RU2722629C1 - Compact multi-range circularly polarized microstrip antenna (versions) - Google Patents

Compact multi-range circularly polarized microstrip antenna (versions) Download PDF

Info

Publication number
RU2722629C1
RU2722629C1 RU2019127431A RU2019127431A RU2722629C1 RU 2722629 C1 RU2722629 C1 RU 2722629C1 RU 2019127431 A RU2019127431 A RU 2019127431A RU 2019127431 A RU2019127431 A RU 2019127431A RU 2722629 C1 RU2722629 C1 RU 2722629C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
tier
radiating plate
radiating
antenna
dielectric
Prior art date
Application number
RU2019127431A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Иван Александрович Илларионов
Алексей Анатольевич Балаев
Евгений Леонтьевич Варенцов
Михаил Игоревич Дудкин
Наталья Александровна Зотова
Original Assignee
Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом")
Федеральное государственное унитарное предприятие "Российский Федеральный ядерный центр - Всероссийский научно-исследовательский институт экспериментальной физики" (ФГУП "РФЯЦ-ВНИИЭФ")
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом"), Федеральное государственное унитарное предприятие "Российский Федеральный ядерный центр - Всероссийский научно-исследовательский институт экспериментальной физики" (ФГУП "РФЯЦ-ВНИИЭФ") filed Critical Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом")
Priority to RU2019127431A priority Critical patent/RU2722629C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2722629C1 publication Critical patent/RU2722629C1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/36—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith
    • H01Q1/38—Structural form of radiating elements, e.g. cone, spiral, umbrella; Particular materials used therewith formed by a conductive layer on an insulating support

Landscapes

  • Waveguide Aerials (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

FIELD: navigation.SUBSTANCE: invention relates to antenna-feeder devices for on-board and ground-based satellite navigation equipment. Two-layer circularly polarized microstrip antenna in which values of relative dielectric permittivity of substrates are selected from the following conditions: first tier – εfrom 4.55 to 5, second tier – εfrom 2.8 to 3.2. Emitting metal plates have thicknesses much less than height of dielectric substrates and recessed into dielectric substrates, and shape of radiating metal plates is square, with square cutouts arranged along diagonal. Three-level circular polarization microstrip antenna in which the exciting coaxial waveguide passes perpendicular to the screen through the center of the first and second tiers, external sheath of which has galvanic connection with radiating plates of the first two tiers, and internal conductor is galvanically connected to the third radiating plate. Relative permittivity of the substrates are selected from the following conditions: the first tier – εfrom 4.55 to 5, the second tier – εfrom 2.8 to 3.2, the third tier – εfrom 4.55 to 5. Emitting metal plates have thicknesses much smaller than the height of the dielectric substrate of the third tier and are recessed into it, and the shape of the radiating metal plates is square, with square cutouts arranged diagonally.EFFECT: achieving optimum value of ellipticity coefficient in direction of maximum beam pattern in wide band of working frequencies at low weight and size characteristics and high structural strength of antennae under action of external factors.2 cl, 15 dwg

Description

Изобретение относится к антенно-фидерным устройствам, в частности к микрополосковым антеннам, для бортовой и наземной аппаратуры спутниковой навигации.The invention relates to antenna-feeder devices, in particular to microstrip antennas, for on-board and ground-based satellite navigation equipment.

Микрополосковые антенны широко применяют в приемной аппаратуре систем спутниковой навигации GPS и ГЛОНАСС. Это обусловлено как конструктивными преимуществами этого типа антенн - особенно малой высотой микрополосковых антенн (МПА) по отношению к длине волны, так и достижимыми характеристиками излучения. МПА имеют широкую диаграмму направленности (ДН) с максимумом ортогонально плоскости антенны и экрана при возбуждении основной моды ТМ010. ДН МПА близка к изотропной в одном полупространстве, что является необходимым условием для повышения вероятности определения координат объектов по нескольким спутникам глобальных навигационных систем.Microstrip antennas are widely used in the receiving equipment of GPS and GLONASS satellite navigation systems. This is due to both the structural advantages of this type of antenna - especially the small height of the microstrip antennas (MPA) with respect to the wavelength, and the achievable radiation characteristics. MPAs have a wide radiation pattern (ND) with a maximum orthogonal to the plane of the antenna and screen when the fundamental mode TM 010 is excited. The MPA bottom is close to isotropic in one half-space, which is a necessary condition for increasing the probability of determining the coordinates of objects using several satellites of global navigation systems.

Резонансные МПА имеют стабильные характеристики излучения в полосе частот, но узкую рабочую частотную полосу [В. Rama Rao, W. Kunysz, R. Fante, K. McDonald GPS/GNSS Antennas, Artech House, 2013]. Конструкция резонансной МПА представляет собой плоскую проводящую пластину (излучающую пластину) той или иной формы, размещенную на диэлектрическом слое - подложке, ограниченном снизу экраном - проводящей плоскостью, больших, чем у пластины, размеров. Форма пластины может быть круглой, прямоугольной, эллиптической, треугольной. Относительная рабочая полоса антенны весьма узкая (до нескольких %) и зависит от диэлектрической проницаемости подложки и ее высоты.Resonant MPAs have stable emission characteristics in the frequency band, but a narrow working frequency band [V. Rama Rao, W. Kunysz, R. Fante, K. McDonald GPS / GNSS Antennas, Artech House, 2013]. The design of the resonant MPA is a flat conductive plate (radiating plate) of one form or another, placed on a dielectric layer — a substrate, bounded below by a screen — a conducting plane, larger than the plate’s dimensions. The shape of the plate can be round, rectangular, elliptical, triangular. The relative working band of the antenna is very narrow (up to several%) and depends on the dielectric constant of the substrate and its height.

В МПА одного частотного поддиапазона (L1, L2, L3 ГЛОНАСС или L1, L2 GPS) обычно используется один слой диэлектрической подложки и одна излучающая пластина. Для того чтобы обеспечить работу антенны в нескольких диапазонах обычно применяют многослойную (многоярусную) топологию [James, J.R. and P.S. Hall (eds.) Handbook of Microstrip Antennas // IEE Electromagnetic Waves Series, 1989].In the MPA of one frequency subband (L1, L2, L3 GLONASS or L1, L2 GPS), one layer of dielectric substrate and one radiating plate are usually used. In order to ensure the operation of the antenna in several ranges, a multilayer (multi-tiered) topology is usually used [James, J.R. and P.S. Hall (eds.) Handbook of Microstrip Antennas // IEE Electromagnetic Waves Series, 1989].

