RU2718003C1 - Digital control method of key generator unit of ultrasonic range - Google Patents
Digital control method of key generator unit of ultrasonic range Download PDFInfo
- Publication number
- RU2718003C1 RU2718003C1 RU2019108848A RU2019108848A RU2718003C1 RU 2718003 C1 RU2718003 C1 RU 2718003C1 RU 2019108848 A RU2019108848 A RU 2019108848A RU 2019108848 A RU2019108848 A RU 2019108848A RU 2718003 C1 RU2718003 C1 RU 2718003C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- digital
- modulating signal
- frequency
- pulse
- channel
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 45
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 15
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 6
- 238000012546 transfer Methods 0.000 abstract description 5
- 239000000126 substance Substances 0.000 abstract 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 19
- 230000008859 change Effects 0.000 description 11
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 9
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 6
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 5
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 238000001069 Raman spectroscopy Methods 0.000 description 3
- 230000009471 action Effects 0.000 description 3
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 2
- 230000000149 penetrating effect Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 241000208202 Linaceae Species 0.000 description 1
- 235000004431 Linum usitatissimum Nutrition 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000020169 heat generation Effects 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 230000035515 penetration Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к способам цифрового формирования модулированных импульсных сигналов для управления ключевыми генераторными устройствами, преимущественно ультразвукового диапазона.The invention relates to methods for digitally generating modulated pulse signals for controlling key generator devices, primarily in the ultrasonic range.
Современной тенденцией развития мощных генераторных устройств ультразвукового диапазона является внедрение цифровых методов формирования сигналов с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) с последующим ключевым усилением по мощности и выделением на нагрузке фильтрами нижних частот квазигармонических сигналов с заданной амплитудой и частотой изменения, например, описанных в патентах [1, 2]. В известных устройствах последовательности широтно-модулированных импульсов формируются посредством цифрового преобразования кода цифрового модулирующего сигнала в длительность импульсов с постоянной частотой следования ωi, значительно превышающей (более чем в 10 раз) верхнюю частоту Ω модулирующего сигнала. Для этого используются счетчики импульсов постоянной тактовой частоты ω0 многократно (как правило, более чем в 100 раз) превышающей частоту ωi. В результате цифрового преобразования формируются временные интервалы, пропорциональные прямому либо инверсному коду цифрового модулирующего сигнала в моменты времени, синхронные с частотой ωi, следования импульсов. Широтно-импульсная модуляция такого вида определена как ШИМ второго рода (ШИМ-2) [3]. К преимуществам ШИМ-2 относится низкая частота выборок кода цифрового модулирующего сигнала (не более 2ωi), что облегчает условия цифрового управления ключевым генераторным устройством.A modern trend in the development of powerful ultrasonic generator devices is the introduction of digital methods for generating signals with pulse-width modulation (PWM), followed by key gain in power and isolation of quasi-harmonic signals with a given amplitude and frequency of change at the load by the filters, for example, described in the patents [ 12]. In known devices, sequences of pulse-width modulated pulses are generated by digitally converting a digital modulating signal code into pulse durations with a constant pulse frequency ω i significantly exceeding (by more than 10 times) the upper frequency Ω of the modulating signal. For this, pulse counters of a constant clock frequency ω 0 are used many times (as a rule, more than 100 times) higher than the frequency ω i . As a result of digital conversion, time intervals are formed that are proportional to the direct or inverse code of the digital modulating signal at time instants that are synchronous with the frequency ω i of the pulse repetition. Pulse-width modulation of this kind is defined as PWM of the second kind (PWM-2) [3]. The advantages of PWM-2 include the low sampling frequency of the digital modulating signal code (no more than 2ω i ), which facilitates the conditions for digital control of a key generator device.
К особенностям спектра последовательности широтно-модулированных импульсов при модуляции второго рода относится наличие дополнительных гармоник Ωn=nΩ модулирующего сигнала, помимо составляющих комбинационных частот Ωkn=kωi±nΩ, группирующихся вокруг гармоник частоты следования импульсов.The spectral features of a sequence of PWM pulses during second-order modulation include the presence of additional harmonics Ω n = nΩ of the modulating signal, in addition to the combination frequencies Ω kn = kω i ± nΩ, grouped around the harmonics of the pulse repetition rate.
Улучшить показатели качества генерируемых сигналов позволяет применение двухсторонней симметричной ШИМ-2 [3], где обеспечивается модуляция, как фронта так и спада импульсов в соответствии с выборкой кода цифрового модулирующего сигнала дважды за период переключений. В этом случае в спектре последовательности широтно-модулированных импульсов присутствует в основном гармоника с частотой Ω3=3Ω относительное значение которой не превышает 3% при отношении частот ωi/Ω≥10. При этом комбинационные составляющие, проникающие в область полосы пропускания фильтров нижних частот (ФНЧ) ΩФ≈2ΩB (где ΩB - верхняя частота генерируемого сигнала), также весьма малы и не превышают 2% от номинальной амплитуды первой гармоники импульсного напряжения. Выбор установленной частоты среза фильтра ΩФ, определяется требованием равномерности амплитудно-частотной характеристики выходного напряжения, в том числе при работе генераторного устройства на комплексную нагрузку, в полосе рабочих частот, как правило, не менее октавы:The use of two-sided symmetric PWM-2 [3], where modulation of both the edge and the fall of the pulses in accordance with the sampling of the code of the digital modulating signal twice during the switching period, allows to improve the quality indicators of the generated signals. In this case, the spectrum of the sequence of pulse-width modulated pulses contains mainly harmonic with a frequency of Ω 3 = 3Ω, the relative value of which does not exceed 3% at a frequency ratio of ω i / Ω≥10. Moreover, the combination components penetrating into the passband region of the low-pass filters (LPF) Ω Ф ≈2Ω B (where Ω B is the upper frequency of the generated signal) are also very small and do not exceed 2% of the nominal amplitude of the first harmonic of the pulse voltage. The choice of the set filter cutoff frequency Ω Ф is determined by the requirement of uniformity of the amplitude-frequency characteristics of the output voltage, including when the generator device is operating at a complex load, in the operating frequency band, as a rule, not less than an octave:
где ΩB, ΩH - верхняя и нижняя частота модулирующего сигнала, ΩФ - частота среза фильтра нижних частот в условиях сохранения импеданса нагрузки.where Ω B , Ω H is the upper and lower frequencies of the modulating signal, Ω Ф is the cutoff frequency of the low-pass filter under conditions of conservation of load impedance.
