RU2676207C1

RU2676207C1 - Waveguide dipole antenna

Info

Publication number: RU2676207C1
Application number: RU2017141899A
Authority: RU
Inventors: Дмитрий Андреевич Бухтияров; Дмитрий Сергеевич Вильмицкий; Анатолий Петрович Горбачев; Мария Викторовна Полякова; Наталья Валентиновна Тарасенко; Владимир Александрович Хрусталёв
Priority date: 2017-11-30
Filing date: 2017-11-30
Publication date: 2018-12-26

Abstract

FIELD: physics.

SUBSTANCE: invention relates to the field of microwave technology and can be used as an individual solitary emitter, as well as the basic element of the phased array of radar systems with linear polarization of the emitted radio waves. Antenna contains the first 1 and second 2 collinear radiating cylindrical conductors located above the wide wall 3 of a rectangular waveguide 4 perpendicular to its axis of symmetry 5. Adjacent ends 6 and 7 of conductors 1 and 2 are in close proximity. Antenna also contains two identical quarter-wave segments 8 and 9 of the coaxial line located perpendicular to the wide wall 3 of the waveguide 4 and displaced from its axis of symmetry 5 in opposite directions to the narrow walls at the same distance. Each of the segments 8 and 9 has outer 10, 11 and inner 12, 13 cylindrical conductors, respectively. Lower ends of the inner conductors 12 and 13 are immersed in the intra-aquatic space through 3 holes made in the wide wall, the diameter of which is equal to the inner diameter of the outer conductors 10 and 11. Lower ends of the outer conductors 10 and 11 are galvanically connected with a wide wall 3, and their upper ends are open. Ends of the radiating conductors 1 and 2 are connected to the ends of the segments 8 and 9 according to the claims.

EFFECT: technical result consists in reducing by 1,3 times the width of the radiation pattern in the E-plane with the mutual orthogonality of the axes of the radiating conductors and the waveguide, necessary for narrowing the radiation pattern of the waveguide phased antenna array in the H-plane.

1 cl, 6 dwg

Description

Предлагаемая волноводно-дипольная антенна (ВДА) относится к области техники сверхвысоких частот (СВЧ) и может быть использована как индивидуальный уединенный излучатель, так и как базовый элемент фазированных антенных решеток (ФАР) радиолокационных систем с линейной поляризацией излучаемых радиоволн.The proposed waveguide-dipole antenna (VDA) belongs to the field of microwave technology and can be used as an individual solitary radiator, or as a basic element of phased array antennas (PAR) of radar systems with linear polarization of emitted radio waves.

Актуальность совершенствования питаемых волноводами антенн обусловлена тем, что ряд источников СВЧ сигнала (клистроны, магнетроны, полупроводниковые диодные генераторы) зачастую имеют волноводный выход (фланец), который должен быть сопряжен как электрически, так и конструктивно-технологически с дипольными излучателями, широко применяемыми в антенных системах с линейной поляризацией.The urgency of improving the antennas fed by waveguides is due to the fact that a number of microwave signal sources (klystrons, magnetrons, semiconductor diode generators) often have a waveguide output (flange), which must be coupled both electrically and structurally and technologically with dipole emitters widely used in antenna linear polarization systems.

Известны ВДА, описанные в работе: Марков Г.Т., Сазонов Д.М., «Антенны», М.: Энергия, 1975, стр. 445. В этих антеннах диполи укрепляются на металлической пластине, которая припаивается к серединам узких стенок раскрыва прямоугольного волновода и располагается вне волновода в плоскости магнитного вектора Н его основной волны TE₁₀. Пластина, будучи перпендикулярной электрическому вектору Е этой волны, не участвует в излучении. На пластине может быть закреплено один, два или четыре диполя в зависимости от требований к форме диаграммы направленности (ДН) антенны.The VDA described in the work is known: Markov G.T., Sazonov D.M., "Antennas", Moscow: Energia, 1975, p. 445. In these antennas, dipoles are mounted on a metal plate, which is soldered to the middle of narrow aperture walls rectangular waveguide and is located outside the waveguide in the plane of the magnetic vector H of its main wave TE ₁₀ . The plate, being perpendicular to the electric vector E of this wave, does not participate in the radiation. One, two or four dipoles can be fixed on the plate, depending on the requirements for the shape of the antenna pattern.