Согласно резонаторной модели [C.A. Balanis, Antenna Theory: Analysis and Design. 2-d edition, NY, John Wiley &Sons, Inc., 1997] в однослойной МПА необходимо возбудить две пространственно-ортогональные моды ТМ010 и TM001 с разностью фаз 90°, что является условием круговой поляризации излучения антенны. Существует две основные техники возбуждения ортогональных мод МПА: 1) одноточечное возбуждение, при котором в геометрию излучающей пластины вносится какая-либо асимметрия, как, например, в патенте RU 2495518 С2, 2) двухточечное возбуждение, при котором используется внешний квадратурный делитель, обеспечивающий разность фаз возбуждения двух мод 90°. В случае двухточечного возбуждения в конструкцию антенны необходимо вводить делитель, что, во-первых, усложняет конструкцию, во-вторых, приводит к нежелательному паразитному излучению делителя, в-третьих, приводит к дополнительным потерям коэффициента усиления (КУ) антенны, в-четвертых, делает сложной задачу компоновки таких антенн в состав адаптивной решетки. Поэтому целесообразно использовать одноточечную технику возбуждения антенны. Однако, частотная полоса по уровню коэффициента эллиптичности (КЭ), равному 3 дБ, МПА с одной точкой возбуждения много меньше частотной полосы импедансного согласования. В данной работе используется определение КЭ как отношение большой главной оси эллипса поляризации к малой. В работе [Li Sun, Gang Ou, Yilong Lu and Shusen Tan «Axial Ratio Bandwidth of a Circularly Polarized Microstrip Antenna», ch. 10 Advancement in Microstrip Antennas with Recent Applications, ed. by Ahmed Kishk, InTech 2013, 394 pp.] показано, что полоса по КЭ=3дБ может достигать максимального значения 35% от полосы по уровню коэффициента стоячей волны по напряжению КСВн=2. Таким образом, удовлетворить требованию к значению КЭ МПА в частотной полосе поддиапазонов спутниковой навигации и при этом сохранить размеры антенны компактными не удастся.According to the resonator model [CA Balanis, Antenna Theory: Analysis and Design. 2-d edition, NY, John Wiley & Sons, Inc., 1997] in a single-layer MPA, it is necessary to excite two spatially orthogonal modes TM 010 and TM 001 with a phase difference of 90 °, which is a condition for circular polarization of the radiation of the antenna. There are two main techniques for the excitation of orthogonal MPA modes: 1) single-point excitation, in which some asymmetry is introduced into the geometry of the radiating plate, as, for example, in patent RU 2495518 C2, 2) point-to-point excitation, in which an external quadrature divider is used, which provides a difference the excitation phases of the two modes 90 °. In the case of point-to-point excitation, it is necessary to introduce a divider into the antenna design, which, firstly, complicates the design, secondly, leads to unwanted spurious radiation of the divider, and thirdly, leads to additional loss of antenna gain (KU), fourthly, makes it difficult to arrange such antennas into an adaptive array. Therefore, it is advisable to use a single point antenna excitation technique. However, the frequency band in terms of the ellipticity coefficient (CE) equal to 3 dB, MPA with one excitation point is much less than the frequency band of impedance matching. In this paper, we use the definition of FE as the ratio of the major major axis of the polarization ellipse to the minor. In [Li Sun, Gang Ou, Yilong Lu and Shusen Tan, “Axial Ratio Bandwidth of a Circularly Polarized Microstrip Antenna,” ch. 10 Advancement in Microstrip Antennas with Recent Applications, ed. by Ahmed Kishk, InTech 2013, 394 pp.] it is shown that the CE band = 3 dB can reach a maximum value of 35% of the band by the level of the standing wave coefficient in terms of voltage SWR = 2. Thus, it will not be possible to satisfy the requirement for the value of the MPE FE in the frequency band of the subbands of satellite navigation while maintaining the antenna dimensions compact.

В работах [Н. Herscovici, Z. Sipus «Circularly Polarized Single-Fed Wide-Band Microstrip Patch», IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 51, no. 6, pp. 1277-1280, 2003 и Nasimuddin and K.P. Esselle «New feed system for wideband circularly polarized stacked microstrip antennas» IET Microw. Antennas Propag. 2007, 1, (5), pp. 1086-1091] предложены решения по достижению широкой полосы МПА по уровню КЭ=3дБ в направлении максимума ДН. Эти решения основаны на использовании двухъярусной конструкции построения МПА, в качестве подложек в МПА использованы или пенопласт или воздушный слой. Недостатком данных решений является отсутствие конструктивной прочности и большие относительные размеры антенн.In the works of [N. Herscovici, Z. Sipus, “Circularly Polarized Single-Fed Wide-Band Microstrip Patch,” IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 51, no. 6, pp. 1277-1280, 2003 and Nasimuddin and K.P. Esselle "New feed system for wideband circularly polarized stacked microstrip antennas" IET Microw. Antennas Propag. 2007, 1, (5), pp. 1086-1091] proposed solutions to achieve a wide MPA band in terms of CE = 3dB in the direction of the maximum of NAM. These solutions are based on the use of a two-tier construction of MPA construction; either foam plastic or air layer were used as substrates in MPA. The disadvantage of these solutions is the lack of structural strength and the large relative dimensions of the antennas.

Хорошая аппроксимация для относительной полосы рабочих частот МПА приводится в [Garg, R., Bhartia P., Bahl I., Ittiboon A. Microstrip antenna design handbook, Artech House, 2001. 845 p.]:A good approximation for the relative MPA operating frequency band is given in [Garg, R., Bhartia P., Bahl I., Ittiboon A. Microstrip antenna design handbook, Artech House, 2001. 845 p.]:

Figure 00000001
Figure 00000001

где W- ширина МПА,

Figure 00000002
where W is the width of the MPA,
Figure 00000002

еr-КПД антенны, связанный с возбуждением поверхностных волн в подложке, а также потерями в металле и диэлектрике, εr - относительная диэлектрическая проницаемость подложки, h - толщина подложки МПА, λ0 - длина волны излучения, L - длина МПА,

Figure 00000003
. Таким образом, использование диэлектриков с низким значением относительной диэлектрической проницаемости приводит к увеличению полосы МПА, однако неприемлемо с конструктивной точки зрения.e r is the antenna efficiency associated with the excitation of surface waves in the substrate, as well as losses in the metal and dielectric, ε r is the relative dielectric constant of the substrate, h is the thickness of the substrate MPA, λ 0 is the wavelength of the radiation, L is the length of the MPA,
Figure 00000003
. Thus, the use of dielectrics with a low value of relative permittivity leads to an increase in the MPA band, but is unacceptable from a structural point of view.

Также известен патент США 7741999 В2 от 22.06.2010, в котором для улучшения характеристик излучения предлагается несколько решений, основанных на использовании многослойных антенн. Однако предлагаемые решения направлены на увеличение КУ простейших коммерческих патч-антенн и не приводятся методики по достижению широкой полосы МПА по уровню КСВн или уровню КЭ.Also known is US patent 7741999 B2 dated 06/22/2010, in which several solutions based on the use of multilayer antennas are proposed to improve the radiation characteristics. However, the proposed solutions are aimed at increasing the KU of the simplest commercial patch antennas and do not provide methods for achieving a wide MPA band in terms of VSWR or CE level.

Известен патент США 9196965 В2 24.11.2015, в котором предлагается использовать в качестве диэлектрика с низкой относительной проницаемостью (воздух, пена) диэлектрик с высокой проницаемостью, но с дополнительными воздушными полостями, которые приводят к снижению эффективной проницаемости, что в свою очередь обеспечивает электрически слабую связь между паразитным и активным излучателями и широкую частотную полосу согласования антенны. Однако подобная конструкция также приводит к потери конструктивной прочности при воздействии внешних факторов, которым подвергаются бортовые приборы, а низкая эффективная диэлектрическая проницаемость приводят к увеличению габаритов антенны.Known US patent 9196965 B2 11.24.2015, which proposes to use as a dielectric with low relative permeability (air, foam) a dielectric with high permeability, but with additional air cavities, which lead to a decrease in effective permeability, which in turn provides an electrically weak the connection between spurious and active emitters and a wide frequency matching band antenna. However, such a design also leads to a loss of structural strength under the influence of external factors to which airborne devices are exposed, and a low effective dielectric constant leads to an increase in the dimensions of the antenna.

Также известен патент США 7636063 В2 22.12.2009, в котором предлагается использовать дополнительную полость под активным микрополосковым излучателем, что увеличивает полосу антенны, однако данное решение приводит к дополнительной конструкционной сложности и не улучшает КЭ в широкой полосе частот.Also known is US patent 7636063 B2 12.22.2009, which proposes to use an additional cavity under the active microstrip emitter, which increases the antenna band, however, this solution leads to additional structural complexity and does not improve FE in a wide frequency band.

Наиболее близким к заявляемому является антенна, описанная в статье [Rod В. Waterhouse, «Stacked patches using high and low dielectric constant material combination)), IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 47, no. 12, pp. 1767-1771, 1999]. В работе предложена двухъярусная МПА, имеющая одну точку возбуждения и при этом относительную частотную полосу по уровню КЭ, равному 3 дБ, примерно 18%, что является более чем достаточным для поддиапазонов систем спутниковой навигации. Эффект в работе достигается за счет использования двух излучающих пластин (или двух МПА), одна из которых (нижняя) расположена на диэлектрике с высокой относительной диэлектрической проницаемостью (εhigh=10.4), другая (верхняя) пластина расположена на диэлектрике с низким значением относительной диэлектрической проницаемости (εlow=1.07). При этом штырем коаксиального волновода возбуждается нижняя пластина, а верхняя пластина возбуждается от нижней «паразитно». Сочетание относительных диэлектрических проницаемостей 10:1 (в работе такая технология названа «hi-lo») обеспечило достижение широкой полосы по уровню КЭ равному 3дБ.Closest to the claimed is the antenna described in [Rod B. Waterhouse, “Stacked patches using high and low dielectric constant material combination)), IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 47, no. 12, pp. 1767-1771, 1999]. A two-tier MPA is proposed in the work, having one excitation point and at the same time, the relative frequency band in the CE level of 3 dB is approximately 18%, which is more than sufficient for the subbands of satellite navigation systems. The effect in the work is achieved through the use of two radiating plates (or two MPA), one of which (lower) is located on a dielectric with a high relative permittivity (εhigh = 10.4), the other (upper) plate is located on a dielectric with a low relative permittivity (εlow = 1.07). In this case, the bottom plate is excited with the pin of the coaxial waveguide, and the upper plate is excited from the bottom "stray". The combination of relative permittivities 10: 1 (in the work this technology was called “hi-lo”) ensured the achievement of a wide band in the level of CE equal to 3 dB.