Для мощных генераторных устройств (ГУ) ультразвукового диапазона от 20 кГц до 150 кГц при использовании цифрового управления с ШИМ выбор частоты переключений последовательности импульсов, более чем на порядок превышающий верхнюю частоту генерируемого сигнала, как условие требуемого качества выходного напряжения, в большинстве случаев является неприемлемым с энергетической точки зрения. Основным фактором, определяющим тепловыделение в ГУ такого типа, являются динамические потери энергии, связанные с переключением элементов оконечных каскадов ключевых усилителей мощности. На частоте переключений каналов ключевого усиления (200-1500) кГц КПД мощных ГУ номинальной мощностью более (500-5000) ВА не превышает 75-90%, что ограничивает их использование в энергоемких передающих трактах.For high-power generating devices (GU) of the ultrasonic range from 20 kHz to 150 kHz when using digital control with PWM, the choice of the switching frequency of the pulse sequence, more than an order of magnitude higher than the upper frequency of the generated signal, as a condition of the required quality of the output voltage, in most cases is unacceptable with energy point of view. The main factor determining the heat generation in a GU of this type is the dynamic energy loss associated with the switching of the elements of the terminal stages of key power amplifiers. At the switching frequency of the key amplification channels (200-1500) kHz, the efficiency of high-power GUs with a rated power of more than (500-5000) VA does not exceed 75-90%, which limits their use in energy-intensive transmission paths.
Направлением уменьшения динамических потерь энергии является переход к многоканальным схемам ключевого усиления. В этом случае с увеличением каналов кратно возрастает суммарная частота ω переключенийThe direction of reducing dynamic energy losses is the transition to multi-channel key amplification schemes. In this case, with increasing channels, the total switching frequency ω
где N - число каналов при многоканальной ШИМ.where N is the number of channels in multi-channel PWM.
Выделенный эффект достигается при равномерном фазовом сдвиге каналов ШИМ и приводит к принципиальному уменьшению комбинационных составляющих спектра суммарного импульсного напряжения, ближайшие из которых группируются вокруг первой гармоники суммарной частоты переключений. В результате появляется возможность существенно понизить частоту переключений каналов ключевого усиления без увеличения комбинационных составляющих спектра суммарного импульсного напряжения, проникающих в полосу пропускания ФНЧ.The distinguished effect is achieved with a uniform phase shift of the PWM channels and leads to a fundamental decrease in the Raman components of the spectrum of the total pulse voltage, the closest of which are grouped around the first harmonic of the total switching frequency. As a result, it becomes possible to significantly reduce the switching frequency of the key gain channels without increasing the combination components of the spectrum of the total pulse voltage penetrating the passband of the low-pass filter.
Однако, использование многоканальной ШИМ затруднено сложностью реализации многоканальных схем ключевого усиления, что обуславливает применение на практике не более 2-4 каналов модуляции. В части ШИМ-2 потенциал многоканального ключевого усиления так же ограничен возрастанием характерных гармонических искажений в суммарном импульсном напряжении, уровень которых не изменяется с ростом числа каналов модуляции и существенно увеличивается с уменьшением отношения частоты переключений канала ωi к частоте модулирующего сигнала Ω даже для симметричной модуляции такого вида. Каноническое выражение спектра суммарного импульсного напряжения при симметричной многоканальной ШИМ-2 определяется известным аналитическим соотношением [3], которое для случая N-канальной модуляции может быть приведено к следующему виду:However, the use of multi-channel PWM is complicated by the complexity of implementing multi-channel key amplification schemes, which leads to the use in practice of no more than 2-4 modulation channels. In the PWM-2 part, the potential of multichannel key amplification is also limited by an increase in characteristic harmonic distortions in the total pulse voltage, the level of which does not change with an increase in the number of modulation channels and increases significantly with a decrease in the ratio of the channel switching frequency ω i to the frequency of the modulating signal Ω even for symmetric modulation of this kind. The canonical expression of the spectrum of the total pulse voltage at a symmetric multi-channel PWM-2 is determined by the well-known analytical relation [3], which for the case of N-channel modulation can be reduced to the following form:
где m, Ω - относительная амплитуда и частота модулирующего сигнала; Jn(x) - функция Бесселя первого рода, порядка n от аргумента х; θ - фазовый сдвиг максимума модулирующего сигнала относительно ближайшего тактового момента времени; θkNn - фаза комбинационных составляющих при временном сдвиге τ центра импульсов от тактовых моментов времени:where m, Ω is the relative amplitude and frequency of the modulating signal; J n (x) - Bessel function of the first kind, order n of argument x; θ is the phase shift of the maximum of the modulating signal relative to the nearest clock time; θ kNn is the phase of the combination components during a temporary shift τ of the center of the pulses from the clock moments:
Анализ представленного выражения наглядно показывает уменьшение относительной амплитуды комбинационных составляющих спектра с частотами ΩkNn=kNωi±nΩ, и перенос в более высокочастотную область к гармоникам суммарной частоты переключений ω=Nωi An analysis of the presented expression clearly shows a decrease in the relative amplitude of the Raman components of the spectrum with frequencies Ω kNn = kNω i ± nΩ, and a transfer to the higher frequency region to the harmonics of the total switching frequency ω = Nω i
Вместе с тем гармоническая часть спектра, содержащая при симметричной ШИМ-2 только нечетные гармоники, не зависит от числа каналов модуляции и имеет амплитуды ближайших гармоник существенно возрастающие с уменьшением отношения ωi/Ω, в частности для третьей гармоники: At the same time, the harmonic part of the spectrum, which contains only odd harmonics at symmetric PWM-2, does not depend on the number of modulation channels and has the amplitudes of the nearest harmonics significantly increasing with decreasing ratio ωi/ Ω, in particular for the third harmonic:
Отмеченное обстоятельство значительно ухудшает показатели качества цифровых формирователей многоканальных последовательностей широтно-модулированных импульсов при ШИМ-2 и ограничивает область их применения в цифровых генераторных устройствах.The noted circumstance significantly worsens the quality indicators of digital formers of multichannel sequences of pulse-width modulated pulses at PWM-2 and limits the scope of their application in digital generator devices.