В случае одного диполя максимум излучения направлен по оси волновода в сторону, совпадающую с направлением распространения энергии в волноводе. При этом ширина ДН по уровню половинной мощности в плоскости Е антенны приблизительно равна 78° (

) при полуволновой его длине, о чем указывается в вышеупомянутой работе «Антенны», стр. 63, рис. 2-6(б). В плоскости магнитного вектора Н антенны ширина ДН составляет примерно 165° (

).In the case of a single dipole, the radiation maximum is directed along the axis of the waveguide in a direction that coincides with the direction of energy propagation in the waveguide. In this case, the beam width at the half power level in the E plane of the antenna is approximately 78 ° (

) at its half-wavelength, as indicated in the aforementioned work “Antennas,” p. 63, fig. 2-6 (b). In the plane of the magnetic vector H of the antenna, the width of the beam is approximately 165 ° (

)

В случае пары диполей ближний к раскрыву волновода диполь берется несколько короче полуволны, а дальний - несколько длиннее полуволны. Этим обеспечивается однонаправленное излучение вдоль оси волновода в сторону, противоположную направлению распространения энергии в волноводе. При этом ширина ДН в Е-плоскости практически не изменяется (

), в то время как в Н-плоскости она сужается примерно до 120° (

).In the case of a pair of dipoles, the dipole closest to the waveguide opening is taken a little shorter than the half-wave, and the farthest is slightly longer than the half-wave. This ensures unidirectional radiation along the axis of the waveguide in the direction opposite to the direction of energy propagation in the waveguide. In this case, the width of the MD in the E-plane practically does not change (

), while in the H-plane it narrows to about 120 ° (

)

В четырехдипольном излучателе происходит дополнительное сужение ДН в Н-плоскости приблизительно до значений Е-плоскости (

). При этом излучение будет также однонаправленным вдоль оси волновода.In a four-dipole radiator, an additional narrowing of the MD in the H-plane occurs approximately to the values of the E-plane (

) In this case, the radiation will also be unidirectional along the axis of the waveguide.

Таким образом, описанные ВДА имеют ширину ДН в Е-плоскости порядка 78°, что не удовлетворяет современным требованиям по степени направленности отдельных излучателей, рассматриваемых как базовые излучатели ФАР. Кроме того, для построения многодипольной ФАР на базе таких излучателей необходимо предусмотреть многоканальный волноводный делитель мощности с требуемым амплитудным и фазовым распределением вдоль его выходов. Построение такого делителя на основе восьмиполюсных/четырехплечих мостовых элементов приводит к неприемлемым габаритно-массовым показателям ФАР.Thus, the described VDA have a beam width in the E-plane of the order of 78 °, which does not meet modern requirements for the degree of directivity of individual emitters, considered as the basic emitters of the PAR. In addition, to build a multi-dipole phased array based on such emitters, it is necessary to provide a multi-channel waveguide power divider with the required amplitude and phase distribution along its outputs. The construction of such a divider on the basis of eight-pole / four-arm bridge elements leads to unacceptable overall dimensions of the PAR.