Недостатком работы является использование пены с εlow=1.07, что делает конструкцию антенны 1) непригодной для бортового и транспортного использования в виду отсутствия прочности к механическим и климатическим воздействующим факторам, 2) относительные поперечные размеры антенны в работе довольно велики 0,34λмакс, где λмакс - наибольшая длина волны антенны, при которой КЭ равен 3дБ, а также предложенное решение не обеспечивает работоспособность антенны в трех поддиапазонах ГЛОНАСС: 1592…1612 МГц (L1), 1236…1256 МГц (L2), 1191…1213 МГц (L3).The disadvantage of this work is the use of foam with εlow = 1.07, which makes the antenna design 1) unsuitable for on-board and transport use due to the lack of strength to mechanical and climatic factors, 2) the relative transverse dimensions of the antenna in operation are quite large 0.34λ max , where λ max is the longest wavelength of the antenna at which the FE is 3 dB, and the proposed solution does not provide the antenna’s operability in three GLONASS subbands: 1592 ... 1612 MHz (L1), 1236 ... 1256 MHz (L2), 1191 ... 1213 MHz (L3).

Задачей изобретения является создание малогабаритных микрополосковых антенн с оптимальными, согласно требованиям глобальных навигационных спутниковых систем, поляризационными характеристиками на каждом входе антенны.The objective of the invention is the creation of small microstrip antennas with optimal, according to the requirements of global navigation satellite systems, polarizing characteristics at each input of the antenna.

Технический результат заключается в достижении оптимального значения КЭ в направлении максимума диаграммы направленности в широкой полосе рабочих частот при низких массогабаритных характеристиках и высокой конструктивной прочности антенн при воздействии внешних факторов.The technical result is to achieve the optimal value of the FE in the direction of the maximum radiation pattern in a wide band of operating frequencies at low weight and size characteristics and high structural strength of the antennas when exposed to external factors.

Технический результат достигается тем, что в компактной многодиапазонной микрополосковой антенне круговой поляризации, содержащей металлический экран, расположенную на нем диэлектрическую подложку с расположенной на ней излучающей металлической пластиной, образующих первый ярус, также расположенную на первом ярусе вторую диэлектрическую подложку с расположенной на ней второй излучающей пластиной, образующих второй ярус, и содержащую возбуждающий коаксиальный волновод, внутренняя жила которого гальванически присоединена к излучающей пластине первого яруса, значения относительных диэлектрических проницаемостей подложек выбраны из следующих условий: первого яруса - εниж от 4.55 до 5, второго яруса - εверх от 2.8 до 3.2, а общая относительная высота диэлектрических подложек выбрана из условия:

Figure 00000004
, где λмакс - наибольшая рабочая длина волны антенны. Излучающие металлические пластины имеют толщины много меньше высоты диэлектрических подложек Н и утоплены в диэлектрические подложки, а форма излучающих металлических пластин квадратная, с расположенными по диагонали квадратными вырезами. Относительные размеры излучающих пластин и относительные размеры диэлектрических подложек выбраны из условий:
Figure 00000005
Figure 00000006
Figure 00000007
Figure 00000008
Figure 00000009
где А1=А2 - длины сторон диэлектрических подложек, В1 - длина стороны излучающей пластины первого яруса, В2 - длина стороны излучающей пластины второго яруса, S1 - длина стороны квадратных вырезов на диагонали излучающей пластины первого яруса, S2 - длина стороны квадратных вырезов на диагонали излучающей пластины второго яруса. Место возбуждения излучающей пластины первого яруса центральной жилой коаксиального волновода определено смещением 0.5⋅B1 в плоскости излучающей пластины первого яруса. Вся конструкция по слоям скреплена непроводящим клеем с относительной диэлектрической проницаемостью ε≈3…4.The technical result is achieved in that in a compact multi-band microstrip circular polarization antenna containing a metal screen, a dielectric substrate located on it with a radiating metal plate located thereon, forming a first tier, a second dielectric substrate also located on a first tier with a second radiating plate located on it forming a second tier, and containing an exciting coaxial waveguide, the inner core of which is galvanically connected to the radiating plate of the first tier, the relative permittivities of the substrates are selected from the following conditions: the first tier is ε bottom from 4.55 to 5, the second tier is ε top from 2.8 to 3.2, and the total relative height of the dielectric substrates is selected from the condition:
Figure 00000004
where λ max is the longest working wavelength of the antenna. The radiating metal plates have thicknesses much smaller than the height of the dielectric substrates H and are recessed into the dielectric substrates, and the shape of the radiating metal plates is square, with diagonal square cutouts. The relative dimensions of the radiating plates and the relative dimensions of the dielectric substrates are selected from the conditions:
Figure 00000005
Figure 00000006
Figure 00000007
Figure 00000008
Figure 00000009
where A1 = A2 are the side lengths of the dielectric substrates, B1 is the side length of the radiating plate of the first tier, B2 is the side length of the radiating plate of the second tier, S1 is the side length of square cutouts on the diagonal of the radiating plate of the first tier, S2 is the length of the side of square cuts on the diagonal of radiating plates of the second tier. The place of excitation of the radiating plate of the first tier of the central residential coaxial waveguide is determined by the offset 0.5⋅B1 in the plane of the radiating plate of the first tier. The whole structure of the layers is bonded with a non-conductive adhesive with a relative dielectric constant ε≈3 ... 4.

Технический результат достигается тем, что в компактной многодиапазонной микрополосковой антенне круговой поляризации, содержащей металлический экран, расположенную на нем диэлектрическую подложку с расположенной на ней излучающей металлической пластиной, образующих первый ярус, также расположенную на первом ярусе вторую диэлектрическую подложку с расположенной на ней второй излучающей пластиной, образующих второй ярус, и содержащую возбуждающий коаксиальный волновод, внутренняя жила которого гальванически присоединяется к излучающей пластине первого яруса, на второй излучающей пластине располагается третья диэлектрическая подложка и на ней третья излучающая пластина, образующие третий ярус. Возбуждающий коаксиальный волновод, проходит перпендикулярно экрану через центр первого и второго ярусов, внешняя оплетка-экран которого имеет гальваническую связь с излучающими пластинами первых двух ярусов, а внутренняя жила гальванически присоединена к третьей излучающей пластине. Значения относительных диэлектрических проницаемостей подложек выбраны из следующих условий: первого яруса - εниж от 4.55 до 5, второго яруса - εсред от 2.8 до 3.2, третьего яруса - εверх от 4.55 до 5, а общая относительная высота антенны выбрана из условия:

Figure 00000010
где h1' - высота первого яруса, h2' - высота второго яруса, h3' - высота третьего яруса, λмакс1 - наибольшая рабочая длина волны первого входа антенны, λмакс2 - наибольшая рабочая длина волны второго входа антенны. Излучающие металлические пластины имеют толщины много меньше h3' и утоплены в диэлектрические подложки, а форма излучающих металлических пластин квадратная, с расположенными по диагонали квадратными вырезами. Относительные размеры излучающих пластин и относительные размеры диэлектрических подложек выбраны из условий:The technical result is achieved in that in a compact multi-band microstrip circular polarization antenna containing a metal screen, a dielectric substrate located on it with a radiating metal plate located thereon, forming a first tier, a second dielectric substrate also located on a first tier with a second radiating plate located on it forming a second tier, and containing an exciting coaxial waveguide, the inner core of which is galvanically connected to the radiating plate of the first tier, on the second radiating plate there is a third dielectric substrate and on it a third radiating plate, forming the third tier. An exciting coaxial waveguide passes perpendicularly to the screen through the center of the first and second tiers, the outer braid-screen of which is galvanically connected to the radiating plates of the first two tiers, and the inner core is galvanically connected to the third radiating plate. The relative permittivities of the substrates are selected from the following conditions: the first tier is ε lower from 4.55 to 5, the second tier is ε media from 2.8 to 3.2, the third tier is ε top is from 4.55 to 5, and the total relative antenna height is selected from the condition:
Figure 00000010
where h1 'is the height of the first tier, h2' is the height of the second tier, h3 'is the height of the third tier, λ max1 is the longest working wavelength of the first antenna input, λ max2 is the longest working wavelength of the second antenna input. Radiating metal plates have thicknesses much less than h3 'and are recessed into dielectric substrates, and the shape of the radiating metal plates is square, with diagonal square cutouts. The relative dimensions of the radiating plates and the relative dimensions of the dielectric substrates are selected from the conditions:

Figure 00000011
Figure 00000012
Figure 00000013
Figure 00000011
Figure 00000012
Figure 00000013

Figure 00000014
Figure 00000015
Figure 00000016
Figure 00000017
Figure 00000018
Figure 00000014
Figure 00000015
Figure 00000016
Figure 00000017
Figure 00000018

где A1'=A2' - длины сторон диэлектрических подложек первого и второго ярусов, B1' - длина стороны излучающей пластины первого яруса, В2' - длина стороны излучающей пластины второго яруса, S1' - длина стороны квадратных вырезов на диагонали излучающей пластины первого яруса, S2' -длина стороны квадратных вырезов на диагонали излучающей пластины второго яруса, А3' - длина стороны диэлектрической подложки третьего яруса, В3' - длина стороны излучающей пластины третьего яруса, S3' - длина стороны квадратных вырезов на диагонали излучающей пластины третьего яруса, а место возбуждения излучающей пластины первого яруса центральной жилой коаксиального волновода определено смещением 0.5⋅B1', в плоскости излучающей пластины первого яруса, при этом подложка и пластина третьего яруса смещены в плоскости излучающей пластины второго яруса на относительное расстояние

Figure 00000019
в сторону возбуждения излучающей пластины первого яруса. Вся конструкция по слоям скреплена непроводящим клеем с относительной диэлектрической проницаемостью ε≈3…4.where A1 '= A2' is the side length of the dielectric substrates of the first and second tiers, B1 'is the side length of the radiating plate of the first tier, B2' is the side length of the radiating plate of the second tier, S1 'is the side length of square cutouts on the diagonal of the radiating plate of the first tier, S2 'is the length of the side of the square cutouts on the diagonal of the radiating plate of the second tier, A3' is the length of the side of the dielectric substrate of the third tier, B3 'is the length of the side of the radiating plate of the third tier, S3' is the side length of the square cuts on the diagonal of the radiating plate of the third tier, and the excitation of the radiating plate of the first tier of the central residential coaxial waveguide is determined by the offset 0.5⋅B1 ', in the plane of the radiating plate of the first tier, while the substrate and the plate of the third tier are displaced in the plane of the radiating plate of the second tier by a relative distance
Figure 00000019
towards the excitation of the radiating plate of the first tier. The whole structure of the layers is bonded with a non-conductive adhesive with a relative dielectric constant ε≈3 ... 4.

Предполагаемое изобретение поясняется чертежами:The alleged invention is illustrated by the drawings:

На фиг. 1 приведено изображение конструкции предлагаемой двухъярусной микрополосковой антенны, обеспечивающей широкую рабочую полосу частот по уровню КЭ=3 дБ; сечение плоскостью, проходящей через коаксиальный волновод возбуждения.In FIG. 1 shows an image of the design of the proposed two-tier microstrip antenna, providing a wide operating frequency band at the level of CE = 3 dB; section by a plane passing through a coaxial excitation waveguide.

На фиг. 2 изображен второй ярус антенны, приведенной на фиг. 1, вид сверху.In FIG. 2 shows the second tier of the antenna shown in FIG. 1, top view.

На фиг. 3 изображен первый ярус антенны, приведенной на фиг. 1, вид сверху.In FIG. 3 shows the first tier of the antenna of FIG. 1, top view.

На фиг. 4 приведено изображение конструкции предлагаемой трехъярусной микрополосковой антенны, сечение плоскостью, проходящей через коаксиальные волноводы возбуждения.In FIG. 4 shows a design of the proposed three-tier microstrip antenna, a section of a plane passing through coaxial excitation waveguides.

На фиг. 5 изображен третий ярус антенны, приведенной фиг. 4, вид сверху.In FIG. 5 shows the third tier of the antenna of FIG. 4, top view.

На фиг. 6 изображен второй ярус антенны, приведенной на фиг. 4, вид сверху.In FIG. 6 shows a second tier of the antenna of FIG. 4, top view.

На фиг. 7 изображен первый ярус антенны, приведенной на фиг. 4, вид сверху.In FIG. 7 shows the first tier of the antenna of FIG. 4, top view.

На фиг. 8 приведена измеренная частотная зависимость КСВн первого входа изготовленной антенны, изображенной на фиг. 4.In FIG. 8 shows the measured frequency dependence of the VSWR of the first input of the fabricated antenna shown in FIG. 4.

На фиг. 9 приведена измеренная частотная зависимость КСВн второго входа изготовленной антенны, изображенной на фиг. 4.In FIG. 9 shows the measured frequency dependence of the VSWR of the second input of the fabricated antenna shown in FIG. 4.

На фиг. 10 приведена измеренная частотная зависимость КЭ в направлении перпендикулярном поверхности изготовленной антенны, изображенной на фиг. 4, при возбуждении первого входа L2, L3.In FIG. 10 shows the measured frequency dependence of the FE in the direction perpendicular to the surface of the fabricated antenna shown in FIG. 4, when the first input L2, L3 is excited.

На фиг. 11 приведена измеренная частотная зависимость КЭ в направлении перпендикулярном поверхности изготовленной антенны, изображенной на фиг. 4, второго входа L1 на фиг. 4.In FIG. 11 shows the measured frequency dependence of the FE in the direction perpendicular to the surface of the fabricated antenna shown in FIG. 4, the second input L1 in FIG. 4.

На фиг. 12 приведена измеренная ДН изготовленной антенны, изображенной на фиг. 4, на частотах в полосе L2, L3.In FIG. 12 shows the measured pattern of the fabricated antenna shown in FIG. 4, at frequencies in the band L2, L3.

На фиг. 13 приведена измеренная ДН изготовленной антенны, изображенной на фиг. 4, на частотах в полосе L1.In FIG. 13 shows the measured pattern of the fabricated antenna shown in FIG. 4, at frequencies in the L1 band.

На фиг. 14 приведена измеренная частотная зависимость КУ при возбуждении первого входа L2, L3 изготовленной антенны, изображенной на фиг. 4.In FIG. 14 shows the measured frequency dependence of the QW upon excitation of the first input L2, L3 of the manufactured antenna shown in FIG. 4.

На фиг. 15 приведена измеренная частотная зависимость КУ при возбуждении второго входа L1 изготовленной антенны, изображенной на фиг. 4.In FIG. 15 shows the measured frequency dependence of the QW upon excitation of the second input L1 of the manufactured antenna shown in FIG. 4.

