазных когерентных линейно полязованных вихревых поперечно-векторных противонаправленных электрических и магнитных векторов напряженности поля электрической волны типа H₁₀ прямоугольного волновода, который подключен к входному каналу одноканального блока интерферационного нуль-векторного суммирования, с элементами регулирования режима суммирования полеволнового симметризирующего наложения противофазных поперечно-векторных противонаправленных электрических и магнитных векторов напряженности поля волны типа H₁₀, выполненного на отрезке прямоугольного волновода, на выходе которого в результате нуль-векторного суммирования сформирована безвихревая неполяризованная скалярно-продольная ЭМВ, при этом выходной волноводный канал блока полеволнового нуль-векторного суммирования подключен к волноводному входу волноводно-коаксиального перехода, коаксиальная часть которого выполнена в виде отрезка коаксиальной линии передачи, к концу центрального проводника которой подключена монопольная антенна, представляющая собой несимметричный вибратор, причем на земляном проводнике отрезка коаксиальной линии передачи установлен симметрирующий четвертьволновый короткозамыкающий коаксиальный шлейф выполненный в форме стакана, при этом на монопольную антенну установлен металлический экран цилиндрической формы, который закорочен на одном конце, и выполнен из немагнитного материала, при этом второй конец цилиндрического экрана механически закреплен и гальванически соединен с земляным проводником коаксиальной части волноводно-коаксиального перехода.This goal is achieved by the fact that in an antenna containing an input two-channel three-dB power divider with in-phase decoupled first and second output channels, which are connected to the input reference and input anti-phase channels of the feed-through two-channel phase-shifting unit, respectively, forming at the output, between the reference and anti-phase output channels, vortex transverse-vector electromagnetic fields with a phase difference of 180°, wherein the two-channel three-dB power divider and the reference and antiphase channels of the two-channel phase-shifting unit are made on the basis of shielded feeder lines, in which a non-polarized vortex transverse vector electric wave of the TEM type propagates, while the output reference and antiphase channels of the two-channel phase-shifting block are connected to the input channels of two identical single-channel blocks of the mode-polarization-impedance conversion, respectively, which are made on identical out-of-profile rectangular waveguides of the same length and installed close to each other by narrow walls, each block of the mode-polarization-impedance conversion converts in the reference and anti-phase channels the input anti-phase non-polarized vortex transverse-vector anti-directional electric and magnetic field strength vectors of the electric wave of the TEM type into output anti-phase linearly polarized vortex transverse vector counter-directed electric and magnetic field strength vectors of an electric wave of type H _{10 of} a rectangular waveguide, respectively, while the waveguides of the output reference and antiphase channels of the mod-polarization-impedance conversion units are connected to two identical and installed close to each other narrow walls and of the same length to the input waveguide channels with elements for regulating the structure of the electromagnetic field of the H ₁₀ wave of a rectangular waveguide in each channel of the synchronization blocks antiphase linearly polarized vortex transverse vector antidirectional electric and magnetic field strength vectors of electric wave type H _{10 of} a rectangular waveguide, respectively, and at the output of the reference and antiphase channels of the synchronization blocks antiphase linearly polarized vortex transverse vector antidirectional electric and magnetic field strength vectors of electric wave type H _{10 of} the rectangular waveguide are coherent, while the waveguide output of the reference and waveguide output of the antiphase channels of the synchronization blocks of coherent antiphase linearly polarized vortex transverse-vector antidirectional electric and magnetic field strength vectors of the electric wave type H _{10 of} the rectangular waveguide are connected to the input waveguide channel of the single-channel block of the interference field-wave symmetrizing overlay with tuning elements of two antiphase coherent linearly polarized vortices out cross-vector opposite electric and magnetic field strength vectors of electric waves of type H _{10 of} a rectangular waveguide, which is made on a segment of a rectangular waveguide with a longitudinal variable cross section in the form of an isosceles trapezoid, while a larger transverse waveguide section equal to the sum of two cross sections of rectangular waveguides, is the input waveguide channel, and the smaller transverse waveguide section, equal to the cross section of a rectangular waveguide, is the output waveguide channel of the block of interference field-wave symmetrizing overlay with adjustment elements of two antiphase coherent linearly polarized vortex cross-vector counterdirectional electric and magnetic field strength vectors of the electric wave type H ₁₀ rectangular waveguide, which is connected to the input channel of a single-channel block of interference zero-vector summation, with control elements of the mode summation of the field-wave symmetrizing superimposition of antiphase transverse-vector counterdirectional electric and magnetic field strength vectors of the wave type H ₁₀ , made on a segment of a rectangular waveguide, at the output of which, as a result of zero-vector summation, an irrotational non-polarized scalar-longitudinal EMW is formed, while the output waveguide channel of the block field-wave zero-vector summation is connected to the waveguide input of the waveguide-coaxial transition, the coaxial part of which is made in the form of a segment of a coaxial transmission line, to the end of the central conductor of which a monopole antenna is connected, which is an asymmetric vibrator, and a balancing quarter-wave antenna is installed on the earth conductor of the segment of the coaxial transmission line a short-circuiting coaxial loop made in the shape of a glass, while a cylindrical metal screen is installed on the monopole antenna, which is shorted on one end, and is made of non-magnetic material, while the second end of the cylindrical screen is mechanically fixed and galvanically connected to the earth conductor of the coaxial part of the waveguide-coaxial transition.

В приемно-передающей антенне трехдецибельный делитель мощности и двухканальный фазосдвигающий блок могут быть выполнен на основе воздушных или печатных симметричных или несимметричных экранированных полосковых линиях.In the receiving-transmitting antenna, a three-dB power divider and a two-channel phase-shifting unit can be made on the basis of airborne or printed symmetrical or asymmetrical shielded strip lines.

Кроме того, опорный и противофазный каналы двухканального фазосдвигающего блока могут быть выполнены на основе коаксиальных линий.In addition, the reference and anti-phase channels of the two-channel phase-shifting unit can be made on the basis of coaxial lines.

Согласование фидерного тракта выходных каналов трехдецибельного делителя мощности с входными опорным и противофазным каналами двухканального фазосдвигающего блока осуществляется путем включения в разрыв между их соединения фидерными линиями по опорному и противофазному каналам включены блоки согласования по величине КСВ вихревых поперечно-векторных электромагнитных полей волны типа ТЕМ фидерного тракта, при этом блоки согласования могут быть выполнены на основе воздушных или печатных симметричных или несимметричных экранированных полосковых линий передачи волны типа ТЕМ.Coordination of the feeder path of the output channels of a three-dB power divider with the input reference and antiphase channels of a two-channel phase-shifting unit is carried out by including in the gap between their connections the feeder lines along the reference and antiphase channels, matching units in terms of the SWR value of the vortex transverse-vector electromagnetic fields of the wave of the TEM type of the feeder path are included, in this case, the matching blocks can be made on the basis of air or printed symmetrical or asymmetrical shielded strip wave transmission lines of the TEM type.

Согласование фидерного тракта выходных опорного и противофазного каналов двухканального фазосдвигающего блока с входными каналами одноканальных блоков мода-поляризационно-импедансного преобразования, соответственно, осуществляется путем включения в разрыв между их соединения фидерными линиями включены блоки компенсаторов отраженных вихревых-поперечно-векторных электромагнитных волн типа ТЕМ фидерного тракта, при этом блоки компенсаторов выполнены на основе воздушных или печатных симметричных или несимметричных экранированных полосковых линий передачи волны типа ТЕМ.Coordination of the feeder path of the output reference and antiphase channels of the two-channel phase-shifting block with the input channels of the single-channel blocks of the mode-polarization-impedance conversion, respectively, is carried out by including blocks of compensators for reflected vortex-transverse-vector electromagnetic waves of the TEM type of the feeder path into the gap between their connections. , while the blocks of compensators are made on the basis of air or printed symmetrical or asymmetric shielded strip wave transmission lines of the TEM type.