Известна также ВДА, содержащая питающий прямоугольный волновод и печатный дипольный излучатель, описанная в патенте США №3623112, Н01Q 3/26, 1971 год. Упомянутый дипольный излучатель выполнен по технологии полосковых печатных плат на образующих сэндвич заготовках, расположенных посредине волновода в плоскости магнитного вектора Н основной волны TE₁₀. При этом, в отличие от ВДА, описанных в вышеупомянутой работе «Антенны», диполь возбуждается не раскрывом волновода (в упомянутом патенте вместо слова «раскрыв» использован термин "slot aperture" - «щелевая апертура»), а полосковой линией, проходящей внутри сэндвича сквозь весь отрезок питающего волновода от короткозамкнутого его торца до раскрыва и далее к диполю. Об этом свидетельствуют строки 68-71 столбца 2 Описания упомянутого патента: "Additionally, since the dipole is located directly on the neutral axis of the waveguide the fields within waveguide section 12 and radiated by slot aperture 15 cannot excite the dipole". Сам диполь удален от раскрыва волновода на четверть длины волны в свободном пространстве. В результате раскрыв волновода и диполь формируют комбинированный излучатель (combined dipole and waveguide radiator), максимум излучения которого направлен по оси волновода в направлении распространения энергии в нем при выполнении определенных условий фазирования полей, излучаемых диполем и раскрывом.A VDA is also known, containing a rectangular supply waveguide and a printed dipole emitter, described in US patent No. 3623112, H01Q 3/26, 1971. The mentioned dipole emitter is made using the technology of strip printed circuit boards on the sandwich-forming blanks located in the middle of the waveguide in the plane of the magnetic vector H of the main wave TE ₁₀ . In this case, unlike the VDA described in the aforementioned work “Antennas”, a dipole is excited not by opening the waveguide (in the mentioned patent, the term “slot aperture” is used instead of the word “opening”), but by a strip line passing inside the sandwich through the entire length of the supply waveguide from its short-circuited end to the aperture and further to the dipole. This is evidenced by lines 68-71 of column 2 of the Description of the mentioned patent: "Additionally, since the dipole is located directly on the neutral axis of the waveguide the fields within waveguide section 12 and radiated by slot aperture 15 cannot excite the dipole". The dipole itself is a quarter of the wavelength in free space from the opening of the waveguide. As a result, the opening of the waveguide and the dipole form a combined emitter (combined dipole and waveguide radiator), the maximum radiation of which is directed along the axis of the waveguide in the direction of energy propagation in it under certain conditions of phasing of the fields emitted by the dipole and the aperture.

Фазирование осуществляется обособленным коммутируемым полосковым устройством (приспособлением - switching means), имеющим вход 40 и два выхода 63 и 64, расположенном вне собственно волновода. Первый выход 63 этого устройства возбуждает в волноводе основную волну TE₁₀ посредством размещенного внутри волновода малогабаритного полосково-дипольного возбудителя, а второй выход 64 возбуждает диполь посредством связанной с ним полосковой линии, проходящей внутри сэндвича от закорачивающей торец волновода пластины (waveguide-shorting plate) до диполя. Об этом свидетельствуют строки 19-23 столбца 3 Описания: "The switching means is comprised of input terminal 40 which is connected to a source of radar signal (not shown), and output terminal 63 which is connected to the dipole feed input 23 of Fig. 1 and an output terminal 64 which is connected to the waveguide input feed terminal 17 of Fig. 1". Изменением параметров фазирования осуществляется регулировка степени эллиптичности излучения с вращающейся поляризацией от почти круговой до практически линейной. При этом вращающаяся (как лево-, так и правосторонняя) поляризация обусловлена одновременным возбуждением как раскрыва волновода, так и диполя. Линейная же поляризация формируется либо при возбуждении только раскрыва (вертикальная поляризация), либо только диполя (горизонтальная поляризация), либо обоих вместе (плоскость поляризации ориентирована к горизонту под любым углом, зависящим от параметров обособленного формирователя; в данном случае вертикаль и горизонталь согласованы с фиг.1 Описания патента США). Об этом свидетельствует последний абзац столбца 3 Описания патента: "If no phase shift is introduced by phase-shifter 73, signal power will be recombined by hybrid 75 so that all the signal power will appear at terminal 64. In this case, since only the slot antenna is excited, the resultant radiated field will be linearly polarized. If a 180° phase shift is introduced by phase-shifter 73, hybrid 75 will recombine the signal power so that it all appears on terminal 63. In this case, only the dipole antenna is excited with the resultant radiated field being rotated 90° with respect to the slot radiated field. If no phase shift is introduced by phase-shifter 76, a linear field whose orientation varies in accordance with the phase shift introduced by phase-shifter 73 will be radiated by the antenna. If phase shift is now introduced by the phase-shifter 76 the radiated field will become elliptical with an eccentricity dependent upon the setting of phase-shifter 76 and a major axis orientation generally dependent upon the setting of phase-shifter 73. In the limiting case a circularly polarized field of either rotation can be radiated".Phasing is carried out by a separate switched strip device (switching means), having an input 40 and two outputs 63 and 64, located outside the waveguide itself. The first output 63 of this device excites the main wave TE ₁₀ in the waveguide by means of a small-sized strip-dipole exciter located inside the waveguide, and the second output 64 excites the dipole by means of an associated strip line running inside the sandwich from the waveguide-shorting plate to the end dipole. This is evidenced by lines 19-23 of column 3 of the Description: "The switching means is comprised of input terminal 40 which is connected to a source of radar signal (not shown), and output terminal 63 which is connected to the dipole feed input 23 of Fig . 1 and an output terminal 64 which is connected to the waveguide input feed terminal 17 of Fig. 1 ". By changing the phasing parameters, the degree of ellipticity of the radiation with rotating polarization is adjusted from almost circular to almost linear. In this case, the rotating (both left- and right-handed) polarization is due to the simultaneous excitation of both the opening of the waveguide and the dipole. The linear polarization is formed either upon excitation of only the aperture (vertical polarization), or only a dipole (horizontal polarization), or both together (the plane of polarization is oriented to the horizon at any angle depending on the parameters of the detached driver; in this case, the vertical and horizontal are consistent with .1 U.S. Patent Descriptions). This is evidenced by the last paragraph of column 3 of the Patent Description: "If no phase shift is introduced by phase-shifter 73, signal power will be recombined by hybrid 75 so that all the signal power will appear at terminal 64. In this case, since only the slot antenna is excited, the resultant radiated field will be linearly polarized. If a 180 ° phase shift is introduced by phase-shifter 73, hybrid 75 will recombine the signal power so that it all appears on terminal 63. In this case, only the dipole antenna is excited with the resultant radiated field being rotated 90 ° with respect to the slot radiated field. If no phase shift is introduced by phase-shifter 76, a linear field whose orientation varies in accordance with the phase shift introduced by phase-shifter 73 will be radiated by the antenna. If phase shift is now introduced by the phase-shifter 76 the radiated field will become elliptical with an eccentricity dependent upon the setting of phase-shifter 76 and a major axis orientation generally dependent upon the setting of phase-shifter 73. In the limiting case a circularly polarized field of either rotation can be radiated ".