Наиболее близким к предлагаемому способу цифрового управления является способ цифрового формирования широтно-модулированных импульсных последовательностей [4] при двухканальной ШИМ первого рода (ШИМ-1). Спектр многоканальной симметричной ШИМ-1 определяется известным соотношением [4]:Closest to the proposed method of digital control is a method of digitally forming a width-modulated pulse sequences [4] with a two-channel PWM of the first kind (PWM-1). The spectrum of multichannel symmetric PWM-1 is determined by the known relation [4]:
В спектре модуляции такого вида отсутствуют собственно гармонические составляющие, а комбинационные составляющие с частотами ΩkNn=kNωi±nΩ группируются вокруг гармоник суммарной частоты переключений ω=Nωi. Выделенное преимущество, в соответствии с предлагаемым способом для двухканальной ШИМ-1, обеспечило возможность существенного уменьшения отношения ω/Ω. Причем реализация в предлагаемом способе целочисленных значений отношения частоты переключений отдельных каналов ωi к частоте модулирующего сигнала Ω позволило существенно улучшить структуру спектра суммарного импульсного напряжения.In the modulation spectrum of this kind, there are no actually harmonic components, and combinational components with frequencies Ω kNn = kNω i ± nΩ are grouped around harmonics of the total switching frequency ω = Nω i . The highlighted advantage, in accordance with the proposed method for two-channel PWM-1, provided the possibility of a significant reduction in the ratio ω / Ω. Moreover, the implementation in the proposed method of integer values of the ratio of the switching frequency of individual channels ω i to the frequency of the modulating signal Ω has significantly improved the spectrum structure of the total pulse voltage.
Способ-прототип [4] основан на формировании двух последовательностей широтно-модулированных импульсов с частотой переключений ωi в целое число γ=3…5 выше частоты Ω цифрового модулирующего сигнала по результату его сравнения с парой противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов. В результате, при суммировании пары усиленных по мощности широтно-модулированных импульсов, формируется суммарное импульсное напряжение с частотой переключений ω=2ωi.The prototype method [4] is based on the formation of two sequences of pulse-width modulated pulses with a switching frequency ω i of an integer γ = 3 ... 5 higher than the frequency Ω of the digital modulating signal as a result of its comparison with a pair of antiphase symmetrical sawtooth digital signals. As a result, when summing a pair of pulse-width-modulated pulses amplified by power, a total pulse voltage is formed with a switching frequency of ω = 2ω i .
Сущность известного технического решения, принятого за прототип предлагаемого изобретения, заключается в синхронизации частоты модулирующего цифрового сигнала и частоты противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов, что позволяет привести комбинационные составляющие спектра суммарного импульсного напряжения к ряду гармоник и минимизировать их проникновение в полосу рабочих частот модулирующего сигнала при весьма малом отношении суммарной частоты переключений ω к частоте Ω первой гармоники выходного сигнала ключевого генераторного устройства. Для минимального отношения ω/Ω=6 (соответствующего отношению ωi/Ω=3) амплитуда ближайшей комбинационной составляющей с частотой ΩkNn=2ωi-3Ω=3Ω, совпадающей с третьей гармоникой, определяется выражением:The essence of the known technical solution adopted for the prototype of the invention is to synchronize the frequency of the modulating digital signal and the frequency of the out-of-phase symmetrical sawtooth digital signals, which allows you to bring the combination components of the spectrum of the total pulse voltage to a number of harmonics and minimize their penetration into the operating frequency band of the modulating signal with the small ratio of the total switching frequency ω to the frequency Ω of the first harmonic of the output signal is key a generator device. For the minimum ratio ω / Ω = 6 (corresponding to the ratio ω i / Ω = 3), the amplitude of the nearest combinational component with a frequency Ω kNn = 2ω i -3Ω = 3Ω, which coincides with the third harmonic, is determined by the expression:
В результате, при номинальном уровне выходного сигнала (при 
Вместе с тем, гармонические искажения для способа-прототипа с двухканальной симметричной ШИМ-1 существенно меньше чем в технических аналогах [2,3] при двухканальной модуляции второго рода. Так, даже в лучшем случае двухканальной симметричной ШИМ-2 без синхронизации частоты переключений с частотой модулирующего сигнала при соотношении частот ωi/Ω≈3 в области третьей гармоники находятся гармонические и комбинационные составляющие с относительными амплитудами, близкими к коэффициенту (4). Соответственно, нелинейные искажения выходного сигнала ключевого ГУ в устройствах-технических аналогах не менее чем в 1,5 раза превышают уровень нелинейных искажений при использовании способа-прототипа, реализующего принцип синхронной двухканальной симметричной ШИМ-1.However, the harmonic distortion for the prototype method with two-channel symmetric PWM-1 is significantly less than in technical analogues [2,3] with two-channel modulation of the second kind. So, even in the best case of a two-channel symmetric PWM-2 without synchronization of the switching frequency with the frequency of the modulating signal at a frequency ratio ω i / Ω≈3, harmonic and combination components with relative amplitudes close to coefficient (4) are found in the region of the third harmonic. Accordingly, the nonlinear distortion of the output signal of the key GU in devices-technical analogues is not less than 1.5 times higher than the level of nonlinear distortion when using the prototype method that implements the principle of synchronous two-channel symmetric PWM-1.
Однако, несмотря на преимущества способа-прототипа, повышенные искажения сигнала в ультразвуковом диапазоне при минимальном отношении частот, обусловленные ближайшими комбинационными составляющими, ограничивают область его применения. Кроме того, дополнительным недостатком такого принципа цифрового управления ГУ является необходимость передачи формирователю импульсов многоразрядного быстроизменяющегося кода цифрового модулирующего сигнала, обеспечивающего его сравнение с противофазными симметричными пилообразными цифровыми сигналами, синхронным с частотой модулирующего сигнала.However, despite the advantages of the prototype method, the increased distortion of the signal in the ultrasonic range with a minimum frequency ratio, due to the closest combinational components, limits its scope. In addition, an additional drawback of this principle of digital control of the PG is the need for transmitting to the pulse shaper a multi-digit rapidly changing code of a digital modulating signal, which ensures its comparison with antiphase symmetrical sawtooth digital signals synchronous with the frequency of the modulating signal.
Выделенные недостатки способа-прототипа, а именно повышенный уровень гармонических искажений выходного сигнала и передача большого объема информации цифровому формирователю широтно-модулированных импульсов, существенно ограничивают область его применения для ключевых ГУ ультразвукового диапазона частот.Highlighted disadvantages of the prototype method, namely, an increased level of harmonic distortions of the output signal and the transfer of a large amount of information to a digital shaper of pulse-width modulated pulses, significantly limit its scope for key GU ultrasonic frequency range.