Приемно-передающая антенна может быть выполнена с улучшенным согласованием монопольной антенны (излучателя) со свободным пространством при одновременном увеличении жесткости конструкции излучателя путем установки между излучателем и металлическим экраном диэлектрической муфты.The transmitting/receiving antenna can be made with improved matching of the monopole antenna (radiator) with free space while increasing the rigidity of the radiator structure by installing a dielectric coupling between the radiator and the metal screen.

Режим приема антенной безвихревых скалярно-продольных ЭМВ является тождественным режиму излучения, при этом все преобразования осуществляются в обратном направлении полеволновых преобразований.The mode of reception by the antenna of irrotational scalar-longitudinal EMW is identical to the mode of radiation, while all transformations are carried out in the opposite direction of field-wave transformations.

Режимы излучения и приема антенной безвихревых скалярно-продольных ЭМВ - тождественны. Тождественность объясняется тем, что все функциональные блоки антенны: двухканальный делитель мощности, двухканальный фазосдвигающий блок, блок мода-поляризационно-импедансного преобразования, блок синхронизации, блок интерферационного полеволнового симметризирующего наложения, блок полеволнового нуль-векторного суммирования, блок поглощения апертурных волн, блоки компенсаторов отраженных поперечных ЭМВ, блоки импедансного согласования поперечных ЭМВ, блок поглощения апертурных поперечных ЭМВ, монопольная антенна - являются пассивными устройствами и взаимными.The modes of radiation and reception by the antenna of irrotational scalar-longitudinal EMW are identical. The identity is explained by the fact that all the functional blocks of the antenna: a two-channel power divider, a two-channel phase-shifting block, a mode-polarization-impedance conversion block, a synchronization block, an interference field-wave symmetrizing overlay block, a field-wave zero-vector summation block, an absorption block for aperture waves, blocks for reflected reflection compensators transverse EMW, blocks of impedance matching of transverse EMW, absorption block of aperture transverse EMW, monopole antenna - are passive devices and mutual.

Взаимность устройства в режиме излучения и режиме приема заключается в том, что при прямом и обратном прохождении сигнала через эти устройства параметры сигнала не меняются.The reciprocity of the device in the radiation mode and the reception mode lies in the fact that during the direct and reverse passage of the signal through these devices, the signal parameters do not change.

В формировании режима излучения и режима приема безвихревых скалярно-продольных ЭМВ участвуют два блока: блок интерферационного полеволнового симметризирующего наложения и блок полеволнового нуль-векторного суммирования.Two blocks are involved in the formation of the radiation mode and the reception mode of irrotational scalar-longitudinal EMWs: the block of the interference field-wave symmetrizing overlay and the block of the field-wave zero-vector summation.

Так в режиме излучения в одноканальном блоке интерферационного полеволнового симметризирующего наложения осуществляется наложение двух противофазных когерентных линейно поляризованных вихревых поперечно-векторных противонаправленных электрических и магнитных векторов напряженности поля электрических волн типа H₁₀ прямоугольного волновода с последующим суммированием в одноканальном блоке полеволнового нуль-векторного суммирования полеволнового наложения двух противофазных поперечно-векторных противонаправленных электрических и магнитных векторов полей волны типа H₁₀ прямоугольного волновода, на выходе которого сформирована безвихревая скалярно-продольная ЭМВ, излучаемая монопольной антенной.Thus, in the radiation mode in a single-channel block of an interference field-wave symmetrizing overlay, two antiphase coherent linearly polarized vortex transverse-vector counterdirectional electric and magnetic field strength vectors of electric waves of the H ₁₀ type of a rectangular waveguide are superimposed, followed by summation in a single-channel block of field-wave zero-vector summation of the field-wave overlay of two anti-phase transverse-vector counter-directed electric and magnetic field vectors of the wave type H _{10 of} a rectangular waveguide, at the output of which an irrotational scalar-longitudinal EMW is formed, radiated by a monopole antenna.

В режиме приемаIn receive mode

В режиме приема происходит обратное преобразование, а именно безвихревая скалярно-продольная ЭМВ принимаемая монопольной антенной в блоке полеволнового нуль-векторного суммирования формирует безвихревую скалярно-продольную ЭМВ, а в блоке интерферационного полеволнового симметризирующего наложения осуществляется разложение безвихревой скалярно-продольной ЭМВ на две противофазные линейно поляризованные вихревые поперечно-векторные с противонаправленными электрическими и магнитными векторами напряженности поля электрической волны типа H₁₀ прямоугольного волновода, которые после блоков мода-поляризацнно-импедансного преобразования опорного и противофазного каналов преобразуются в противофазные неполяризованные вихревые поперечно-векторные электрические волны типа ТЕМ, а после двухканального фазосдвигающего блока на выходе опорного и противофазного каналов становятся синфазными неполяризованными вихревыми поперечно-векторными электрическими волнами типа ТЕМ, которые синфазно суммируются в делители мощности, который в данном режиме вывыполняет функцию сумматора.In the reception mode, the inverse transformation occurs, namely, the irrotational scalar-longitudinal EMW received by the monopole antenna in the block of field-wave null-vector summation forms an irrotational scalar-longitudinal EMW, and in the block of interference field-wave symmetrizing overlay, the irrotational scalar-longitudinal EMW is decomposed into two antiphase linearly polarized vortex cross-vector with opposite electric and magnetic field strength vectors of the electric wave type H _{10 of} a rectangular waveguide, which, after blocks of mode-polarization-impedance transformation of the reference and antiphase channels, are converted into antiphase non-polarized vortex cross-vector electric waves of the TEM type, and after a two-channel phase-shifting block at the output of the reference and antiphase channels become in-phase non-polarized vortex transverse-vector electric waves of the TEM type, which are summed in-phase into power dividers, which in this mode performs the function of an adder.

Кроме того в антенно-фидерном тракте опорного и противофазного каналах, в связи с не идеальным согласованием, образуются стоячие ЭМВ, то взаимная компенсация вихревых линейно поляризованных поперечно-векторных ЭМВ в блоке интерферационного полеволнового симметризирующего наложения и блоке полеволнового нуль-векторного суммирования полеволнового наложения как в режиме излучения так и режиме приема будет не полной. В блоке полеволнового нуль-векторного суммирования наряду с безвихревых скалярно-продольных ЭМВ имеется некоторое количество (порядка 15%…35%) вихревых линейно поляризованных поперечно-векторных ЭМВ [17].In addition, in the antenna-feeder path of the reference and antiphase channels, due to non-ideal matching, standing EMWs are formed, then the mutual compensation of vortex linearly polarized transverse vector EMWs in the block of the interference field-wave symmetrizing overlay and the block of the field-wave zero-vector summation of the field-wave overlay as in both emitting and receiving modes will not be complete. In the block of field-wave zero-vector summation, along with irrotational scalar-longitudinal EMWs, there is a certain amount (about 15% ... 35%) of vortex linearly polarized transverse-vector EMWs [17].

Поэтому при частичной нуль-векторной полевой ситуации общая электромагнитная энергия состоит из вихревой поперечно-векторной и безвихревой скалярно-продольной ЭМВ. В следствии этого, при антенне с открытой апертурой, например рупорная антенна или диэлектрическая стержневая, излучаются и принимаются одновременно оба вида ЭМВ. При апертуре антенны размещенной в металлическом заземленном экране излучается и принимается только безвихревой скалярно-продольная ЭМВ. Причем в режима приема вихревые поперечно-векторные ЭМВ экранируются и не попадают в антенно-фидерный тракт, а в режиме излучения вихревые поперечно-векторные ЭМВ влияют на согласование антенно-фидерного тракта ухудшая его характеристики, поэтому необходимо использовать элементы согласования.Therefore, in a partial zero-vector field situation, the total electromagnetic energy consists of a vortex transverse vector and an irrotational scalar-longitudinal EMW. As a result, with an antenna with an open aperture, for example, a horn antenna or a dielectric rod antenna, both types of EMW are emitted and received simultaneously. When the aperture of the antenna is placed in a metal grounded screen, only the irrotational scalar-longitudinal EMW is emitted and received. Moreover, in the reception mode, the vortex cross-vector EMWs are shielded and do not enter the antenna-feeder path, and in the radiation mode, the vortex cross-vector EMWs affect the matching of the antenna-feeder path, worsening its characteristics, so it is necessary to use matching elements.