Таким образом, описанная в патенте США №3623112 водноводно-дипольная антенна формирует линейно поляризованное излучение с произвольным наклоном плоскости поляризации к горизонту. Однако, ширина диаграммы направленности в Е-плоскости (т.е., в плоскости поляризации) изменяется от величины, соответствующей полуволновому диполю (

), до величины, характерной для раскрыва прямоугольного волновода (

, см. вышеупомянутую работу «Антенны», стр. 419), что также не удовлетворяет современным требованиям по степени направленности отдельно стоящих излучателей. К тому же, и в данном случае необходимо предусматривать многоканальный трехмерный волноводный делитель мощности на основе мостовых восьмиполюсников, что ведет к неприемлемым габаритно-компоновочным показателям ФАР.Thus, the water-dipole antenna described in US Pat. No. 3,623,112 generates linearly polarized radiation with an arbitrary inclination of the plane of polarization to the horizon. However, the width of the radiation pattern in the E-plane (i.e., in the plane of polarization) varies from the value corresponding to the half-wave dipole (

), to a value characteristic of the opening of a rectangular waveguide (

, see the aforementioned work of "Antennas", p. 419), which also does not meet modern requirements for the degree of directivity of free-standing emitters. In addition, in this case, it is necessary to provide a multi-channel three-dimensional waveguide power divider based on bridge eight-terminal devices, which leads to unacceptable overall and layout parameters of the PAR.

Известна также волноводно-дипольная антенна, описанная в патенте Российской Федерации №2605944, опубликованном 27.12.2016 года. Она содержит питающий прямоугольный волновод и параллельный ему диполь из двух коллинеарных излучающих проводников, общая длина которого равна половине длины доминантной волны TE₁₀ в волноводе. Для возбуждения обоих коллинеарных излучающих проводников диполя используются два идентичных ортогональных широкой стенке волновода отрезка коаксиальной линии с воздушным (или близким к нему по относительной диэлектрической проницаемости) заполнением, длина которых равна четверти длины рабочей волны в свободном пространстве. Оба отрезка для обеспечения согласования диполя с волноводом смещены от оси симметрии широкой стенки в одну и ту же сторону к узкой стенке волновода на одинаковое расстояние. При этом данные отрезки коаксиальной линии симметрирующими устройствами не являются и необходимый для эффективного возбуждения диполя фазовый сдвиг возбуждающих напряжений 180° обеспечивается тем, что центральные проводники отрезков коаксиальной линии опущены на необходимую глубину во внутриволноводное пространство в осях симметрии соседних замкнутых силовых линий магнитного поля доминантной волны ТЕ₁₀, только не в центре, а на периферии замкнутых силовых линий вблизи узкой стенки волновода.Also known is the waveguide-dipole antenna described in the patent of the Russian Federation No. 2605944, published December 27, 2016. It contains a rectangular feeding waveguide and a dipole parallel to it from two collinear radiating conductors, the total length of which is equal to half the length of the TE ₁₀ dominant wave in the waveguide. To excite both collinear radiating dipole conductors, two pieces of a coaxial line are identical that are orthogonal to the wide wall of the waveguide and are filled with air (or close to it in relative permittivity), the length of which is a quarter of the length of the working wave in free space. Both segments for ensuring the matching of the dipole with the waveguide are shifted from the symmetry axis of the wide wall in the same direction to the narrow wall of the waveguide by the same distance. Moreover, these segments of the coaxial line are not balancing devices, and the phase shift of the exciting voltages of 180 °, which is necessary for the effective excitation of the dipole, is ensured by the fact that the central conductors of the segments of the coaxial line are lowered to the necessary depth into the waveguide space in the symmetry axes of adjacent closed magnetic field lines of the dominant TE wave ₁₀ , not only in the center, but on the periphery of the closed field lines near the narrow wall of the waveguide.