Задачей изобретения является улучшение качества цифрового формирования двухканальных последовательностей широтно-модулированных импульсов для управления генераторным устройством ультразвукового диапазона при минимизации объема цифровой информации о модулирующем сигнале.The objective of the invention is to improve the quality of the digital formation of two-channel sequences of pulse-width modulated pulses to control the ultrasonic-generating device while minimizing the amount of digital information about the modulating signal.
Технический результат от использования изобретения заключается в уменьшении искажений ультразвуковых сигналов при минимизации отношения суммарной частоты переключений к частоте Ω модулирующего сигнала для целочисленного отношения ω/Ω=6, в условиях исключения из спектра суммарного импульсного напряжения третьей гармоники и не менее чем десятикратного сокращения необходимого объема информации, посредством перехода к двухканальным импульсным последовательностям с симметричной ШИМ второго рода при заданном временном сдвиге относительно модулирующего сигнала.The technical result from the use of the invention is to reduce the distortion of ultrasonic signals while minimizing the ratio of the total switching frequency to the frequency Ω of the modulating signal for the integer ratio ω / Ω = 6, with the exception of the spectrum of the total pulse voltage of the third harmonic and not less than ten times the required amount of information , by switching to two-channel pulse sequences with a symmetric PWM of the second kind for a given time shift, assigns flax modulating signal.
Для достижения указанного технического результата в известный способ цифрового управления ключевым генераторным устройством ультразвукового диапазона, основанный на формировании двухканальных последовательностей широтно-модулированных импульсов с суммарной частотой переключений ω в шесть раз выше частоты Ω цифрового модулирующего сигнала, по результату сравнения противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов с цифровым модулирующим сигналом при последующем формировании суммарного импульсного напряжения, введены новые признаки, а именно - сравнение пары противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов с выборками кода цифрового модулирующего сигнала, определенных в момент времени минимального и максимального значений противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов, и обеспечения синхронизации переходов через ноль противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов с переходом через ноль цифрового модулирующего сигнала и условия минимизации третьей гармоники суммарного импульсного напряжения.To achieve the specified technical result, in the known method of digital control of a key ultrasonic range generating device, based on the formation of two-channel sequences of pulse-width modulated pulses with a total switching frequency ω six times higher than the frequency Ω of the digital modulating signal, by comparing the antiphase symmetrical sawtooth digital signals with digital with a modulating signal during the subsequent formation of the total pulse voltage, n These are signs, namely, a comparison of a pair of antiphase symmetrical sawtooth digital signals with samples of a digital modulating signal code determined at the instant of time of the minimum and maximum values of antiphase symmetrical sawtooth digital signals and ensuring synchronization of zero-crossing antiphase symmetrical sawtooth digital signals with a transition through zero of digital modulating signal and conditions for minimizing the third harmonic of the total pulse voltage.
Эффект уменьшения нелинейных искажений достигается при использовании в предлагаемом способе цифрового управления двухканальной ШИМ-2, где, в случае определенного временного сдвига между переходами через ноль противофазных симметричных напряжений и модулирующего сигнала равного Δt=0 при относительной суммарной частоте переключений ω/Ω=6 достигается взаимная компенсация гармонической и комбинационной составляющих спектра суммарного импульсного напряжения на частоте 3Ω. Соответственно, в спектре выходного сигнала ключевого ГУ присутствуют только первая гармоника и верхние гармонические составляющие начиная с пятой гармоники. В этом случае выделение на нагрузке полезного квазигармонического сигнала в полосе рабочих частот до одной октавы не представляет технической сложности и может быть проведено простейшими ФНЧ второго порядка даже в условиях значительного изменения импеданса нагрузки. При этом может быть обеспечен коэффициент гармонических искажений менее (2-3)% при номинальном уровне выходной мощности (m=0,5-1,0), что улучшает качественные показатели ключевого ГУ, использующего предлагаемый способ цифрового управления, более чем в два раза по сравнению с известными техническими аналогами и прототипом.The effect of reducing non-linear distortions is achieved when using the proposed digital control method of two-channel PWM-2, where, in the case of a certain time shift between zero transitions of antiphase symmetric voltages and a modulating signal equal to Δt = 0 at a relative total switching frequency of ω / Ω = 6, the mutual Compensation of the harmonic and Raman components of the spectrum of the total pulse voltage at a frequency of 3Ω. Accordingly, in the spectrum of the output signal of the key GU there are only the first harmonic and the upper harmonic components starting from the fifth harmonic. In this case, the selection of a useful quasi-harmonic signal on the load in the operating frequency band of up to one octave does not present technical complexity and can be carried out by the simplest low-pass filters of the second order even under conditions of a significant change in the load impedance. At the same time, the harmonic distortion coefficient can be provided less than (2-3)% at the nominal output power level (m = 0.5-1.0), which improves the quality indicators of the key control unit using the proposed digital control more than twice in comparison with well-known technical analogues and prototype.
Следует отметить, что полученный результат достигается при частоте выборок кода цифрового модулирующего сигнала дважды за период переключений или, соответственно, шесть раз за период модулирующего сигнала, что кратно меньше частоты выборок в устройстве-прототипе, использующем симметричную ШИМ-1. Здесь для диапазона регулирования уровня сигнала 30 дБ необходимо более сотни выборок за период переключений, что требует в 50 раз выше скорость передачи данных для цифрового управления ГУ.It should be noted that the obtained result is achieved at a sampling frequency of the digital modulating signal code twice during the switching period or, accordingly, six times during the modulating signal period, which is several times lower than the sampling frequency in the prototype device using symmetric PWM-1. Here, for the range of regulation of the signal level of 30 dB, more than a hundred samples are required for the switching period, which requires a data transfer rate of 50 times higher for digital control of the control unit.
Сущность изобретения поясняется структурной схемой устройства для реализаций предлагаемого способа цифрового управления двухканальным генераторным устройством (фиг. 1) и временными диаграммами сигналов ключевого генератора с двухканальной симметричной широтно-импульсной модуляцией, иллюстрирующими его работу (фиг. 2).The invention is illustrated by the structural diagram of a device for implementing the proposed method for digital control of a two-channel generator device (Fig. 1) and timing diagrams of the key generator signals with two-channel symmetric pulse-width modulation, illustrating its operation (Fig. 2).