Кроме того, если комбинированная ЭМВ входит в резонансный контур, то образовавшийся в замкнутом контуре замкнутый ток инициирует рассимметризацию продольной составляющей. Силовые линии вслед за током замыкаются, что приводит к перерождению продольных волн в поперечные ЭМВ [17].In addition, if the combined EMW enters the resonant circuit, then the closed current formed in the closed circuit initiates the dissymmetrization of the longitudinal component. The lines of force close after the current, which leads to the transformation of longitudinal waves into transverse EMW [17].

Таким образом уменьшение уровня не преобразованных вихревых поперечно-векторных линейно-поляризованных ЭМВ типа H₁₀ прямоугольного волновода в безвихревые скалярно-продольные ЭМВ в режиме излучения и обратные преобразования в режиме приема осуществляется включением между волноводным выходом блока полеволнового нуль-векторного суммирования и волноводом волноводно-коаксиального перехода проходного блока поглощения апертурных линейно-поляризованных вихревых поперечно-векторных ЭМВ типа H₁₀, который выполнен на отрезке прямоугольного волновода с установленной внутри секцией из радиопоглощающего материала.Thus, a decrease in the level of unconverted vortex transverse-vector linearly polarized EMWs of type H _{10 of} a rectangular waveguide into irrotational scalar-longitudinal EMWs in the radiation mode and inverse transformations in the reception mode is carried out by switching between the waveguide output of the field-wave zero-vector summation unit and the waveguide of the waveguide-coaxial transition block absorption of aperture linearly polarized vortex cross-vector EMW type H ₁₀ , which is made on a segment of a rectangular waveguide with a section of radio-absorbing material installed inside.

Изобретение поясняется следующими чертежами.The invention is illustrated by the following drawings.

На фиг. 1 - схематически представлена структурная схема приемно-передающей экранированной монопольной антенны, в которой в режиме излучения входной сигнал в виде вихревой поперечно-векторной ЭМВ типа ТЕМ преобразуется в безвихревую скалярно-продольную ЭМВ, а в режиме приема безвихревая скалярно-продольная ЭМВ преобразуется в вихревую поперечно-векторную ЭМВ типа ТЕМ; с блоком поглощения апертурных линейно поляризованных вихревых поперечно-векторных ЭМВ типа H₁₀ прямоугольного волновода, выполненной в виде волноводной секции с установкой внутри вставкой из радиопоглощающего материала;In FIG. 1 - schematically shows a block diagram of a receiving-transmitting shielded monopole antenna, in which in the radiation mode the input signal in the form of a vortex transverse vector EMW of the TEM type is converted into an irrotational scalar-longitudinal EMW, and in the receive mode, an irrotational scalar-longitudinal EMW is converted into a vortex transversely -vector EMW type TEM; with an absorption unit for aperture linearly polarized vortex transverse vector EMWs of type H _{10 of} a rectangular waveguide, made in the form of a waveguide section with an insert made of radio absorbing material installed inside;

на фиг. 2 - схематически представлен фрагмент структурной схемы приемно-передающей экранированной монопольной антенны (фиг. 1) с блоками импедансного согласования волны типа ТЕМ опорного и противофазного каналов и блоков компенсаторов отраженных вихревых поперечно- векторных ЭМВ типа ТЕМ и с полным диэлектрическим заполнением пространства между монопольной антенной и металлическим экраном.in fig. 2 - schematically shows a fragment of the structural diagram of a receiving-transmitting shielded monopole antenna (Fig. 1) with blocks of impedance matching of the TEM wave of the reference and antiphase channels and blocks of compensators for reflected vortex cross-vector EMWs of the TEM type and with full dielectric filling of the space between the monopole antenna and metal screen.

Принцип формирования излучаемых и принимаемых безвихревых продольно-скалярных ЭМВ базируется на основе теории «Безвихревой электродинамики» [18, 19, 20, 21].The principle of formation of radiated and received irrotational longitudinally scalar EMWs is based on the theory of "irrotational electrodynamics" [18, 19, 20, 21].

Формирование безвихревых продольно-скалярных ЭМВ осуществляется путем противофазного полеволнового наложения двух когерентных линейно поляризованных вихревых поперечно-векторных с противонаправленными электрическими и магнитными векторами напряженности поля электрической волны типа H₁₀ прямоугольного волновода, осуществляемое последовательно соединенными двумя блоками, а именно блоком интерферационного полеволнового симметрирующего наложения и блоком полеволнового нуль-векторного суммирования полеволнового симметрирующего наложения обеспечивая по всему периоду колебательного процесса интерференционные электрические и магнитные нуль-векторы.The formation of irrotational longitudinal-scalar EMWs is carried out by antiphase field-wave superposition of two coherent linearly polarized vortex transverse-vector ones with opposite electric and magnetic field strength vectors of an electric wave of the H ₁₀ type of a rectangular waveguide, carried out by two blocks connected in series, namely, an interference field-wave balancing superposition block and a block field-wave null-vector summation;

Распространение идеи симметрично-физических переходов на полеволновой процесс позволяет предположить образование электромагнитных свойств у более симметричной ЭМВ. Как следует из анализа центрально-симметричной магнитостатики стационарные магнитные поля способны к симметризирующему наложению, сопровождаемому переходом от циркуляционного свойства к потенциальному в общем магнитном поле. [18, 19]The extension of the idea of symmetrical physical transitions to the field-wave process allows us to assume the formation of electromagnetic properties in a more symmetrical EMW. As follows from the analysis of centrally symmetric magnetostatics, stationary magnetic fields are capable of symmetrizing superimposition, accompanied by a transition from the circulation property to the potential one in a general magnetic field. [18, 19]

Результатом полеволнового симметризирующего наложения двух когерентных противофазных линейно поляризованных вихревые поперечно-векторных с противонаправленными электрическими и магнитными векторами напряженности поля ЭМВ является то, что векторы электрического и магнитного полей образуют в итоге геометрические нуль-векторы по всему периоду общего полеволнового процесса.The result of the field-wave symmetrizing superposition of two coherent anti-phase linearly polarized vortex transverse vectors with opposite electric and magnetic vectors of the EMW field strength is that the vectors of the electric and magnetic fields form, as a result, geometric zero-vectors over the entire period of the general field-wave process.

При противофазном наложении двух одинаковых ЭМВ, образующие в теоретическом описании геометрические нуль-векторы, свидетельствуют не о взаимной компенсации накладывающихся электромагнитных полей, что нарушило бы принцип сохранения энергии, а лишь их исходные свойства. Таким образом теоретические нуль-векторы свидетельствуют об отсутствии у поля общей ЭМВ исходных поляризационных (поперечных) и структурных (вихревых) свойств [20].In case of antiphase superposition of two identical EMWs, which form geometric null vectors in the theoretical description, they do not indicate mutual compensation of superimposed electromagnetic fields, which would violate the principle of energy conservation, but only their initial properties. Thus, the theoretical null vectors indicate the absence of the initial polarization (transverse) and structural (vortex) properties of the field of the general EMW [20].