В результате ширина диаграммы направленности описанной антенны в плоскости электрического вектора Е в 1,3 раза меньше величины классического диполя (

), что составляет 60°.As a result, the width of the radiation pattern of the described antenna in the plane of the electric vector E is 1.3 times smaller than the classical dipole (

), which is 60 °.

Однако, при построении многодипольных ФАР с сужением диаграммы направленности в плоскости магнитного вектора Н необходимо, чтобы оси всех коллинеарных излучающих проводников были бы перпендикулярны оси симметрии широкой стенки волновода. К сожалению, описанная в патенте РФ №2605944 антенна излучает лишь при условии, когда ось излучающих коллинеарных проводников параллельна оси симметрии широкой стенки. Поэтому такая антенна непригодна для многодипольной ФАР с сужением диаграммы направленности в плоскости магнитного вектора Н, хотя и характеризуется уменьшенной шириной диаграммы направленности в плоскости электрического вектора Е (≈60°) и не требует громоздкого многоплечего волноводного делителя мощности на основе мостовых устройств, когда диаграмма направленности ФАР с ее использованием сужается в Е-плоскости.However, when constructing multi-dipole phased arrays with narrowing the radiation pattern in the plane of the magnetic vector H, it is necessary that the axes of all collinear radiating conductors be perpendicular to the axis of symmetry of the wide waveguide wall. Unfortunately, the antenna described in RF patent No. 2605944 emits only if the axis of the radiating collinear conductors is parallel to the axis of symmetry of the wide wall. Therefore, such an antenna is unsuitable for a multi-dipole phased array with narrowing the radiation pattern in the plane of the magnetic vector H, although it is characterized by a reduced radiation pattern width in the plane of the electric vector E (≈60 °) and does not require a bulky multi-armed waveguide power divider based on bridge devices, when the radiation pattern PAR with its use narrows in the E-plane.

Известна также волноводно-дипольная антенна (линейная волноводно-вибраторная антенна), описанная в работе: М.С. Жук, Ю.Б. Молочков, «Проектирование антенно-фидерных устройств», М.: Л.: «Энергия», 1966, 648 стр., фрагмент на стр. 270-271. Крайний слева элемент этой ВДА выбран в качестве прототипа предлагаемого изобретения. Упомянутая антенна содержит питающий прямоугольный волновод и излучающий полуволновый диполь, образованный двумя коллинеарными излучающими проводниками, параллельными оси симметрии широкой стенки волновода и расположенными над ней. Для возбуждения излучающих проводников используется четвертьволновое коаксиально-щелевое симметрирующее устройство с парой продольных четвертьволновых щелей в наружном проводнике четвертьволнового отрезка коаксиальной линии с противоположных ее сторон (см. рис. 5-18а, стр. 270 только что упомянутой работы). Поскольку волновод полностью отражает падающее на него излучение диполя, то максимум ДН такой антенны направлен перпендикулярно широкой стенке волновода. При этом ширина ДН в Н-плоскости составляет примерно 100° (

), а в Е-плоскости она практически равна величине, характерной для уединенного полуволнового диполя (