Предлагаемый способ цифрового управления ключевым генераторным устройством ультразвукового диапазона, как совокупность действий и функциональных взаимосвязей, может быть рассмотрен на примере принципа действия устройства для его реализации.The proposed method of digital control of a key ultrasonic range generator device, as a set of actions and functional relationships, can be considered as an example of the principle of the device for its implementation.
Устройство цифрового управления двухканальным ключевым ГУ (фиг. 1), реализующее предлагаемый способ с двухканальной ШИМ второго рода, содержит цифровую шину «Код частота», поступающую на вход регистра 1, выходная шина которого обеспечивает управление частотно-модулированным генератором 2, выходной сигнал которого поступает на счетный вход реверсивного счетчика 3, аналогично способу-прототипу. Дополнительно, в соответствии с предлагаемым способом, в состав устройства (фиг. 1) введены регистр 9, формирующий выборки кода цифрового модулирующего сигнала, поступающие с шины «Код вход», а также шина синхросигнала, импульсный сигнал которой обеспечивает запись «Код частота» регистра 1 и установку реверсивного счетчика в нулевое значение, в момент времени, соответствующий нулевому значению модулирующего сигнала при смене его полярности. Изменение состояния регистра 9 реализуется синхросигналом с дополнительного выхода реверсивного счетчика 3 в моменты времени, соответствующие максимальным значениям цифровых противофазных симметричных пилообразных сигналов, формируемых на прямого и инверсном выходах реверсивного счетчика 3.A digital control device for a two-channel key GU (Fig. 1), which implements the proposed method with a two-channel PWM of the second kind, contains a digital bus "Code frequency", which is fed to the input of
В устройство (фиг. 1) также входят блоки и связи, обеспечивающие формирование импульсных сигналов и их ключевое усиление, а именно компараторы 4 и 5, ключевые усилители мощности (КУМ) 6 и 7 и сумматор 8. Совокупность действий, обеспечивающих сравнение кода цифрового модулирующего сигнала SK и кодов цифровых противофазных симметричных пилообразных сигналов VP1 и VP2, формирование по результату сравнения широтно-модулированных сигналов PWM1 и PWM2, ключевое усиление по мощности и формирование суммарного импульсного напряжения V, реализуется по известным правилам аналогично способу-прототипу.The device (Fig. 1) also includes blocks and communications ensuring the formation of pulse signals and their key amplification, namely,
Работа устройства цифрового управления двухканальным ГУ (фиг. 1), иллюстрирующая заявленный способ, поясняется временными диаграммами сигналов (фиг. 2) и происходит следующим образом: частотно-модулированный (ЧМ) генератор 2, управляемый цифровым сигналом FK с выхода регистра 1 обеспечивает формирование высокочастотных тактовых импульсов с частотой ƒ0, многократно превосходящей частоту модулирующего сигнала F=Ω/2π:The operation of the digital control device of a two-channel GU (Fig. 1), illustrating the claimed method, is illustrated by the timing diagrams of the signals (Fig. 2) and occurs as follows: a frequency-modulated (FM)
Коэффициент β>100 определяет дискретность изменения цифровых противофазных симметричных пилообразных сигналов VP1, VP2, формируемых реверсивным счетчиком 3 с частотой ƒi=ωi/2π при выполнении целочисленных соотношений:The coefficient β> 100 determines the discreteness of the change of digital antiphase symmetrical sawtooth signals VP1, VP2, generated by the
где для двухканальной ШИМ γ=3.where for a two-channel PWM γ = 3.
Значение βγ выбирается из необходимой точности регулирования уровня и точности воспроизведения формы модулирующего сигнала из условия равенства размерности кодов максимальных значений сигналов VP1, VP2 и SK.The value βγ is selected from the necessary accuracy of level control and the accuracy of reproduction of the shape of the modulating signal from the condition of equality of the dimension of the codes of the maximum values of the signals VP1, VP2 and SK.
В отличие от способа-прототипа, в соответствии с предлагаемым способом, синхронизация записи регистра 1 осуществляется внешним сигналом синхронизации I1 один раз за период модулирующего сигнала, что обеспечивает постоянство ƒ0 и соответственно периода Тр пилообразных цифровых сигналов для заданного кода частоты FK. При этом код F на входе регистра 1 также должен сохраняться постоянным за один период формирования модулирующего сигнала. Указанное обстоятельство позволяет передавать код управления F с частотой модулирующего сигнала в заданные моменты смены его полуволн. При этом значительно (не менее чем в три раза) уменьшается скорость передачи данных по шине «Код частота» по сравнению со способом-прототипом.In contrast to the prototype method, in accordance with the proposed method,
Другим принципиальным отличием предлагаемого технического решения от способа-прототипа является синхронизация регистра 9 кода входного сигнала с синхроимпульсом I2, поступающего на вход записи регистра 9 с дополнительного выхода реверсного счетчика 3 в моменты времени, совпадающие с максимальным (минимальным) значением кода цифрового прямого (инверсного) пилообразного симметричного сигнала VP1 (VP2). При этом за период переключений Т=2π/ωi реализуется только две выборки кода S модулирующего сигнала. Тем самым обеспечивается формирование широтно-модулированных импульсов PWM1, PWM2 с симметричной ШИМ второго рода. Для соотношения ωi/Ω=3 за период модулирующего сигнала T=2π/Ω частота изменения кода SK на выходе регистра 9 равна суммарной частоте переключений ƒ=ω/2π=6F.Another fundamental difference between the proposed technical solution and the prototype method is the synchronization of the register 9 of the input signal code with the clock I2, which is input to the register 9 from the additional output of the
Согласно предлагаемому способу цифрового управления в двухканальном ключевом ГУ (фиг. 1) выполняются следующие отношения, определяющие принцип его функционирования:According to the proposed method of digital control in a two-channel key GU (Fig. 1), the following relations are fulfilled that determine the principle of its functioning:
период ТР симметричных противофазных цифровых пилообразных сигналов равен:the period T P of symmetric antiphase digital sawtooth signals is equal to:
ТР=Ti=2βT0=TS/γ,T P = T i = 2βT 0 = T S / γ,
где Т0 - период ВЧ тактовых импульсов на выходе ЧМ-генератора 2; TS - период цифрового модулирующего сигнала.where T 0 - the period of the RF clock pulses at the output of the
Для цифровых сигналов функция текущего времени может быть представлена дискретной функцией изменения временных интервалов:For digital signals, the function of the current time can be represented by a discrete function of changing time intervals:
где 
При соотношении частот ƒi=γF период цифрового модулирующего сигнала TS содержит целое количество дискретных временных интервалов Т0:When the frequency ratio ƒ i = γF, the period of the digital modulating signal T S contains an integer number of discrete time intervals T 0 :
Для реализации предлагаемого способа реверсивный счетчик 3 обеспечивает формирование прямого VP1 и инверсного VP2 симметричных пилообразных цифровых сигналов согласно следующим функциям:To implement the proposed method, the
где АР - код амплитудного значения пилообразного сигнала.where AR is the code of the amplitude value of the sawtooth signal.