Согласно математической модели, в свободном пространстве и в плосковолновом приближении векторы напряженности электрического и магнитного полей продольной ЭМВ взаимно коллинеарны и ортогональны плоскости фронтаAccording to the mathematical model, in free space and in the plane-wave approximation, the electric and magnetic field strength vectors of the longitudinal EMW are mutually collinear and orthogonal to the front plane

Лучеподобный вектор S однозначно задает продольную ориентацию связанным с ним электрическому и магнитному векторам. Скалярные составляющие есть следствие заимствования модулей векторов от соответствующих геометрических нуль-векторов [21].The ray-like vector S uniquely defines the longitudinal orientation of the electric and magnetic vectors associated with it. The scalar components are a consequence of borrowing the modules of vectors from the corresponding geometric null vectors [21].

Принцип работы приемно-передающей антенны.The principle of operation of the transmitting and receiving antenna.

Приемно-передающая монопольная антенна 1 (фиг. 1) принимает и излучает неполяризованные безвихревые продольно-скалярные ЭМВ, при этом в обоих режимах на входном/выходном коаксиальном соединителе трехдецибельного сумматора (прием)/делителя (передача) ЭМВ всегда присутствует вихревая неполяризованная поперечно-векторная ЭМВ типа ТЕМ фидерного тракта.The receiving-transmitting monopole antenna 1 (Fig. 1) receives and radiates non-polarized irrotational longitudinal-scalar EMW, while in both modes at the input / output coaxial connector of the three-dB adder (receive) / divider (transmission) EMW there is always a vortex non-polarized transverse vector EMW type TEM feeder path.

При этом в режиме излучения входной сигнал в виде вихревых неполяризонанных поперечно-векторных ЭМВ в фидерном тракте преобразуется в излучаемые антенной безвихревые скалярно-продольнные ЭМВ, а в режиме приема входной сигнал принимаемый монопольной антенной в виде безвихревых скалярно-продольных ЭМВ преобразуется на выходе антенны в вихревые неполяризованные поперечно-векторные ЭМВ типа ТЕМ фидерного тракта.In this case, in the radiation mode, the input signal in the form of vortex non-polarized transverse-vector EMW in the feeder path is converted into irrotational scalar-longitudinal EMW emitted by the antenna, and in the receive mode, the input signal received by the monopole antenna in the form of irrotational scalar-longitudinal EMW is converted at the antenna output into vortex non-polarized cross-vector EMW type TEM feeder path.

Принцип работы антенны в режиме излучения.The principle of operation of the antenna in the radiation mode.

В режиме излучения входной СВЧ сигнал, представляющий собой вихревую неполяризованную поперечно-векторную электрическую ЭМВ типа ТЕМ, через коаксиальный соединитель (коаксиально-полосковый переход) подключен к входному каналу 2 двухканального трехдецибельного делителя мощности 3 с развязанными и синфазными первым 4 и вторым 5 выходными каналами, при этом трехдецибельный делитель мощности 3 может быть выполнен на симметричной или несимметричной экранированной полосковой линии в печатном или для повышенного уровня мощности с воздушным заполнением, причем на выходных каналах 4 и 5 формируются равноамплитудные синфазные вихревые неполяризованные поперечно-векторные электрические ЭМВ типа ТЕМ.In the radiation mode, the input microwave signal, which is a vortex non-polarized cross-vector electric EMW of the TEM type, is connected through a coaxial connector (coaxial-strip junction) to the input channel 2 of a two-channel three-dB power divider 3 with decoupled and in-phase first 4 and second 5 output channels, in this case, a three-dB power divider 3 can be made on a symmetrical or asymmetrical shielded strip line in a printed circuit or for an increased power level with air filling, and on the output channels 4 and 5, equal-amplitude in-phase vortex non-polarized cross-vector electric EMWs of the TEM type are formed.

Первый выходной канал 4 и второй выходной канал 5 трехдецибельного делителя мощности 3 подключены к входному опорному каналу 6 и входному противофазному каналу 7 проходного двухканального фазосдвигающего блока 8 соответственно, формирующего на выходе, между опорным 9 и противофазным 10 выходными каналами вихревые неполяризованные поперечно-векторные электрические ЭМВ типа ТЕМ с разностью фаз равной 180°, т.е. сформированы противофазные сдвинутые по фазе на 180° вихревые неполяризованные поперечно-векторные электрические ЭМВ типа ТЕМ. Двухканальный фазосдвигающий блок 8 выполняется на фидерном тракте волны типа-ТЕМ, к которым относится как коаксиальная линия так и полосковые линии.The first output channel 4 and the second output channel 5 of the three-dB power divider 3 are connected to the input reference channel 6 and the input anti-phase channel 7 of the two-channel phase-shifting block 8, respectively, forming at the output, between the reference 9 and anti-phase 10 output channels, vortex unpolarized cross-vector electric EMW TEM type with phase difference equal to 180°, i.e. antiphase 180° phase-shifted vortex non-polarized cross-vector electric EMWs of the TEM type were formed. The two-channel phase-shifting block 8 is performed on the feeder path of the TEM-type wave, which includes both a coaxial line and strip lines.

Например, двухканальный фазосдвигающий блок 8 может быть выполнен на коаксиальных линиях [22] или, например, двухканальный фазосдвигающий блок 8 может быть выполнен на полосковых линиях [23].For example, a two-channel phase-shifting block 8 can be made on coaxial lines [22] or, for example, a two-channel phase-shifting block 8 can be made on strip lines [23].

Выходные опорный канал 9 и противофазный канал 10 двухканального фазосдвигающего блока 8 с вихревыми неполяризованными поперечно-векторными противофазными ЭМВ типа ТЕМ подключены к входным опорному 11 и противофазном 12 каналам двух идентичных одноканальных блоков мода-поляризационно-импедансного преобразования 13 и 14 соответственно, которые выполнены на равнопрофильных прямоугольных волноводах одинаковой длины и установленные вплотную друг к другу узкими стенками, причем каждый блок мода-поляризационно-импедансного преобразования 13 и 14 преобразует в опорном и противофазном каналах входные противофазные неполяризованные противонаправленные вихревые поперечно-векторные электрические волны типа ТЕМ в выходные противофазные линейно поляризованные противонаправленные вихревые поперечно-векторные электрические ЭМВ типа H₁₀ прямоугольного волновода, при этом волноводы выходных опорного 15 и противофазного 16 каналов одноканальных блоков мода-поляризационно-импедансного преобразования 13 и 14 подключены к входным каналам опорного 17 и противофазного 18 одинаковых опорного 19 и противофазного 20 одноканальных блоков синхронизации противофазных линейно противополяризованных вихревых поперечно-векторных электрических и магнитных полей типа H₁₀ прямоугольного волновода соответственно, которые выполнены на отрезках равнопрофильных прямоугольных волноводов одинаковой длины установленных вплотную друг к другу узкими стенками с элементами регулировки 21 структуры электромагнитного поля в опорном 19 и противофазном 20 блоках синхронизации противофазных линейно поляризованных противонаправленных вихревых поперечно-векторных электрических и магнитных полей H₁₀ соответственно [24].The output reference channel 9 and the antiphase channel 10 of the two-channel phase-shifting block 8 with vortex unpolarized cross-vector antiphase EMW type TEM are connected to the input reference 11 and antiphase 12 channels of two identical single-channel blocks of the mode-polarization-impedance conversion 13 and 14, respectively, which are made on equal profile rectangular waveguides of the same length and installed close to each other by narrow walls, each block of the mode-polarization-impedance conversion 13 and 14 converts in the reference and antiphase channels the input antiphase non-polarized anti-directional vortex transverse-vector electric waves of the TEM type into output anti-phase linearly polarized anti-directional vortex cross-vector electric EMW type H _{10 of} a rectangular waveguide, while the waveguides of the output reference 15 and antiphase 16 channels of single-channel blocks of the mode-polarization-impedance conversion 13 and 14 are connected to the input channels of the reference 17 and anti-phase 18 of the same reference 19 and anti-phase 20 single-channel synchronization blocks of anti-phase linear anti-polarized vortex transverse vector electric and magnetic fields of the type H ₁₀ rectangular waveguide, respectively, which are made on sections of equal-profile rectangular waveguides of the same length installed close to each other to each other by narrow walls with adjustment elements 21 of the structure of the electromagnetic field in the reference 19 and antiphase 20 synchronization blocks of antiphase linearly polarized counterdirectional vortex transverse vector electric and magnetic fields H ₁₀ , respectively [24].