).Also known is a waveguide-dipole antenna (linear waveguide-vibrator antenna), described in: M.S. Beetle, Yu.B. Molochkov, “Designing Antenna-Feeder Devices”, Moscow: L .: “Energy”, 1966, 648 pages, fragment on pages 270-271. The leftmost element of this VDA is selected as a prototype of the invention. The aforementioned antenna contains a rectangular feeding waveguide and a radiating half-wave dipole formed by two collinear radiating conductors parallel to and located above the symmetry axis of the wide waveguide wall. To excite the radiating conductors, a quarter-wave coaxial slit balun is used with a pair of longitudinal quarter-wave slots in the outer conductor of the quarter-wave segment of the coaxial line from its opposite sides (see Fig. 5-18a, page 270 of the work just mentioned). Since the waveguide fully reflects the radiation of the dipole incident on it, the maximum beam of such an antenna is directed perpendicular to the wide wall of the waveguide. In this case, the width of the MD in the H-plane is approximately 100 ° (

), and in the E-plane it is almost equal to the value characteristic of a solitary half-wave dipole (

)

Таким образом, несмотря на сравнительно компактное и удобное конструктивно-технологическое сопряжение питающего прямоугольного волновода с излучающими диполями в случае многоэлементной ФАР (т.е., отсутствуют мостовые четырехплечие устройства и многоканальный объемный делитель мощности как таковой), ширина диаграммы направленности такого элемента в Е-плоскости составляет 78°, что не удовлетворяет современным требованиям к уединенным излучателям по степени направленности. К тому же, при сужении диаграммы направленности ФАР в плоскости магнитного вектора Н, оси излучающих проводников всех диполей должны быть перпендикулярны оси симметрии широкой стенки волновода. И хотя такую трехмерную пространственно-компоновочную структуру технически реализовать не так уж сложно (хотя и придется преодолеть ряд затруднений), но диаграмма направленности всей ФАР в Е-плоскости все равно останется равной приблизительно 78°.Thus, in spite of the relatively compact and convenient constructive-technological coupling of a supply rectangular waveguide with radiating dipoles in the case of a multi-element headlamp (i.e., there are no bridge four-arm devices and a multi-channel volume power divider as such), the beam width of such an element in E- the plane is 78 °, which does not meet modern requirements for secluded emitters in degree of directivity. In addition, when narrowing the radiation pattern of the PAR in the plane of the magnetic vector H, the axes of the radiating conductors of all dipoles should be perpendicular to the axis of symmetry of the wide wall of the waveguide. And although it is technically not so difficult to realize such a three-dimensional spatial-layout structure (although it is necessary to overcome a number of difficulties), the radiation pattern of the entire PAR in the E-plane will still remain approximately 78 °.

Задачей (техническим результатом) предлагаемого изобретения является создание волноводно-дипольной антенны с уменьшенной шириной диаграммы направленности в плоскости электрического вектора Е, ось коллинеарных излучающих проводников которой перпендикулярна оси симметрии широкой стенки волновода, что необходимо для построения многодипольной ФАР с существенным сужением диаграммы направленности в плоскости магнитного вектора Н и уменьшенной по сравнению с классическим диполем шириной диаграммы направленности в плоскости электрического вектора Е.The objective (technical result) of the present invention is the creation of a waveguide-dipole antenna with a reduced radiation pattern width in the plane of the electric vector E, the axis of the collinear emitting conductors of which is perpendicular to the axis of symmetry of the wide waveguide wall, which is necessary to build a multi-dipole phased array with a significant narrowing of the radiation pattern in the magnetic plane vector Н and the width of the radiation pattern in the plane of the electric plane reduced in comparison with the classical dipole one vector E.