Первая конструкция (фиг. 1), обеспечивает широкую полосу рабочих частот по уровню КЭ=3 дБ в направлении нормальном к поверхности антенны, а в случае использования в аппаратуре спутниковой навигации обеспечивает работу в поддиапазонах L2 и L3 ГЛОНАСС. Данный вариант конструкции содержит металлический экран 1, первый (нижний) ярус, состоящий из активной излучающей пластины 2, расположенной на диэлектрической подложке 3 со значением относительной диэлектрической проницаемостью от 4.5 до 5.5, и второй (верхний) ярус, состоящий из пассивной излучающей пластины 4, расположенной на диэлектрической подложке 5 со значением относительной диэлектрической проницаемостью от 2.8 до 3.2. Антенна возбуждается коаксиальным волноводом, при этом центральная жила 6 гальванически соединяется с нижней активной пластиной 2, а внешняя оплетка (экран) присоединяется к экрану антенны 1. Излучающие пластины 2 и 4 имеют форму квадратов со сторонами: В1 - нижняя пластина 2, В2 - верхняя пластина 4. На излучающих пластинах сформированы квадратные вырезы со сторонами S1 у нижней пластины 2, S2 у верхней пластины 4, расположенные по диагонали. Расположение квадратных вырезов показано на фиг. 2, фиг. 3. Вся конструкция, включая излучающие пластины 2, 4, диэлектрические слои 3, 5 скрепляется тонкими слоями клея с относительной диэлектрической проницаемостью равной ε≈3…4. Относительные размеры антенны H/λмакс=0.08…0.09, А1(А2)/λмакс=0.25…0.27, где λмакс - наибольшая рабочая длина волны, при которой необходимо обеспечить правую круговую поляризацию с КЭ=3дБ, Н - высота антенны, А1=А2 - поперечные размеры антенны, определяемые размерами диэлектриков 3 и 5.The first design (Fig. 1) provides a wide range of operating frequencies in the level of FE = 3 dB in the direction normal to the antenna surface, and in the case of using satellite navigation equipment it provides operation in the GLONASS subbands L2 and L3. This design option contains a metal screen 1, the first (lower) tier, consisting of an active radiating plate 2, located on the dielectric substrate 3 with a relative dielectric constant of 4.5 to 5.5, and the second (upper) tier, consisting of a passive radiating plate 4, located on the dielectric substrate 5 with a relative permittivity of from 2.8 to 3.2. The antenna is excited by a coaxial waveguide, while the central core 6 is galvanically connected to the lower active plate 2, and the outer braid (screen) is attached to the screen of the antenna 1. The radiating plates 2 and 4 are in the form of squares with sides: B1 - lower plate 2, B2 - upper plate 4. On the radiating plates, square cutouts are formed with sides S1 at the lower plate 2, S2 at the upper plate 4, located diagonally. The arrangement of square cutouts is shown in FIG. 2, FIG. 3. The whole structure, including radiating plates 2, 4, dielectric layers 3, 5 is fastened with thin layers of glue with a relative dielectric constant of ε≈3 ... 4. The relative dimensions of the antenna are H / λ max = 0.08 ... 0.09, A1 (A2) / λ max = 0.25 ... 0.27, where λ max is the maximum working wavelength at which it is necessary to ensure right circular polarization with FE = 3 dB, N is the antenna height, A1 = A2 - the transverse dimensions of the antenna, determined by the dimensions of the dielectrics 3 and 5.

Таким образом, технология сочетания относительных диэлектрических проницаемостей подложек в ярусах МПА ~5:3 обеспечивает ширину полосы по уровню КЭ равному 3 дБ не менее 8% при электрически малых относительных размерах антенны, что обеспечивает оптимальные поляризационные характеристики антенны в диапазонах L2, L3 ГЛОНАСС при одном входе. Использование диэлектриков, а также тонких клеевых слоев с относительной диэлектрической проницаемостью 3…4 между ярусами антенны обеспечивает высокую конструктивную прочность антенны.Thus, the technology of combining the relative dielectric permittivities of substrates in MPA ~ 5: 3 tiers provides a bandwidth in the CE level of 3 dB of at least 8% for electrically small relative antenna sizes, which ensures optimal polarization characteristics of the antenna in the L2, L3 GLONASS ranges for one the entrance. The use of dielectrics, as well as thin adhesive layers with a relative dielectric constant of 3 ... 4 between the tiers of the antenna provides a high structural strength of the antenna.

Вторая конструкция (фиг. 4), обеспечивает работу как в поддиапазонах L2 и L3 ГЛОНАСС, так и в поддиапазоне L1 ГЛОНАСС и в дополнение к первой конструкции имеет третий ярус, состоящий из излучающей пластины 7, расположенной на диэлектрической подложке 8 со значением относительной диэлектрической проницаемости от 4.5 до 5.5. Третья излучающая пластина имеет форму квадрата со стороной В3' с квадратными вырезами со сторонами S3', расположенными по диагонали (фиг. 5). Третий (верхний) ярус МПА возбуждается коаксиальным волноводом, проходящим перпендикулярно экрану и всем излучающим пластинам через центры пластин 2 и 4, при этом центральная жила 9 коаксиального волновода гальванически соединяется с верхней активной пластиной 7, а внешняя оплетка 10 (экран) присоединяется к излучающим пластинам 2, 4 первых двух ярусов и экрану антенны 1. Коаксиальный волновод, образованный позициями 9, 10, имеет диэлектрическое заполнение фторопластом. Вся конструкция, включая экран 1, излучающие пластины 2, 4, 7, диэлектрические подложки 3, 5, 8 скрепляются тонкими слоями клея с относительной диэлектрической проницаемостью равной ε≈3…4. Таким образом, общие относительные размеры антенны: (h1'+h2')/λмакс1+h3'/λмакс2=0.08…0.09+0.025…0.03, А1'(А2')/λмакс1=0.25…0.27, где λмакс1 - наибольшая рабочая длина волны нижних двух ярусов антенны, при которой необходимо обеспечить КЭ=3дБ, λмакс2 - наибольшая рабочая длина волны верхнего, третьего яруса антенны, при которой необходимо обеспечить КЭ=3дБ.The second design (Fig. 4) provides operation both in the GLONASS subbands L2 and L3, and in the GLONASS subband L1 and, in addition to the first construction, has a third tier consisting of a radiating plate 7 located on the dielectric substrate 8 with a relative permittivity value from 4.5 to 5.5. The third radiating plate has the shape of a square with side B3 'with square cutouts with sides S3' located diagonally (Fig. 5). The third (upper) tier of the MPA is excited by a coaxial waveguide extending perpendicular to the screen and to all emitting plates through the centers of the plates 2 and 4, while the central core 9 of the coaxial waveguide is galvanically connected to the upper active plate 7, and the outer braid 10 (screen) is connected to the radiating plates 2, 4 of the first two tiers and the antenna screen 1. The coaxial waveguide formed by positions 9, 10 has a dielectric filling with fluoroplastic. The whole structure, including screen 1, radiating plates 2, 4, 7, dielectric substrates 3, 5, 8 are fastened with thin layers of glue with a relative dielectric constant of ε≈3 ... 4. Thus, the overall relative dimensions of the antenna: (h1 '+ h2') / λ max1 + h3 '/ λ max2 = 0.08 ... 0.09 + 0.025 ... 0.03, A1' (A2 ') / λ max1 = 0.25 ... 0.27, where λ max1 - the largest working wavelength of the lower two tiers of the antenna, at which it is necessary to ensure CE = 3 dB, λ max2 is the largest working wavelength of the upper, third tier of the antenna, at which it is necessary to ensure CE = 3 dB.

Таким образом, в единой апертуре антенны реализуется два входа антенны: 1-й - L2, L3 поддиапазонов ГЛОНАСС, 2-й - L1 поддиапазона ГЛОНАСС при общих электрически малых относительных размерах антенны.Thus, in a single aperture of the antenna, two antenna inputs are realized: the 1st - L2, L3 of the GLONASS subbands, the 2nd - L1 of the GLONASS subbands with the overall electrically small relative dimensions of the antenna.

Использование второго коаксиального входа в антенне, диэлектриков с относительной диэлектрической проницаемостью от 2.8 до 5.5, а также тонких клеевых слоев с относительной диэлектрической проницаемостью 3…4 между ярусами антенны обеспечивает высокую конструктивную прочность при малых габаритах.The use of a second coaxial input in the antenna, dielectrics with a relative dielectric constant of 2.8 to 5.5, as well as thin adhesive layers with a relative dielectric constant of 3 ... 4 between the tiers of the antenna provides high structural strength with small dimensions.

Принцип работы антенны, приведенной на фигуре 1.The principle of operation of the antenna shown in figure 1.