При этом на выходе опорного 22 и выходе противофазного 23 каналов блоков синхронизации противофазные линейно поляризованные противонаправленные вихревых поперечно-векторные электрические и магнитные поля волны типа H₁₀ прямоугольного волновода когерентны.At the same time, at the output of the reference 22 and the output of the antiphase 23 channels of the synchronization blocks, the antiphase linearly polarized counterdirectional vortex transverse vector electric and magnetic fields of the wave type H _{10 of} the rectangular waveguide are coherent.

При этом волноводные выходы опорного 22 и противофазного 23 каналов одноканальных блоков синхронизации противофазных линейно поляризованных противонапраленных вихревых поперечно-векторных электрических и магнитных полей волны типа H₁₀ прямоугольного волновода подключены к входному волноводному каналу одноканального блока 24 интерферационного полеволнового симметризирующего наложения двух противофазных когерентных линейно поляризованных противонаправленных вихревых поперечно-векторных электрических и магнитных полей волны типа Н₁₀ прямоугольного волновода с элементами настройки 25, который выполнен на отрезке прямоугольного волновода с продольным поперечным сечением в форме равнобочной трапеции, при этом большее переменное волноводное сечение 26, равное сумме двух поперечных сечений прямоугольных волноводов 19 и 20 является входным волноводным каналом, а меньшее волноводное сечение 27, равное поперечному сечению прямоугольного волновода, является выходным волноводным каналом блока 24 интерферационного полеволнового симметризирующего наложения двух противофазных когерентных линейно поляризованных вихревых поперечно-векторных противонаправленных электрических и магнитных векторов напряженности поля волны типа Н₁₀ прямоугольного волновода, который подключен к входному каналу 28 одноканального блока 29 полеволнового нуль-векторного суммирования полеволнового симметризирующего наложения двух противофазных вихревых поперечно-векторных противонаправленных электрических и магнитных векторов полей волны типа H₁₀ прямоугольного волновода, выполненного на отрезке прямоугольного волновода с элементами регулирования 30 режима полеволнового нуль-векторного суммирования, на выходном канале 31 которого в результате полеволнового нуль-векторного суммирования сформирована безвихревая скалярно-продольная ЭМВ, при этом выходной волноводный канал 31 блока 29 полеволнового нуль-векторного суммирования интерферационного полеволнового симметризирующего наложения подключен к волноводному входу 32 волноводно-коаксиального перехода 33, коаксиальная часть 34 которого выполнена в виде отрезка коаксиальной линии передачи, к концу центрального проводника 35 которой подключена монопольная антенна 36, представляющая собой несимметричный вибратор, причем на земляном проводнике 37 отрезка коаксиальной линии передачи 34 установлен симметрирующий четвертьволновый короткозамыкающий коаксиальный шлейф 38, при этом на монопольную антенну установлен металлический экран 39 из немагнитного металла в форме цилиндра закороченного на одном конце, при этом второй конец 40 цилиндра 39 экрана закреплен и гальванически соединен с земляным проводником 37 коаксиальной части 34 волноводно-коаксиального перехода 33.At the same time, the waveguide outputs of the reference 22 and antiphase 23 channels of the single-channel synchronization blocks of the antiphase linearly polarized anti-directional vortex transverse vector electric and magnetic fields of the wave type H _{10 of} the rectangular waveguide are connected to the input waveguide channel of the single-channel block 24 of the interference field-wave symmetrizing overlay of two anti-phase coherent linearly polarized anti-directional vortex transverse vector electric and magnetic fields of a wave of type H _{10 of} a rectangular waveguide with tuning elements 25, which is made on a segment of a rectangular waveguide with a longitudinal cross section in the form of an isosceles trapezoid, while a larger variable waveguide section 26, equal to the sum of two cross sections of rectangular waveguides 19 and 20 is the input waveguide channel, and the smaller waveguide section 27, equal to the cross section of the rectangular waveguide, is the output waveguide channel of the block 24 interference field-wave symmetrizing superimposition of two antiphase coherent linearly polarized vortex transverse-vector counterdirectional electric and magnetic field strength vectors of the wave type H _{10 of} a rectangular waveguide, which is connected to the input channel 28 of a single-channel block 29 oppositely directed electric and magnetic field vectors of the wave type H _{10 of} a rectangular waveguide, made on a segment of a rectangular waveguide with control elements 30 of the field-wave zero-vector summation mode, on the output channel 31 of which, as a result of the field-wave zero-vector summation, an irrotational scalar-longitudinal EMW is formed, while the output waveguide channel 31 of the block 29 of the field-wave zero-vector summation of the interference field-wave symmetrizing overlay is connected to the waveguide to the input 32 of the waveguide-coaxial transition 33, the coaxial part 34 of which is made in the form of a segment of a coaxial transmission line, to the end of the central conductor 35 of which a monopole antenna 36 is connected, which is an asymmetric vibrator, and on the earth conductor 37 of the segment of the coaxial transmission line 34 a balancing quarter-wave short circuit is installed a coaxial cable 38, while a metal screen 39 made of non-magnetic metal in the form of a cylinder shorted at one end is installed on the monopole antenna, while the second end 40 of the cylinder 39 of the screen is fixed and galvanically connected to the earth conductor 37 of the coaxial part 34 of the waveguide-coaxial transition 33.

В структуре фидерного тракта монопольной антенны условно можно выделить три вида последовательностей волновых преобразований. Так, в режиме передачи (излучения): - вихревая неполяризованная поперечно-векторная волна типа ТЕМ; - вихревая линейно поляризованная поперечно-векторная волно-водная волна типа H₁₀; - безвихревая неполяризованная скалярно-продольная волна.In the structure of the feeder path of a monopole antenna, three types of sequences of wave transformations can be conditionally distinguished. Thus, in the transmission (radiation) mode: - vortex unpolarized transverse vector wave of the TEM type; - vortex linearly polarized transverse vector wave-water wave type H ₁₀ ; - irrotational non-polarized scalar-longitudinal wave.

В режиме приема антенной безвихревых скалярно-продольных ЭМВ все преобразования в антенно-фидерном тракте осуществляются в обратном направлении.In the mode of receiving irrotational scalar-longitudinal EMW by the antenna, all transformations in the antenna-feeder path are carried out in the opposite direction.