Решение поставленной задачи обеспечивается тем, что в известную волноводно-дипольную антенну, содержащую питающий прямоугольный волновод, два идентичных коллинеарных излучающих цилиндрических проводника, расположенных над его широкой стенкой так, что их смежные концы находятся в непосредственной близости, четвертьволновый отрезок коаксиальной линии, расположенный перпендикулярно упомянутой широкой стенке волновода, причем нижний конец наружного проводника отрезка гальванически соединен со стенкой волновода, а нижний конец его внутреннего проводника погружен во внутриволноводное пространство сквозь выполненное в широкой стенке волновода отверстие, диаметр которого равен внутреннему диаметру наружного проводника отрезка, при этом смежный конец первого излучающего проводника соединен гальванически с верхним концом внутреннего проводника отрезка, дополнительно введены второй идентичный отрезок коаксиальной линии, расположенный перпендикулярно той же широкой стенке волновода и соединенный с ней идентично первому отрезку, а также лежащая в плоскости этой стенки квадратная металлическая пластина, толщина которой равна толщине стенки волновода, а длина стороны пластины равна ширине этой стенки, при этом оба отрезка смещены в противоположные стороны от оси симметрии упомянутой широкой стенки на одно и то же расстояние, удаленный конец второго излучающего проводника соединен гальванически с верхним концом внутреннего проводника второго отрезка коаксиальной линии, верхние концы наружных проводников обоих отрезков коаксиальной линии разомкнуты, а ось коллинеарных излучающих цилиндрических проводников перпендикулярна оси симметрии упомянутой широкой стенки волновода, к которой со стороны первого излучающего проводника гальванически присоединена в каждой точке одной из сторон металлическая пластина так, что ось излучающих проводников расположена над серединой упомянутой стороны пластины.The solution of this problem is provided by the fact that in the known waveguide-dipole antenna containing a rectangular supply waveguide, two identical collinear radiating cylindrical conductors located above its wide wall so that their adjacent ends are in close proximity, a quarter-wave segment of the coaxial line located perpendicular to the aforementioned wide wall of the waveguide, and the lower end of the outer conductor of the segment is galvanically connected to the wall of the waveguide, and the lower end of its the lead conductor is immersed in the waveguide space through the hole made in the wide wall of the waveguide, the diameter of which is equal to the inner diameter of the outer conductor of the segment, while the adjacent end of the first radiating conductor is galvanically connected to the upper end of the inner conductor of the segment, a second identical segment of the coaxial line located perpendicular to that the wide wall of the waveguide and connected to it is identical to the first segment, as well as lying in the plane of this wall a square metal plate, the thickness of which is equal to the wall thickness of the waveguide, and the length of the side of the plate is equal to the width of this wall, while both segments are shifted in opposite directions from the axis of symmetry of the wide wall by the same distance, the remote end of the second radiating conductor is galvanically connected to the upper end of the inner conductor of the second segment of the coaxial line, the upper ends of the outer conductors of both segments of the coaxial line are open, and the axis of the collinear radiating cylindrical ovodnikov perpendicular to the axis of symmetry of said broad walls of the waveguide, to which the part of the first radiating conductor is connected galvanically to each point of one side of the metal plate so that the axis of the radiating conductor is located above the center of said face plate.

На фиг. 1 изображена предлагаемая ВДА; на фиг. 2 - эквивалентное представление внутренней части питающего волновода; на фиг. 3 - поперечное сечение заявляемой ВДА плоскостью, проходящей через ось коллинеарных излучающих проводников; на фиг. 4 - теоретическая и экспериментальная частотные характеристики входного коэффициента отражения заявляемой ВДА; на фиг. 5 - теоретическая и экспериментальная диаграммы направленности в Е-плоскости; на фиг. 6 - теоретическая и экспериментальная диаграммы направленности в Н-плоскости.In FIG. 1 depicts a proposed WDA; in FIG. 2 is an equivalent representation of the inside of the supply waveguide; in FIG. 3 is a cross section of the inventive VDA plane passing through the axis of the collinear radiating conductors; in FIG. 4 - theoretical and experimental frequency characteristics of the input reflection coefficient of the claimed VDA; in FIG. 5 - theoretical and experimental radiation patterns in the E-plane; in FIG. 6 - theoretical and experimental radiation patterns in the H-plane.