Антенна (фиг. 1) возбуждается центральной жилой 6 коаксиального волновода. Центральная жила коаксиального волновода гальванически соединена с нижней активной излучающей пластиной 2. Таким образом, в первом (нижнем) ярусе МПА, состоящем из диэлектрической подложки 3 и излучающей металлической пластины 2, установленном на экране 1, согласно резонаторной модели излучения, возбуждаются две ортогональные моды ТМ010 и ТМ100, резонансные частоты которых не равны в силу деформации металлической излучающей пластины - квадратных вырезов на диагональных углах квадратной пластины (фиг. 3). Второй ярус МПА, состоящий из излучающей металлической пластины 4, также квадратной формы с квадратными вырезами на диагонали, диэлектрической подложки 5, установленный на экран, в качестве которого выступает излучающая пластина 2 нижнего яруса. Из-за правильно подобранных значений относительной диэлектрической проницаемости подложек 3 и 5, излучатель второго яруса (верхний) имеет слабую электрическую связь с излучателем первого яруса (нижним), что приводит к увеличению рабочей полосы частот излучателя первого яруса и МПА в целом. Деформации излучающих пластин 2 и 4 - квадратные вырезы на диагонали квадрата, а также ориентация вырезов, показанная на фиг. 2 и фиг. 3, по отношению к месту возбуждения обеспечивает правую круговую поляризацию антенн. Совокупность двух ярусов МПА со слабой связью обеспечивает широкую частотную полосу по уровню КЭ равному 3 дБ, которая составляет не менее 8%, при электрически малых относительных размерах антенны.The antenna (Fig. 1) is excited by the central core 6 of the coaxial waveguide. The central core of the coaxial waveguide is galvanically connected to the lower active radiating plate 2. Thus, in the first (lower) tier of the MPA, consisting of a dielectric substrate 3 and a radiating metal plate 2 mounted on the screen 1, two orthogonal TM modes are excited according to the resonator radiation model 010 and TM 100 , the resonant frequencies of which are not equal due to the deformation of the metal radiating plate - square cutouts at the diagonal corners of the square plate (Fig. 3). The second tier of the MPA, consisting of a radiating metal plate 4, also square in shape with square cutouts on the diagonal, a dielectric substrate 5 mounted on the screen, which acts as a radiating plate 2 of the lower tier. Due to the correctly selected values of the relative dielectric constant of substrates 3 and 5, the emitter of the second tier (upper) has a weak electrical connection with the emitter of the first tier (lower), which leads to an increase in the operating frequency band of the emitter of the first tier and MPA as a whole. The deformations of the radiating plates 2 and 4 are square cutouts on the diagonal of the square, as well as the orientation of the cutouts shown in FIG. 2 and FIG. 3, with respect to the place of excitation, provides the right circular polarization of the antennas. The combination of two layers of weakly coupled MPA provides a wide frequency band with a CE level of 3 dB, which is at least 8%, with electrically small relative antenna sizes.

Принцип работы антенны, приведенной на фигуре 4.The principle of operation of the antenna shown in figure 4.

При добавлении к конструкции МПА, состоящей из двух ярусов (фиг. 1), еще одного (фиг. 4), излучающая пластина 7 возбуждается центральной жилой 9 коаксиального волновода, проходящего через центр нижних двух ярусов. Центр излучающей пластины 7 смещен относительно центра нижних пластин (первой и второй) для эффективного возбуждения. Деформации металлической излучающей пластины 7 - квадратные вырезы на диагонали квадрата, а также ориентация вырезов на фиг. 5 по отношению к месту возбуждения обеспечивает правую круговую поляризацию антенны.When adding to the design of the MPA, consisting of two tiers (Fig. 1), another (Fig. 4), the radiating plate 7 is excited by the central core 9 of the coaxial waveguide passing through the center of the lower two tiers. The center of the radiating plate 7 is offset from the center of the lower plates (first and second) for effective excitation. The deformations of the metal radiating plate 7 are square cutouts on the diagonal of the square, as well as the orientation of the cutouts in FIG. 5 with respect to the place of excitation provides the right circular polarization of the antenna.

Возможность промышленной реализации и практической возможности достижения требуемого технического результата при использовании изобретения иллюстрируется следующим примером.The possibility of industrial implementation and practical feasibility of achieving the desired technical result when using the invention is illustrated by the following example.

Была изготовлена трехъярусная антенна спутниковой навигации с использованием следующих диэлектриков: нижний диэлектрик 3 первого яруса (фиг. 4) полимерный материал на основе полисульфона ПСФ-5 с относительной диэлектрической проницаемостью 5 и тангенсом диэлектрических потерь 0.009, средний диэлектрик 5 второго яруса (фиг. 3) -полимерный материал на основе полисульфона ПСК-1 с относительной диэлектрической проницаемостью 2.8 и тангенсом диэлектрических потерь 0.002, верхний диэлектрик 8 третьего яруса (фиг. 4), как и нижний первого яруса ПСФ-5. Толщина излучающих металлических (латунь) пластин 2, 4, 7 на фиг. 4 равна 0.5 мм. Основные размеры антенны (фиг. 4): размеры диэлектрического слоя первого яруса 70 мм×70 мм×7 мм, размеры диэлектрического слоя второго яруса 70 мм×70 мм×16 мм, размеры диэлектрического слоя третьего яруса 45 мм×45 мм×5 мм, диаметр внешнего экрана центрального коаксиального волновода 3.5 мм, полная высота антенны над экраном 28 мм. Излучающие металлические пластины утоплены в диэлектрические слои на 0.5 мм. Вся конструкция проклеена клеем ВК-27 ТУ1-595-14-692-2008. Для возбуждения всей антенны использовались два разъема с волновым импедансом 50 Ом.A three-tier satellite navigation antenna was manufactured using the following dielectrics: lower dielectric 3 of the first tier (Fig. 4) a PSF-5 polysulfone-based polymer material with a relative dielectric constant of 5 and a dielectric loss tangent of 0.009, an average dielectric of 5 of the second tier (Fig. 3) -polymeric material based on polysulfone PSK-1 with a relative dielectric constant of 2.8 and a dielectric loss coefficient of 0.002, the upper dielectric 8 of the third tier (Fig. 4), as well as the lower first tier of PSF-5. The thickness of the radiating metal (brass) plates 2, 4, 7 in FIG. 4 is 0.5 mm. The main dimensions of the antenna (Fig. 4): the dimensions of the dielectric layer of the first tier 70 mm × 70 mm × 7 mm, the dimensions of the dielectric layer of the second tier 70 mm × 70 mm × 16 mm, the dimensions of the dielectric layer of the third tier 45 mm × 45 mm × 5 mm , the diameter of the outer screen of the central coaxial waveguide is 3.5 mm, the total height of the antenna above the screen is 28 mm. Emitting metal plates are recessed into dielectric layers by 0.5 mm. The whole structure is glued with VK-27 TU1-595-14-692-2008 glue. To excite the entire antenna, two connectors with a wave impedance of 50 Ohms were used.

На фиг. 8 представлена измеренная частотная зависимость КСВн изготовленной антенны при возбуждении первого входа 6 (фиг. 4). Рабочая полоса антенны по уровню КСВн равному 2 составляет 1.07…1.3 ГГц, то есть относительная полоса примерно 19%. Частотная полоса по КСВн включает как L2, L3 поддиапазоны ГЛОНАСС, так и L2, L5 GPS. На фиг. 9 представлена измеренная частотная зависимость КСВн изготовленной антенны при возбуждении второго входа 9 (фиг. 4). Рабочая полоса антенны по уровню КСВн равному 2 составляет 1.56…1.64ГГц, то есть включает поддиапазон L1 ГЛОНАСС. На фиг. 10 представлена измеренная частотная зависимость КЭ в направлении нормальном к поверхности излучающих пластин изготовленной антенны при возбуждении первого входа 6 (фиг. 4), измерения проводились в дальней зоне антенны при расположении последней на квадратном металлическом фланце со стороной 50 см. Как видно из фиг. 10, рабочая полоса антенны по уровню КЭ равному 3 дБ составляет 1.145…1.25 ГГц, то есть относительная полоса примерно 8,7% и включает как L2, L3 поддиапазоны ГЛОНАСС, так и L2, L5 GPS. На фиг. 11 представлена измеренная частотная зависимость КЭ в направлении нормальном к поверхности излучающих пластин изготовленной антенны при возбуждении второго входа 9 (фиг. 4); полоса по уровню КЭ 3 дБ включает поддиапазон L1 ГЛОНАСС. На фиг. 12, 13 представлены измеренные ДН антенны на частотах поддиапазонов ГЛОНАСС, условия измерения аналогичны измерениям КЭ, измерения ДН проводились на двух ортогональных поляризациях. Как видно из фиг. 12, 13 антенна имеет широкую ДН с максимумом ортогонально плоскости антенны и экрана. На фиг. 14, 15 представлены измеренные частотные зависимости суммарного (на двух поляризациях) КУ антенны в направлении нормали к антенне при возбуждении первого и второго входа.In FIG. 8 shows the measured frequency dependence of the VSWR of the fabricated antenna upon excitation of the first input 6 (FIG. 4). The working band of the antenna at a level of SWR equal to 2 is 1.07 ... 1.3 GHz, that is, the relative band is about 19%. The VSWR frequency band includes both L2, L3 GLONASS subbands and GPS L2, L5. In FIG. 9 shows the measured frequency dependence of the VSWR of the fabricated antenna upon excitation of the second input 9 (Fig. 4). The working band of the antenna in terms of VSWR equal to 2 is 1.56 ... 1.64 GHz, that is, it includes the GLONASS sub-band L1. In FIG. 10 shows the measured frequency dependence of the FE in the direction normal to the surface of the emitting plates of the fabricated antenna upon excitation of the first input 6 (Fig. 4), the measurements were carried out in the far zone of the antenna with the latter located on a square metal flange with a side of 50 cm. As can be seen from FIG. 10, the antenna working band for a CE level of 3 dB is 1.145 ... 1.25 GHz, that is, the relative band is about 8.7% and includes both L2, L3 GLONASS subbands and GPS L2, L5. In FIG. 11 shows the measured frequency dependence of the FE in the direction normal to the surface of the radiating plates of the fabricated antenna upon excitation of the second input 9 (Fig. 4); 3 dB CE band includes the GLONASS L1 sub-band. In FIG. 12, 13, the measured antenna patterns are presented at the frequencies of the GLONASS subranges, the measurement conditions are similar to the FE measurements, the measurements of the antenna arrays were performed on two orthogonal polarizations. As can be seen from FIG. 12, 13, the antenna has a wide beam with a maximum orthogonal to the plane of the antenna and the screen. In FIG. 14, 15 show the measured frequency dependences of the total (at two polarizations) KU antenna in the direction normal to the antenna when the first and second inputs are excited.