Вследствие сложных полеволновых преобразований и структурных переходов как в режиме передачи (излучения) так и в режиме приема антенно-фидерный тракт не является достаточно согласованным (КСВ>>1), что приводит к образованию стоячих ЭМВ, а это, в свою очередь, блоком 29 полеволнового нуль-векторного суммирования вихревых противофазных попепречно-векторных противонаправленных электрических и магнитных полеволнового наложения векторов полей волна типа H₁₀ прямоугольного волновода приводит к неполной взаимной компенсации, в результате получаем в антенно-фидерном тракте комбинированные безвихревые скалярно-продольные и вихревые поперечно-векторные ЭМВ. Поскольку все элементы фидерного тракта антенны выполнены экранированными, а сам монопольный излучатель антенны 36 установлен в металлическом экране 39, который должен быть выполнен из химически чистой меди, то вихревые поперечно-векторные ЭМВ монопольным излучателем не излучаются в режиме передачи и не принимаются в режиме приема, но при этом ухудшают внутренний режим согласования антенно-фидерного трактаDue to complex field-wave transformations and structural transitions both in the transmission (radiation) and in the reception modes, the antenna-feeder path is not sufficiently coordinated (SWR>>1), which leads to the formation of standing EMW, and this, in turn, block 29 field-wave zero-vector summation of vortex antiphase transverse-vector counterdirectional electric and magnetic field-wave superposition of field vectors a wave of type H _{10 of} a rectangular waveguide leads to incomplete mutual compensation, as a result, we obtain combined irrotational scalar-longitudinal and vortex transverse-vector EMW in the antenna-feeder path. Since all elements of the feeder path of the antenna are shielded, and the monopole radiator of the antenna 36 itself is installed in a metal screen 39, which must be made of chemically pure copper, the vortex cross-vector EMWs are not emitted by the monopole radiator in the transmit mode and are not received in the receive mode, but at the same time they worsen the internal mode of matching the antenna-feeder path

Любая неоднородность фидерного тракта независимо от типа линии передачи - это реактивная составляющая волнового сопротивления фидерного тракта, и которую необходимо компенсировать.Any inhomogeneity of the feeder path, regardless of the type of transmission line, is a reactive component of the wave impedance of the feeder path, and which must be compensated.

К таким неоднородностям относятся: реактивные составляющие в виде падающих на стенки волновода и отраженных от них ЭМВ; - реактивные составляющие возникающие на переходах между функциональными блоками.These inhomogeneities include: reactive components in the form of EMW incident on the walls of the waveguide and reflected from them; - reactive components arising at the transitions between functional blocks.

К таким соединениям относятся: соединение блока 3 с блоком 8; - соединение блока 8 блоками 13 и 14; - соединение блоков 13 и 14 с блоками 19 и 20; - соединение блоков 19 и 20 с блоком 24; - соединение блока 24 с блоком 29.These connections include: connection of block 3 with block 8; - connection of block 8 with blocks 13 and 14; - connection of blocks 13 and 14 with blocks 19 and 20; - connection of blocks 19 and 20 with block 24; - connection of block 24 with block 29.

Для осуществления согласования фидерного тракта антенны между выходными каналами блока 3 и входными каналами блока 8 включены блоки импедансного согласования 41 и 42 вихревых поперечно-векторных ЭМВ типа ТЕМ, а для согласования выходных каналов блока 8 с входными каналами блоков 13 и 14, в каждом канал включены блоки компенсаторов 43 и 44 отраженных вихревых поперечно-векторных ЭМВ типа ТЕМ. Поскольку блоки согласования 41 и 42 и блоки компенсаторов 43 и 44 включены в фидерный тракт с волной типа ТЕМ, то они должны быть выполнены на основе линий передачи с волной типа ТЕМ, например на коаксиальных линиях или на симметричных или несимметричных экранированных полосковых линиях с воздушным или диэлектрическим заполнением. При этом включенные в фидерный тракт блоки согласования 41 и 42 и блоки компенсаторов 43 и 44 не должны нарушать общее экранирование всего фидерного тракта.To match the feeder path of the antenna between the output channels of block 3 and the input channels of block 8, impedance matching blocks 41 and 42 of vortex cross-vector EMWs of the TEM type are included, and to match the output channels of block 8 with the input channels of blocks 13 and 14, each channel includes blocks of compensators 43 and 44 reflected vortex cross-vector EMW type TEM. Since matching blocks 41 and 42 and compensator blocks 43 and 44 are included in the feeder path with a TEM type wave, they must be made on the basis of transmission lines with a TEM type wave, for example, on coaxial lines or on balanced or unbalanced shielded strip lines with air or dielectric filling. At the same time, matching blocks 41 and 42 and compensator blocks 43 and 44 included in the feeder path should not violate the overall shielding of the entire feeder path.

Согласование волноводных элементов фидерного тракта, таких как блок 19, блок 24 и блок 30 осуществляется волноводными реактивными элементами [25].Coordination of the waveguide elements of the feeder path, such as block 19, block 24 and block 30, is carried out by waveguide reactive elements [25].

Уменьшение уровня не преобразованных линейно-поляризованных вихревых поперечно-векторных ЭМВ типа H₁₀ прямоугольного волновода в безвихревые скалярно-продольные ЭМВ на входе монопольной антенны 36 осуществляется включением между выходным волноводным каналом блока 29 полеволнового нуль-векторного суммирования полеволнового симметризирующего наложения двух вихревых противофазных поперечно-векторных противонаправленных электрических и магнитных векторов полей волны типа H₁₀ прямоугольного волновода и входным волноводным каналом волноводно-коаксиального перехода 33 проходного блока 45 поглощения апертурных линейно-поляризованных вихревых поперечно-векторных электромагнитных волн типа H₁₀ прямоугольного волновода, который выполнен на отрезке прямоугольного волновода с установленной внутри секцией из радиопоглощающего материала.The decrease in the level of non-converted linearly polarized vortex transverse-vector EMWs of the type H _{10 of} a rectangular waveguide into irrotational scalar-longitudinal EMWs at the input of the monopole antenna 36 is carried out by switching between the output waveguide channel of the block 29 of the field-wave zero-vector summation of the field-wave symmetrizing overlay of two vortex antiphase transverse-vector oppositely directed electric and magnetic field vectors of the wave type H _{10 of} a rectangular waveguide and the input waveguide channel of the waveguide-coaxial transition 33 of the through block 45 of absorption of aperture linearly polarized vortex transverse vector electromagnetic waves of the type H _{10 of} a rectangular waveguide, which is made on a section of a rectangular waveguide with an installed inside section of radio-absorbing material.

Для улучшения внутреннего согласования монопольной антенны (излучателя) 36 с экраном 39 и со свободным пространством при одновременном увеличении жесткости конструкции излучателя 36 используется диэлектрическая муфта 46, установленная между излучателем 36 и металлическим экраном 39.To improve the internal matching of the monopole antenna (emitter) 36 with the screen 39 and free space while increasing the rigidity of the radiator 36, a dielectric sleeve 46 is used, installed between the radiator 36 and the metal screen 39.

В режиме приема безвихревых скалярно-продольных ЭМВ все электродинамические преобразования по отношению к преобразованиям режима излучения осуществляются в обратном направлении.In the mode of receiving irrotational scalar-longitudinal EMWs, all electrodynamic transformations in relation to the transformations of the radiation mode are carried out in the opposite direction.

Источники информацииSources of information

1. «Продольные электромагнитные волны». - Библиография 1970-2020. (172 позиции). Отделение ГПНТБ СО РАН (Новосибирск) - Составитель Зарубин А.Н. [Электронный ресурс]: Режим доступа: (http://prometeus.nsc.ru/partner/zarubin/waves.ssi, 2020).1. "Longitudinal electromagnetic waves". - Bibliography 1970-2020. (172 positions). Department of the State Public Scientific and Technical Library of the Siberian Branch of the Russian Academy of Sciences (Novosibirsk) - Compiled by Zarubin A.N. [Electronic resource]: Access mode: (http://prometeus.nsc.ru/partner/zarubin/waves.ssi, 2020).

2. Монография: «Абдулкеримов С.А., Ермолаев Ю.М., Родионов Б.Н. Продольные электромагнитные волны. Теория, эксперимент, перспективы применения. М.: МГУЛ (Московский государственный университет леса), 2003, - 171 с).2. Monograph: “Abdulkerimov S.A., Ermolaev Yu.M., Rodionov B.N. Longitudinal electromagnetic waves. Theory, experiment, application prospects. M.: MGUL (Moscow State Forest University), 2003, - 171 p.).

3. Книга 5. Часть 2-03: Колтовой Н.А. «Продольные волны» [Электронный ресурс]: Режим доступа: (Koltovoy_prodolnye_volny.pdf-Adobe Reader, 2018).3. Book 5. Part 2-03: Koltovoi N.A. "Longitudinal waves" [Electronic resource]: Access mode: (Koltovoy_prodolnye_volny.pdf-Adobe Reader, 2018).