В результате достигается условие инверсии симметричных пилообразных импульсных сигналов:As a result, the condition of inversion of symmetrical sawtooth pulse signals is achieved:
В общем случае гармонический модулирующий сигнал U определяется как функция от времени t с учетом возможного фазового сдвига θ относительно начального момента времени tH:In the general case, the harmonic modulating signal U is determined as a function of time t taking into account the possible phase shift θ relative to the initial time t H :
где m=0…1 - относительная амплитуда модулирующего сигнала.where m = 0 ... 1 is the relative amplitude of the modulating signal.
При переходе к цифровому сигналу значение кода S модулирующего воздействия определяется как функция дискретных моментов времени 
где М - код амплитуды модулирующего сигнала.where M is the amplitude code of the modulating signal.
В соответствии с предлагаемым способом цифрового управления, основанном на использовании симметричной ШИМ второго рода, для формирования широтно-модулированных импульсов достаточно ограничиться выборками кода S только в тактовые моменты времени tK=tβK:In accordance with the proposed digital control method, based on the use of a symmetric PWM of the second kind, for the formation of pulse-width modulated pulses it is sufficient to restrict oneself to the S code samples only at the clock t t = K βK :
Принципиальной особенностью, определяющей новизну предлагаемого способа цифрового управления, является применение двух факторов синхронизации: во-первых, фактор синхронизации фазы симметричных пилообразных цифровых сигналов с фазой цифрового модулирующего воздействия; во-вторых, фактор синхронизации выборок кода модулирующего воздействия с моментами амплитудных значений пилообразных цифровых сигналов.A fundamental feature that determines the novelty of the proposed digital control method is the use of two synchronization factors: firstly, the phase synchronization factor of symmetrical sawtooth digital signals with the phase of the digital modulating effect; secondly, the factor of synchronization of the samples of the modulating effect code with the moments of the amplitude values of the sawtooth digital signals.
Применительно к двухканальному ключевому ГУ (фиг. 1) синхронизация фазы симметричных пилообразных цифровых сигналов, формируемых реверсивным счетчиком 3, достигается установкой нулевых значений выходного кода, соответствующих нулевому уровню пилообразных сигналов, по синхроимпульсу I1 в моменты смены полярности полуволн модулирующего сигнала, поступающего через шину синхронизации на установочный вход реверсивного счетчика 3.In relation to the two-channel key control unit (Fig. 1), the phase synchronization of symmetrical sawtooth digital signals generated by the
Заявляемый технический результат, связанный с взаимной компенсацией ближайших гармоник и комбинационных составляющих спектра суммарного импульсного напряжения, в этом случае, достигается для периодического импульсного напряжения с суммарной частотой переключений ω=6Ω при условии θ=0 и tH=τ=0.The claimed technical result associated with the mutual compensation of the nearest harmonics and combination components of the spectrum of the total pulse voltage, in this case, is achieved for a periodic pulse voltage with a total switching frequency of ω = 6Ω under the condition θ = 0 and t H = τ = 0.
Далее, по известным правилам, по результату сравнения противофазных симметричных пилообразных цифровых сигналов с цифровым модулирующим сигналом S, определенным кодом SK в тактовые моменты времени, формируются последовательности широтно-модулированных импульсов. На выходах компараторов 4 и 5 формируются сигналы PWM1 и PWM2 согласно следующим выражениям:Further, according to well-known rules, as a result of comparing antiphase symmetrical sawtooth digital signals with a digital modulating signal S, determined by the SK code at clock times, sequences of pulse-width modulated pulses are formed. At the outputs of the
В результате усиления по мощности импульсов PWM1 и PWM2 на выходах ключевых усилителей 6, 7 формируются импульсные напряжения V1 и V2, длительность импульсов которых определяется соответствующими цифровыми сигналами, а амплитуда задается напряжением силового электропитания КУМ.As a result of the power gain of the pulses PWM1 and PWM2, the outputs of the
Сумматор 8 обеспечивает сложение импульсных напряжений V1 и V2 и формирование суммарного импульсного напряжения V с суммарной частотой переключений ω кратно выше частоты переключений отдельных каналов ключевого усиления. В частности, для двухканальной ШИМ ω=2ωi. При этом в спектре суммарного сигнала остаются группы комбинационных составляющих, группирующихся вокруг гармоник суммарной частоты переключений.The adder 8 provides the addition of the pulse voltages V1 and V2 and the formation of the total pulse voltage V with a total switching frequency ω multiple of the switching frequency of individual key gain channels. In particular, for a two-channel PWM, ω = 2ω i . Moreover, in the spectrum of the total signal there remain groups of combinational components grouped around harmonics of the total switching frequency.
Фактор синхронизации выборок кода цифрового модулирующего воздействия с тактовыми моментами времени, соответствующими амплитудным значениям пилообразных симметричных противофазных сигналов, определяет реализацию двухканальной ШИМ второго рода. Применительно к модуляции такого вида из соотношения (3) можно определить ближайшие гармонические и комбинационные составляющие спектра суммарного импульсного напряжения. Причем, без потери общности результатов, можно ограничиться рассмотрением выражений для θ=0, оставляя для дальнейшего анализа влияния фазовых соотношений только временной сдвиг τ максимальных значений пилообразных сигналов в тактовые моменты времени tK относительно моментов времени максимальных значений модулирующего сигнала. Таким образом, запишем выражение для ближайших гармонических и комбинационных составляющих при двухканальной симметричной ШИМ-2:The synchronization factor of the digital modulating code code with the time instants corresponding to the amplitude values of the sawtooth symmetric antiphase signals determines the implementation of the second-channel PWM of the second kind. With regard to this type of modulation, from relation (3), it is possible to determine the nearest harmonic and combination components of the spectrum of the total pulse voltage. Moreover, without loss of generality results, it suffices to consider the expressions for θ = 0, leaving for later analysis of the influence of phase relations only time shift τ maximum value of the sawtooth signal in the clock times t K time instants relative maximum values of the modulating signal. Thus, we write the expression for the nearest harmonic and combinational components with a two-channel symmetric PWM-2:
Из условия реализации предлагаемого способа цифрового управления при ωi=3Ω получим необходимое требование для взаимной компенсации равновеликих амплитуд гармонических и комбинационных составляющих. Выделенный эффект достигается с учетом J3(x)=-J-3(x) при совпадении моментов времени ближайших амплитудных значений пилообразных сигналов с моментом времени максимального значения модулирующего сигнала, что соответствуетFrom the conditions for the implementation of the proposed digital control method for ω i = 3Ω, we obtain the necessary requirement for mutual compensation of equal amplitudes of harmonic and combination components. The distinguished effect is achieved by taking into account J 3 (x) = - J -3 (x) when the time moments of the nearest amplitude values of the sawtooth signals coincide with the time moment of the maximum value of the modulating signal, which corresponds to
τ=Тp/2.τ = T p / 2.