Таким образом, представленные сведения свидетельствуют о выполнении при использовании заявляемого изобретения следующей совокупности условий:Thus, the information presented indicates the fulfillment of the following set of conditions when using the claimed invention:

- создание малогабаритной двухдиапазонной микрополосковой антенны круговой поляризации с низким уровнем коэффициента эллиптичности во всех поддиапазонах;- the creation of a small dual-band microstrip circular polarized antenna with a low level of ellipticity coefficient in all subbands;

- создание малогабаритной трехдиапазонной микрополосковой антенны круговой поляризации с низким уровнем коэффициента эллиптичности во всех поддиапазонах;- creation of a small three-band microstrip circular polarized antenna with a low level of ellipticity coefficient in all sub-bands;

- конструкция компактной антенны является прочной к механическим и климатическим внешним воздействующим факторам в силу применения конструкционных диэлектрических материалов с сочетанием значений относительных диэлектрических проницаемостей ~5:3, тонких клеевых слоев между ярусами антенны, а также центрального коаксиального волновода в трехдиапазонной микрополосковой антенне.- the design of a compact antenna is durable against mechanical and climatic external factors due to the use of structural dielectric materials with a combination of relative permittivities of ~ 5: 3, thin adhesive layers between the tiers of the antenna, and the central coaxial waveguide in a tri-band microstrip antenna.

Claims (8)

1. Компактная многодиапазонная микрополосковая антенна круговой поляризации, содержащая металлический экран, расположенную на нем диэлектрическую подложку с расположенной на ней излучающей металлической пластиной, образующих первый ярус, также расположенную на первом ярусе вторую диэлектрическую подложку с расположенной на ней второй излучающей пластиной, образующих второй ярус, и содержащую возбуждающий коаксиальный волновод, внутренняя жила которого гальванически присоединена к излучающей пластине первого яруса, отличающаяся тем, что значения относительных диэлектрических проницаемостей подложек выбраны из следующих условий: первого яруса - εниж от 4.55 до 5, второго яруса - εвеpx от 2.8 до 3.2, а общая относительная высота диэлектрических подложек выбрана из условия:
Figure 00000020
где λмакс - наибольшая рабочая длина волны антенны, при этом излучающие металлические пластины имеют толщины много меньше высоты диэлектрических подложек Н и утоплены в диэлектрические подложки, а форма излучающих металлических пластин квадратная, с расположенными по диагонали квадратными вырезами, при этом относительные размеры излучающих пластин и относительные размеры диэлектрических подложек выбраны из условий:1. A compact multi-band microstrip circular polarization antenna containing a metal screen, a dielectric substrate located on it with a radiating metal plate located thereon, forming a first tier, a second dielectric substrate located on a first tier with a second radiating plate located on it, forming a second tier, and containing an exciting coaxial waveguide, the inner core of which is galvanically connected to the radiating plate of the first tier, characterized in that the relative permittivities of the substrates are selected from the following conditions: the first tier is ε lower from 4.55 to 5, the second tier is ε top from 2.8 to 3.2 , and the total relative height of the dielectric substrates is selected from the condition:
Figure 00000020
where λ max is the longest working wavelength of the antenna, while the emitting metal plates have thicknesses much less than the height of the dielectric substrates N and are recessed into the dielectric substrates, and the shape of the emitting metal plates is square, with diagonal square cutouts, the relative dimensions of the radiating plates and the relative dimensions of the dielectric substrates are selected from the conditions:
Figure 00000021
Figure 00000022
Figure 00000023
Figure 00000021
Figure 00000022
Figure 00000023
Figure 00000024
Figure 00000025
Figure 00000024
Figure 00000025
 где А1=А2 - длины сторон диэлектрических подложек, В1 - длина стороны излучающей пластины первого яруса, В2 - длина стороны излучающей пластины второго яруса, S1 - длина стороны квадратных вырезов на диагонали излучающей пластины первого яруса, S2 - длина стороны квадратных вырезов на диагонали излучающей пластины второго, а место возбуждения излучающей пластины первого яруса центральной жилой коаксиального волновода определено смещением 0.5⋅B1 в плоскости излучающей пластины первого яруса, при этом вся конструкция по слоям скреплена непроводящим клеем с относительной диэлектрической проницаемостью ε≈3…4.where A1 = A2 are the side lengths of the dielectric substrates, B1 is the side length of the radiating plate of the first tier, B2 is the side length of the radiating plate of the second tier, S1 is the side length of square cutouts on the diagonal of the radiating plate of the first tier, S2 is the length of the side of square cuts on the diagonal of radiating plates of the second, and the place of excitation of the radiating plate of the first tier of the central residential coaxial waveguide is determined by a displacement of 0.5⋅B1 in the plane of the radiating plate of the first tier, while the entire structure is bonded in layers by a non-conductive adhesive with a relative dielectric constant ε≈3 ... 4. 2. Компактная многодиапазонная микрополосковая антенна круговой поляризации, содержащая металлический экран, расположенную на нем диэлектрическую подложку с расположенной на ней излучающей металлической пластиной, образующих первый ярус, также расположенную на первом ярусе вторую диэлектрическую подложку с расположенной на ней второй излучающей пластиной, образующих второй ярус, и содержащую возбуждающий коаксиальный волновод, внутренняя жила которого гальванически присоединена к излучающей пластине первого яруса, отличающаяся тем, что на второй излучающей пластине расположена третья диэлектрическая подложка и на ней третья излучающая пластина, образующие третий ярус, возбуждающий коаксиальный волновод, проходящий перпендикулярно экрану через центр первого и второго ярусов, внешняя оплетка-экран которого имеет гальваническую связь с излучающими пластинами первых двух ярусов, а внутренняя жила гальванически присоединена к третьей излучающей пластине, при этом значения относительных диэлектрических проницаемостей подложек выбраны из следующих условий: первого яруса - εниж от 4.55 до 5, второго яруса - εсред от 2.8 до 3.2, третьего яруса εверх от 4.55 до 5, а общая относительная высота антенны выбрана из условия:
Figure 00000026
где h1' - высота первого яруса, h2' - высота второго яруса, h3'- высота третьего яруса, λмакс1 - наибольшая рабочая длина волны первого входа антенны, λмакс2 - наибольшая рабочая длина волны второго входа антенны, при этом излучающие металлические пластины имеют толщины много меньше h3' и утоплены в диэлектрические подложки, а форма излучающих металлических пластин квадратная, с расположенными по диагонали квадратными вырезами, при этом относительные размеры излучающих пластин и относительные размеры диэлектрических подложек выбраны из условий:2. A compact multi-band microstrip circular polarization antenna containing a metal screen, a dielectric substrate located on it with a radiating metal plate located thereon, forming a first tier, a second dielectric substrate located on a first tier with a second radiating plate located on it, forming a second tier, and containing an exciting coaxial waveguide, the inner core of which is galvanically connected to the radiating plate of the first tier, characterized in that on the second radiating plate there is a third dielectric substrate and a third radiating plate on it, forming a third tier, the exciting coaxial waveguide passing perpendicular to the screen through the center of the first and the second tier, the outer braid-screen of which is galvanically connected with the radiating plates of the first two tiers, and the inner core is galvanically connected to the third radiating plate, while the relative dia The electric permeabilities of the substrates are selected from the following conditions: the first tier is ε bottom from 4.55 to 5, the second tier is ε media from 2.8 to 3.2, the third tier is ε top from 4.55 to 5, and the total relative antenna height is selected from the condition:
Figure 00000026
where h1 'is the height of the first tier, h2' is the height of the second tier, h3' is the height of the third tier, λ max1 is the longest working wavelength of the first antenna input, λ max2 is the longest working wavelength of the second antenna input, while the emitting metal plates have the thicknesses are much smaller than h3 'and recessed into dielectric substrates, and the shape of the radiating metal plates is square, with diagonal square cutouts, while the relative dimensions of the radiating plates and the relative dimensions of the dielectric substrates are selected from the conditions:
Figure 00000027
Figure 00000028
Figure 00000029
Figure 00000027
Figure 00000028
Figure 00000029
Figure 00000030
Figure 00000031
Figure 00000032
Figure 00000033
Figure 00000034
Figure 00000030
Figure 00000031
Figure 00000032
Figure 00000033
Figure 00000034
 где А1'=А2' - длины сторон диэлектрических подложек первого и второго ярусов, B1' - длина стороны излучающей пластины первого яруса, В2' - длина стороны излучающей пластины второго яруса, S1' - длина стороны квадратных вырезов на диагонали излучающей пластины первого яруса, S2' - длина стороны квадратных вырезов на диагонали излучающей пластины второго яруса, А3' - длина стороны диэлектрической подложки третьего яруса, В3' - длина стороны излучающей пластины третьего яруса, S3' - длина стороны квадратных вырезов на диагонали излучающей пластины третьего яруса, а место возбуждения излучающей пластины первого яруса центральной жилой коаксиального волновода определено смещением 0.5⋅B1', в плоскости излучающей пластины третьего яруса, при этом подложка и пластина третьего яруса смещены в плоскости излучающей пластины второго яруса на относительное расстояние
Figure 00000035
в сторону возбуждения излучающей пластины первого яруса, при этом вся конструкция по слоям скреплена непроводящим клеем с относительной диэлектрической проницаемостью ε≈3…4.where A1 '= A2' is the side length of the dielectric substrates of the first and second tiers, B1 'is the side length of the radiating plate of the first tier, B2' is the side length of the radiating plate of the second tier, S1 'is the side length of square cutouts on the diagonal of the radiating plate of the first tier, S2 'is the side length of the square cutouts on the diagonal of the radiating plate of the second tier, A3' is the length of the side of the dielectric substrate of the third tier, B3 'is the length of the side of the radiating plate of the third tier, S3' is the side length of the square cutout on the diagonal of the radiating plate of the third tier, and place the excitation of the radiating plate of the first tier of the central residential coaxial waveguide is determined by the offset 0.5⋅B1 ', in the plane of the radiating plate of the third tier, while the substrate and the plate of the third tier are offset in the plane of the radiating plate of the second tier by a relative distance
Figure 00000035
in the direction of excitation of the radiating plate of the first tier, while the entire structure is bonded in layers by a non-conductive adhesive with a relative dielectric constant ε≈3 ... 4.
RU2019127431A 2019-08-29 2019-08-29 Compact multi-range circularly polarized microstrip antenna (versions) RU2722629C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2019127431A RU2722629C1 (en) 2019-08-29 2019-08-29 Compact multi-range circularly polarized microstrip antenna (versions)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2019127431A RU2722629C1 (en) 2019-08-29 2019-08-29 Compact multi-range circularly polarized microstrip antenna (versions)