4. Monstein С., Wesley J.P. Observation of scalar longitudinal electrodynamic waves // Europhgs. Lett. 59(4), p. 514-520, 2002. [Электронный ресурс]: Режим доступа: (www.trinitas.ru EUROPHYSICS LETTRS August 2002.rtf).4. Monstein C., Wesley J.P. Observation of scalar longitudinal electrodynamic waves // Europhgs. Lett. 59(4), p. 514-520, 2002. [Electronic resource]: Access mode: (www.trinitas.ru EUROPHYSICS LETTRS August 2002.rtf).

5. Патент РФ «Способ излучения продольных электромагнитных радиоволн и антенны для его осуществления», №2310954 С1, кл. МКИ H01Q 13/00, 2007 г.5. Patent of the Russian Federation "Method of radiation of longitudinal electromagnetic radio waves and antennas for its implementation", No. 2310954 C1, class. MKI H01Q 13/00, 2007

6. А.Л. Драбкин, В.Л. Зузенко, Антенно-фидерные устройства. - М.: Сов. Радио, 1961. - 815 с.: ил.6. A.L. Drabkin, V.L. Zuzenko, Antenna-feeder devices. - M.: Sov. Radio, 1961. - 815 p.: ill.

7. Протасевич Е.Т. Некоторые особенности взаимодействия электромагнитных волн ТЕ - и ТЕМ-типов с металлами. Радиотехника и электроника. М.: Изд-во РАН, т. 48, 1988, №1, с. 5-7.7. Protasevich E.T. Some features of the interaction of electromagnetic waves of TE - and TEM-types with metals. Radio engineering and electronics. M.: Publishing House of the Russian Academy of Sciences, v. 48, 1988, No. 1, p. 5-7.

8. Николаев Г.В., Протасевич Е.Т. «Формирование продольных электромагнитных волн как результат сложения поперечных электромагнитных волн» // Протасавич Е.Т. Электромагнитные волны. - Томск. 1998. - с. 79-85.8. Nikolaev G.V., Protasevich E.T. "Formation of longitudinal electromagnetic waves as a result of the addition of transverse electromagnetic waves" // Protasavich E.T. Electromagnetic waves. - Tomsk. 1998. - p. 79-85.

9. Ермолаев Ю.М. «Эффект преобразования двух СВЧ поперечных электромагнитных волн в продольную электромагнитную волну» // Электродинамика и техника СВЧ и КВЧ и оптических частот. - 2002. ТХ, вып. 4(36). - с. 18-23.9. Ermolaev Yu.M. "Effect of transformation of two microwave transverse electromagnetic waves into a longitudinal electromagnetic wave" // Electrodynamics and technology of microwave and EHF and optical frequencies. - 2002. ТХ, vol. 4(36). - with. 18-23.

10. Бутусов К.П. «Продольная волна в вакууме порождается «поперечной электромагнитной волной» поляризованной по кругу» // Фундаментальные проблемы естествознания: мат.междунар. научн. конг. - СПб, 1998. - с. 29).10. Butusov K.P. “Longitudinal wave in vacuum is generated by a “transverse electromagnetic wave” polarized in a circle” // Fundamental problems of natural sciences: mat. scientific kong. - St. Petersburg, 1998. - p. 29).

11. Патент США, «Antenna for Electron Spin Radiation», Robert T. Hart, Vladimir I. Korobejnikov, №2007/0013595 Al, H01Q 11/12, 2007.11. US Patent, "Antenna for Electron Spin Radiation", Robert T. Hart, Vladimir I. Korobejnikov, No. 2007/0013595 Al, H01Q 11/12, 2007.

12. Коробейников В. Новый вид электромагнитного излучения. [Электронный ресурс]: Режим доступа (http://www.n-t.ru/tp/ts/nv.htm-->src=” Новый вид электромагнитного излучения.г11е8/гор100.gif”).12. Korobeinikov V. A new type of electromagnetic radiation. [Electronic resource]: Access mode (http://www.n-t.ru/tp/ts/nv.htm-->src=”A new type of electromagnetic radiation.g11e8/gor100.gif”).

13. Патент США «Systems, Apparatuses, and Methods for Generating and/or Utilizing Scalar-Longitudinal Waves», US №9306527 B1, МКП: H03H 2/00, H01Q 1/36, H04B 13/02, 2016.13. US patent "Systems, Apparatuses, and Methods for Generating and/or Utilizing Scalar-Longitudinal Waves", US No. 9306527 B1, MCP: H03H 2/00, H01Q 1/36, H04B 13/02, 2016.

14. Патент РФ «Способ и антенна для передачи и приема продольных электромагнитных волн», №2354018 С2, кл. МКИ H01Q 11/06, 2008 г.14. RF patent "Method and antenna for transmitting and receiving longitudinal electromagnetic waves", No. 2354018 C2, class. MKI H01Q 11/06, 2008

15. Парселл Э. Электричество и магнетизм. Берклеевский курс физики. Т. 2. М.: «Наука», 1984, с. 430.15. Purcell E. Electricity and Magnetism. Berkeley Physics Course. T. 2. M .: "Nauka", 1984, p. 430.

16. Патент РФ №2287212, «Устройство для излучения продольно-скалярных электромагнитных волн», кл. МКИ H01Q 13/02, 2006 г.16. Patent of the Russian Federation No. 2287212, "Device for the emission of longitudinal scalar electromagnetic waves", class. MKI H01Q 13/02, 2006

17. [Электронный ресурс]: Режим доступа: (https://referatbank.ru/referat/previern/11286/referat-prodolnye-elektromagnitnye-volny.html).17. [Electronic resource]: Access mode: (https://referatbank.ru/referat/previern/11286/referat-prodolnye-elektromagnitnye-volny.html).

18. Кузнецов Ю.Н. Основы безвихревой электродинамики. Часть 1. Потенциальное магнитное поле. [Электронный ресурс]: Режим доступа (https://works.doklad.ru/view/AzEkARSX93E/all.html).18. Kuznetsov Yu.N. Fundamentals of irrotational electrodynamics. Part 1. Potential magnetic field. [Electronic resource]: Access mode (https://works.doklad.ru/view/AzEkARSX93E/all.html).

19. Кузнецов Ю.Н. Теория продольных электромагнитных полей (безвихревая электродинамика). // «Журнал Русской Физической Мысли» (ЖРФМ), 1995, №1-6, стр. 99-113.19. Kuznetsov Yu.N. Theory of longitudinal electromagnetic fields (irrotational electrodynamics). // "Journal of Russian Physical Thought" (ZhRFM), 1995, No. 1-6, pp. 99-113.

20. Кузнецов Ю.Н. Основы безвихревой электродинамики. Часть 2. Продольные электромагнитные волны. [Электронный ресурс]: Режим доступа (HTTPS:// works.doklad.ru/view/V\vGwKpjuTSJY.html).20. Kuznetsov Yu.N. Fundamentals of irrotational electrodynamics. Part 2. Longitudinal electromagnetic waves. [Electronic resource]: Access mode (HTTPS://works.doklad.ru/view/V\vGwKpjuTSJY.html).

21. Кузнецов Ю.Н. Безвихревая электродинамика. Часть 3. Математическая модель. [Электронный ресурс]: Режим доступа (baza-referat.ru / Безвихревая _электродинамика_математическая_модель).21. Kuznetsov Yu.N. Irrotational electrodynamics. Part 3. Mathematical model. [Electronic resource]: Access mode (baza-referat.ru / Irrotational _electrodynamics_mathematical_model).