Полученное смещение обеспечивается при соответствующей временной задержке Δt переходов через ноль пилообразных напряжений относительно смены полярности полуволн модулирующего сигнала с учетом отношения периодов для TS=3Тp Δt=0.The resulting shift is ensured with a corresponding time delay Δt of transitions through zero sawtooth voltages relative to the change in polarity of the half-waves of the modulating signal, taking into account the ratio of periods for T S = 3T p Δt = 0.
Таким образом, использование предлагаемого способа цифрового управления позволяет исключить ближайшие гармонические и комбинационные составляющие из спектра суммарного импульсного напряжения двухканального ключевого ГУ. Для частоты переключений суммарного импульсного сигнала ω=6Ω при частоте переключений каналов ωn=3Ω. Причем в составе спектра присутствуют гармонические составляющие с частотами Ωn≥5Ω, что позволяет минимизировать гармонические искажения выходного сигнала ГУ при полосе рабочих частот до одной октавы (ΩB/ΩH≤2, где ΩB и ΩH - верхняя и нижняя частоты рабочего диапазона соответственно).Thus, the use of the proposed method of digital control allows you to exclude the nearest harmonic and combination components from the spectrum of the total pulse voltage of the two-channel key GU. For the switching frequency of the total pulse signal, ω = 6Ω at the channel switching frequency ω n = 3Ω. Moreover, the spectrum contains harmonic components with frequencies Ω n ≥5Ω, which minimizes harmonic distortion of the GU output signal with a working frequency band of up to one octave (Ω B / Ω H ≤2, where Ω B and Ω H are the upper and lower frequencies of the working range, respectively).
Выделенное преимущество позволяет обеспечить эффективную фильтрацию полезного сигнала простейшими фильтрами нижних частот даже в условиях значительного изменения импеданса нагрузки при собственной частоте фильтра ΩC=(1,5…2)ΩB. Отмеченный технический результат делает наиболее предпочтительным применение разработанного технического решения по сравнению с известными способами цифрового управления ключевыми ГУ, включая способ-прототип, особенно в ультразвуковом диапазоне частот.The highlighted advantage allows for efficient filtering of the useful signal by the simplest low-pass filters even under conditions of a significant change in the load impedance at the filter’s natural frequency Ω C = (1.5 ... 2) Ω B. The noted technical result makes the most preferred application of the developed technical solution compared to the known methods of digital control of key control units, including the prototype method, especially in the ultrasonic frequency range.
Дополнительным достоинством предлагаемого способа цифрового управления является повышение показателей качества выходного сигнала в условиях многократного сокращения скорости передачи цифровой информации о дискретных значениях кода модулирующего сигнала. Так, если для способа-прототипа необходимо обеспечить частоту изменения цифрового модулирующего сигнала не менее чем ω0=β2γΩ, то в предлагаемом способе достаточно реализовать частоту выборок кода ωK=ω=2γΩ, т.е. в β раз (β≈100) ниже.An additional advantage of the proposed method of digital control is to increase the quality of the output signal in the face of a multiple reduction in the transmission rate of digital information about discrete code values of the modulating signal. So, if for the prototype method it is necessary to provide a change frequency of the digital modulating signal of at least ω 0 = β2γΩ, then in the proposed method it is sufficient to implement the code sampling frequency ω K = ω = 2γΩ, i.e. β times (β≈100) lower.
Выделенное обстоятельство имеет большое значение при построении цифровых схем управления ГУ, особенно для многоканальных передающих трактов с централизованным формированием модулирующих сигналов с удаленной шиной передачи данных.The highlighted circumstance is of great importance in the construction of digital control circuits of the GU, especially for multi-channel transmission paths with centralized generation of modulating signals with a remote data bus.
Представленные результаты подтверждены методами математического моделирования и экспериментальных исследований. Данные численных расчетов полностью соответствуют результатам аналитических оценок возможного подавления ближайших гармонических и комбинационных составляющих спектра суммарного импульсного напряжения при условии взаимной синхронизации модулирующего сигнала и пилообразных цифровых сигналов, согласно определенным фазовым соотношениям.The presented results are confirmed by methods of mathematical modeling and experimental studies. The data of numerical calculations are fully consistent with the results of analytical evaluations of the possible suppression of the nearest harmonic and combination components of the spectrum of the total pulse voltage under the condition of mutual synchronization of the modulating signal and the sawtooth digital signals, according to certain phase relationships.
На предприятии изготовлен и проходит испытания опытный образец прибора передающего тракта ультразвукового диапазона с полосой рабочих частот от 60 до 100 кГц, содержащий 16 каналов, каждый из которых выполнен на двухканальном ключевом ГУ. Для управления ГУ передающего тракта, предназначенного для возбуждения гидроакустической фазированной антенной решетки, применен заявляемый способ цифрового управления с двухканальной ШИМ-2, где при заданных фазовых соотношениях модулирующего сигнала и широтно-модулированных импульсов обеспечивается требуемое качество выходных сигналов с коэффициентом искажений 2-4% при КПД до 93%. В последующих разработках предполагается переход к заявляемому способу цифрового управления для четырех канального ключевого ГУ, что позволит обеспечить повышение КПД до 95% при двукратном увеличении номинальной мощности канала передающего тракта и значительном увеличении качественных показателей выходного сигнала с нелинейными искажениями 1-2%.A prototype of an ultrasonic transmitting tract instrument with an operating frequency band from 60 to 100 kHz, containing 16 channels, each of which is made on a two-channel key control unit, is manufactured and is being tested at the enterprise. To control the GU of a transmitting path designed to excite a hydroacoustic phased antenna array, the inventive digital control method with a two-channel PWM-2 is applied, where, at given phase ratios of the modulating signal and the pulse-width modulated pulses, the required quality of the output signals with a distortion factor of 2-4% at Efficiency up to 93%. In subsequent developments, it is planned to switch to the claimed digital control method for four channel key control units, which will provide an increase in efficiency up to 95% with a twofold increase in the nominal power of the transmitting channel channel and a significant increase in the quality of the output signal with non-linear distortions of 1-2%.