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2722629C1 true RU2722629C1 (en) 2020-06-02

Family

ID=71067539

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2019127431A RU2722629C1 (en) 2019-08-29 2019-08-29 Compact multi-range circularly polarized microstrip antenna (versions)

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2722629C1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2769428C1 (en) * 2021-04-14 2022-03-31 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Поволжский государственный университет телекоммуникаций и информатики" Small-sized strip antenna of the vhf band

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2115201C1 (en) * 1997-04-24 1998-07-10 Московский государственный технический университет гражданской авиации Microstrip adaptive-polarization antenna array
RU2156524C2 (en) * 1998-11-27 2000-09-20 Орлов Александр Борисович Microstrip antenna array
RU2251768C2 (en) * 2002-12-20 2005-05-10 Общество с ограниченной ответственностью Научно-производственное предприятие "Агама" Circular-polarization microstrip antenna
RU2495518C2 (en) * 2012-01-11 2013-10-10 Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом") Dual-band circularly polarised microstrip antenna
RU2540827C1 (en) * 2013-10-08 2015-02-10 Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом") Dual-band circularly polarised microstrip antenna

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2115201C1 (en) * 1997-04-24 1998-07-10 Московский государственный технический университет гражданской авиации Microstrip adaptive-polarization antenna array
RU2156524C2 (en) * 1998-11-27 2000-09-20 Орлов Александр Борисович Microstrip antenna array
RU2251768C2 (en) * 2002-12-20 2005-05-10 Общество с ограниченной ответственностью Научно-производственное предприятие "Агама" Circular-polarization microstrip antenna
RU2495518C2 (en) * 2012-01-11 2013-10-10 Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом") Dual-band circularly polarised microstrip antenna
RU2540827C1 (en) * 2013-10-08 2015-02-10 Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по атомной энергии "Росатом" (Госкорпорация "Росатом") Dual-band circularly polarised microstrip antenna

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Rod В. Waterhouse. Stacked patches using high and low dielectric constant material combination, IEEE Transactions on Antennas and Propagation, vol. 47, no. 12, pp. 1767-1771, 1999. *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2769428C1 (en) * 2021-04-14 2022-03-31 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Поволжский государственный университет телекоммуникаций и информатики" Small-sized strip antenna of the vhf band

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Massie et al. A new wideband circularly polarized hybrid dielectric resonator antenna
Chen et al. A compact dual-band GPS antenna design
Wang et al. A dual-wideband dual-polarized aperture-shared patch antenna with high isolation
Qu et al. Design of an S/X dual-band dual-polarised microstrip antenna array for SAR applications
Hu et al. Broadband circularly polarized cavity-backed slot antenna array with four linearly polarized disks located in a single circular slot
Mathur et al. Antenna at S-band as ground for array at X-band in dual frequency antenna at S/X-bands
RU2722629C1 (en) Compact multi-range circularly polarized microstrip antenna (versions)
Zhu et al. Broadband and dual circularly polarized patch antenna with H-shaped aperture
KR101409768B1 (en) Multi-band gps attenna
US10069211B2 (en) Broadband circularly polarized patch antenna and method
Doust et al. An aperture-coupled circularly polarized stacked microstrip antenna for GPS frequency bands L1, L2, and L5
Massie et al. A wideband circularly polarized rectangular dielectric resonator antenna
Gafarov et al. Multiband three-layer GNSS microstrip antenna
Khan et al. A circularly polarized stacked patch antenna array for tracking applications in S-band
Tsai et al. A dual-band LHCP stacked patch antenna array
Aggarwal et al. M-shaped compact and broadband patch antenna for high resolution RF imaging radar applications
Purnomo et al. The analysis of stub on coplanar-fed of single and array microstrip antenna for mobile satellite communication
Awais et al. A low cost coplanar capacitively coupled probe fed stacked patch antenna for GNSS applications
Jaiswal et al. 60 GHz recessed ground plane microstrip patch antenna array with improved bandwidth and gain
Goudarzi et al. A wideband CP resonant cavity antenna with a self-complimentary partially reflective surface
Erickson et al. Wideband and wide scan phased array microstrip patch antennas for small platforms
Zhang et al. Wide band antenna array using bowtie-shaped microstrip patch antenna
Xu et al. Compact tri-band dual-polarized shared aperture array
Kumar et al. Theoretical analysis and design of dual band DGS antenna with small frequency ratio for Wi-Fi and WiMAX applications
Chen et al. Single-feeding circularly polarized TM21-mode annular-ring microstrip antenna for mobile satellite communication