22. Патент РФ №2287212, «Устройство для излучения продольно-скалярных электромагнитных волн», кл. МКИ H01Q 13/02, 2006 г.22. Patent of the Russian Federation No. 2287212, "Device for the emission of longitudinal scalar electromagnetic waves", class. MKI H01Q 13/02, 2006

23. В.М. Schiffman. A New Class of Broad-Band Microwave 90-Degree Phase Shifters. JRE Trans 1958 MTT-6 IV №2 pp. 232-237.23. V.M. Schiffman. A New Class of Broad-Band Microwave 90-Degree Phase Shifters. JRE Trans 1958 MTT-6 IV No. 2 pp. 232-237.

24. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств / С.И. Бахарев, В.И. Вольман, Ю.Н. Либ и др: Под ред. В.И. Вольмана. - М.: Радио и связь, 1982. - 328 с., ил.24. Handbook on the calculation and design of microwave strip devices / S.I. Bakharev, V.I. Volman, Yu.N. Lieb et al: Ed. IN AND. Wolman. - M.: Radio and communication, 1982. - 328 p., ill.

25. Конструирование экранов и СВЧ-устройств: Учебник для вузов / A.M. Чернушенко, Б.В. Петров, Л.Г. Малорацкий и др.; Под ред. A.M. Чернушенко. - М.: Радио и связь, 1990. - 352 с.: ил.25. Designing screens and microwave devices: Textbook for universities / A.M. Chernushenko, B.V. Petrov, L.G. Maloratsky and others; Ed. A.M. Chernushenko. - M.: Radio and communication, 1990. - 352 p.: ill.

Claims

1. A receiving-transmitting antenna containing a source of a vortex transverse-vector electromagnetic field, a two-channel antenna-feeder path, consisting of segments of rectangular waveguides of the first and second channels of the feeder path, installed close to each other with narrow walls, while the waveguides are made of the same cross section, characterized in that an input two-channel three-dB power divider with in-phase decoupled first and second output channels is introduced, which are connected to the input reference and input anti-phase channels of the introduced pass-through mutual two-channel phase-shifting block, respectively, forming at the output between the reference and anti-phase output channels anti-phase vortex cross-vector electromagnetic fields with a phase difference of 180°, moreover, the two-channel three-dB power divider and the reference and antiphase channels of the two-channel phase-shifting unit are made on the basis of shielded feeder lines, in which x, a non-polarized vortex transverse vector electric wave of the TEM type propagates, while the output reference and antiphase channels of the two-channel phase-shifting unit are connected to the input channels of the introduced two identical single-channel mod-polarization-impedance conversion units, respectively, which are made on identical equal-profile rectangular waveguides of the same length and installed close to each other by narrow walls, and each block of the mode-polarization-impedance conversion converts in the reference and antiphase channels the input antiphase non-polarized vortex transverse vector antidirectional electric and magnetic vectors of the electric wave field strength of the TEM type into output antiphase linearly polarized vortex transverse vector oppositely directed electric and magnetic vectors of the field strength of an electric wave of type H _{10 of} a rectangular waveguide, respectively, while the waveguides of the output op The main and antiphase channels of the mode-polarization-impedance conversion blocks are connected to identical and narrow walls installed close to each other and of the same length to the input waveguide channels introduced by two identical, with elements for regulating the structure of the electromagnetic field of the H ₁₀ type wave of a rectangular waveguide in each channel of the antiphase synchronization blocks linearly polarized vortex transverse vector counterdirectional electric and magnetic field strength vectors of an electric wave of type H _{10 of} a rectangular waveguide, respectively, and at the output of the reference and antiphase channels of the synchronization blocks of antiphase linearly polarized vortex transverse vector counterdirectional electric and magnetic field strength vectors of an electric wave of the type H _{10 of} a rectangular waveguide are coherent, while the waveguide output of the reference channel and the waveguide output of the antiphase channel of the synchronization blocks are coherent antiphase l linearly polarized vortex transverse vector counterdirectional electric and magnetic field strength vectors of the electric wave type H _{10 of} a rectangular waveguide are connected to the input waveguide channel of a single-channel block of interference field wave symmetrizing overlay with tuning elements of two antiphase coherent linearly polarized vortex transverse vector counterdirectional electric and magnetic vectors field strength of electric waves of type H _{10 of} a rectangular waveguide, which is made on a segment of a rectangular waveguide with a longitudinal variable cross section in the form of an isosceles trapezoid, while the larger cross section of the waveguide, equal to the sum of two cross sections of the rectangular waveguides, is the input waveguide channel, and the smaller transverse waveguide section equal to the cross section of a rectangular waveguide is the output waveguide channel of the interference field-wave symmetrizing unit o overlay with tuning elements of two anti-phase coherent linearly polarized vortex transverse vector counter-directed electric and magnetic field strength vectors of an electric wave of type H _{10 of} a rectangular waveguide, which is connected to the input channel of a single-channel block of field-wave zero-vector summation, with elements for regulating the summation mode, interference field-wave symmetrizing overlay of antiphase transverse-vector counterdirectional electric and magnetic field vectors of the wave type H ₁₀ , made on a segment of a rectangular waveguide, at the output of which, as a result of field-wave zero-vector summation, an irrotational non-polarized scalar-longitudinal electromagnetic wave is formed, while the output waveguide channel of the field-wave unit zero-vector summation is connected to the waveguide input of the waveguide-coaxial transition, the coaxial part of which is made in the form of a segment of the coaxial line transmission line, to the end of the central conductor of which a monopole antenna is connected, which is an asymmetric electric vibrator, and on the earth conductor of a segment of the coaxial transmission line there is a balancing quarter-wave short-circuiting coaxial loop made in the form of a glass, while a cylindrical metal screen is installed on the monopole antenna, which is shorted at one end, and is made of non-magnetic material, while the second end of the cylindrical screen is mechanically fixed and galvanically connected to the earth conductor of the coaxial part of the waveguide-coaxial transition.

2. The receiving-transmitting antenna according to claim 1, characterized in that the feeder lines of a two-channel three-dB power divider are made on the basis of air or printed symmetrical or asymmetrical shielded strip transmission lines.

3. Transceiver antenna according to any one of paragraphs. 1 or 2, characterized in that the reference and antiphase channels of the two-channel phase-shifting unit are made on the basis of air or printed symmetrical or asymmetrical shielded strip transmission lines, while the feeder lines are made on the basis of coaxial lines.

4. Transceiver antenna according to any one of paragraphs. 1 or 2, characterized in that the reference and antiphase channels of the two-channel phase-shifting block are made on the basis of coaxial transmission lines.

5. The receiving-transmitting antenna according to claim 1, characterized in that the gap between the connection of the first and second output channels of the three-dB power divider with the input reference and anti-phase channels of the two-channel phase-shifting unit includes blocks for impedance matching of vortex transverse-vector electromagnetic waves of the TEM type of the feeder path respectively, which are made on the basis of air or printed balanced or unbalanced shielded strip transmission lines.

6. Transceiver antenna according to any one of paragraphs. 1 or 5, characterized in that the interruption of the connection of the reference and anti-phase output channels of the phase-shifting block with the input channels of the reference and anti-phase blocks of the mode-polarization-impedance transformation includes blocks of compensators for reflected vortex transverse-vector electromagnetic waves of the TEM type of the feeder path, respectively, which are made on based on overhead or printed balanced or unbalanced shielded stripline transmission lines.

7. The receiving-transmitting antenna according to claim 1, characterized in that a dielectric coupling is installed on the central conductor of the monopole antenna, and a dielectric ring is installed in the balancing quarter-wave short-circuiting coaxial loop.

8. The receiving-transmitting antenna according to claim 1, characterized in that between the waveguide output of the field-wave zero-vector summation unit and the waveguide input of the waveguide-coaxial transition, an absorption unit for aperture linearly polarized vortex transverse vector electric and magnetic vectors of the electric wave field strength is installed type H _{10 of} a rectangular waveguide, made on a segment of a rectangular waveguide with a section of radio-absorbing material installed inside.