Приведенный пример практического внедрения подтверждает возможность уменьшения нелинейных искажений импульсных сигналов при внедрении заявляемого способа цифрового управления в условиях повышения КПД в верхнем диапазоне звуковых сигналов, что весьма значимо для мощных высокочастотных гидроакустических передающих трактов и ряда ультразвуковых ключевых ГУ технологического назначения.The given example of practical implementation confirms the possibility of reducing nonlinear distortion of pulsed signals when introducing the proposed digital control method under conditions of increasing efficiency in the upper range of sound signals, which is very significant for powerful high-frequency sonar transmission paths and a number of ultrasonic key process units.
Источники информацииSources of information
1. Патент РФ №2237920 Устройство для функционального преобразования ШИМ-сигналов, опубл. 10.10.2004.1. RF patent No. 2237920 Device for the functional conversion of PWM signals, publ. 10/10/2004.
2. Патент РФ №2172062 Цифровой широтно-импульсный модулятор, опубл. 20.08.20012. RF patent No. 2172062 Digital pulse-width modulator, publ. 08/20/2001
3. Слепов Н.Н., Дроздов Б.Н. Широтно-импульсная модуляция. Анализ и применение в магнитной записи, М., изд. Энергия, 1978, 192 с.3. Slepov NN, Drozdov B.N. Pulse width modulation. Analysis and application in magnetic recording, M., ed. Energy, 1978, 192 p.
4. Патент РФ №2594918 Способ цифрового формирования широтно-модулированных сигналов для гидроакустики.4. RF patent No. 2594918 A method for digitally generating width-modulated signals for sonar.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2019108848A RU2718003C1 (en) | 2019-03-26 | 2019-03-26 | Digital control method of key generator unit of ultrasonic range |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2019108848A RU2718003C1 (en) | 2019-03-26 | 2019-03-26 | Digital control method of key generator unit of ultrasonic range |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2718003C1 true RU2718003C1 (en) | 2020-03-27 |
Family
ID=69943179
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2019108848A RU2718003C1 (en) | 2019-03-26 | 2019-03-26 | Digital control method of key generator unit of ultrasonic range |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2718003C1 (en) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2103794C1 (en) * | 1996-07-23 | 1998-01-27 | Центральный научно-исследовательский институт автоматики и гидравлики | Method for regulating sine-wave oscillator output voltage |
| RU2594918C2 (en) * | 2013-12-17 | 2016-08-20 | Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство промышленности и торговли Российской Федерации (Минпромторг) | Method for digital generation of width-modulated signals for hydroacoustics |
| US9608613B2 (en) * | 2015-06-30 | 2017-03-28 | Synaptics Incorporated | Efficient high voltage square wave generator |
| RU2644118C1 (en) * | 2015-10-06 | 2018-02-07 | Акционерное Общество "Концерн "Океанприбор" | Generator for exciting ultrasound radiators |
-
2019
- 2019-03-26 RU RU2019108848A patent/RU2718003C1/en active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2103794C1 (en) * | 1996-07-23 | 1998-01-27 | Центральный научно-исследовательский институт автоматики и гидравлики | Method for regulating sine-wave oscillator output voltage |
| RU2594918C2 (en) * | 2013-12-17 | 2016-08-20 | Российская Федерация, от имени которой выступает Министерство промышленности и торговли Российской Федерации (Минпромторг) | Method for digital generation of width-modulated signals for hydroacoustics |
| US9608613B2 (en) * | 2015-06-30 | 2017-03-28 | Synaptics Incorporated | Efficient high voltage square wave generator |
| RU2644118C1 (en) * | 2015-10-06 | 2018-02-07 | Акционерное Общество "Концерн "Океанприбор" | Generator for exciting ultrasound radiators |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN102355209B (en) | Amplifier employing interleaved signals for PWM ripple suppression | |
| US6788137B2 (en) | Switching amplifier and signal amplifying method | |
| Gwee et al. | A micropower low-distortion digital pulsewidth modulator for a digital class D amplifier | |
| JP2004538703A (en) | Analog FIR filter | |
| EP1878121B1 (en) | A digital amplitude modulation transmitter with pulse width modulating rf drive | |
| JP2006512004A (en) | Modulate digital input signal and split signal using digital signal modulator | |
| JPH06506091A (en) | Digital/analog signal conversion method and device | |
| RU2718003C1 (en) | Digital control method of key generator unit of ultrasonic range | |
| JP4862436B2 (en) | Impulse waveform generator and high-frequency pulse waveform generator | |
| US4264784A (en) | Stereophonic coder employing a multilevel switching system for the generation of the stereophonic signal | |
| RU2594918C2 (en) | Method for digital generation of width-modulated signals for hydroacoustics | |
| EP3909130A1 (en) | Class d amplifier stereo to mono converter | |
| CN217404891U (en) | Radio frequency system applied to quantum computation | |
| CN111900956B (en) | Power generation device based on pulse driving type alternating current quantum voltage source | |
| Yu et al. | Spectral analysis of UPWM signals for filterless digital class D power amplifiers | |
| Togawa et al. | Frequency-segmented power amplification using multi-band radio frequency amplifiers to produce a high-voltage pulse | |
| CN109756193B (en) | Class D digital audio power amplifier system using spread spectrum modulation for PWM wave modulation | |
| RU2310266C1 (en) | Method for multiplying analog cosine oscillation frequency | |
| RU2526280C1 (en) | Abd hydroacoustic amplifier | |
| RU2025903C1 (en) | Method of formation of phase-shift signal and device for its realization | |
| JP2001345705A (en) | Multi-bit pdm signal gain regulator | |
| RU2794346C1 (en) | Class d amplifier | |
| EP1971023B1 (en) | Suppression of high-frequency perturbations in pulse-width modulation | |
| JP3825789B2 (en) | Multi-wavelength batch generator | |
| SU1228066A1 (en) | Versions of method of generating delayed pulses |