Предлагаемая ВДА (фиг. 1) содержит первый 1 и второй 2 коллинеарные излучающие цилиндрические проводники, расположенные над широкой стенкой 3 прямоугольного волновода 4 перпендикулярно ее оси симметрии 5 так, что их смежные концы 6 и 7 находятся в непосредственной близости. Последнее означает, что расстояние d₆₇ между концами 6 и 7 много меньше длины λ излучаемой волны в свободном пространстве, например: d₆₇=λ/100. При этом оба излучающих проводника удовлетворяют общепринятым требованиям «тонкоцилиндровости», когда их диаметр D (D=2a_w, a_w - радиус проводников 1 и 2) составляет (1…2)% от λ. Антенна содержит также идентичные первый 8 и второй 9 четвертьволновые отрезки коаксиальной линии с воздушным (или близким к нему по относительной диэлектрической проницаемости) заполнением и с волновым сопротивлением ρ, расположенные перпендикулярно широкой стенке 3 волновода 4 и смещенные от ее оси симметрии 5 в противоположные стороны к узким стенкам на одинаковое расстояние d_отр. Каждый из отрезков 8 и 9 имеет наружные 10, 11 и внутренние 12, 13 цилиндрические проводники соответственно, причем нижние концы внутренних проводников 12 и 13 погружены во внутриволноводное пространство сквозь выполненные в широкой стенке 3 отверстия по их осям, диаметр которых равен внутреннему диаметру наружных проводников 10 и 11. При этом внутренние проводники 12 и 13 фиксируются внутри наружных проводников 10 и 11 по их осям посредством небольших диэлектрических шайб из сверхвысокочастотного материала (например: фторопласт-4, полиэтилен, материал САМ и т.п.), которые на фиг. 1 условно не показаны, причем проекции самих внутренних проводников на широкую стенку 3 лежат на оси 14 коллинеарных излучающих проводников 1 и 2, которая перпендикулярна оси 5 широкой стенки 3 волновода 4. Антенна содержит также лежащую в плоскости широкой стенки 3 квадратную металлическую пластину 15, толщина которой равна толщине стенки t_ст, а длина стороны квадрата равна ширине а+2t_ст этой стенки, где а - размер большей стороны апертуры волновода. При этом одна из сторон квадратной пластины 15 гальванически (например, пайкой) присоединена в каждой своей точке к широкой стенке 3 волновода 4 со стороны первого отрезка 8 коаксиальной линии так, что ось 14 коллинеарных излучающих проводников 1 и 2 расположена над серединой присоединенной стороны пластины 15. Нижние концы наружных проводников 10 и 11 соединены гальванически (т.е., например, также пайкой) с широкой стенкой 3, а верхние их концы разомкнуты (находятся в состоянии холостого хода). Расстояние S между внутренними проводниками 12 и 13 (отсчитываемое, как правило, между их осями ввиду малого радиуса этих проводников, например: r₁₂=r₁₃=0,6…1,0 мм) при условии, что ось 14 коллинеарных излучающих проводников 1 и 2 перпендикулярна оси 5 широкой стенки 3, равно: S=2 d_отр. Верхний конец внутреннего проводника 12 первого отрезка 8 коаксиальной линии и смежный конец 6 первого излучающего проводника 1 соединены между собой гальванически. Аналогично (т.е., гальванически) соединены между собой удаленный конец второго излучающего проводника 2 и верхний конец внутреннего проводника 13 второго отрезка 9 коаксиальной линии. При этом смежный конец 7 второго излучающего проводника 2 и удаленный конец первого излучающего проводника 1 разомкнуты (в состоянии холостого хода), причем, поскольку длины излучающих проводников 1 и 2 одинаковы и при пренебрежимо малом расстоянии d₆₇ между их смежными концами 6 и 7 равны 2d_отр, то большая часть первого излучающего проводника 1 выступает за пределы широкой стенки 3 волновода 4 и расположена над серединой присоединенной к волноводу 4 стороны квадратной пластины 15, не выступая, однако, за противоположную ее границу.The proposed VDA (Fig. 1) contains the first 1 and second 2 collinear radiating cylindrical conductors located above the wide wall 3 of the rectangular waveguide 4 perpendicular to its axis of symmetry 5 so that their adjacent ends 6 and 7 are in close proximity. The latter means that the distance d ₆₇ between the ends 6 and 7 is much less than the length λ of the emitted wave in free space, for example: d ₆₇ = λ / 100. In this case, both radiating conductors satisfy the generally accepted requirements of “thin cylinder” when their diameter D (D = 2a _w , and _w is the radius of conductors 1 and 2) is (1 ... 2)% of λ. The antenna also contains identical first 8 and second 9 quarter-wave segments of the coaxial line with air (or close to it in relative permittivity) filling and with wave resistance ρ located perpendicular to wide wall 3 of waveguide 4 and offset from its axis of symmetry 5 in opposite directions to narrow walls at the same distance d _neg . Each of the segments 8 and 9 has outer 10, 11 and inner 12, 13 cylindrical conductors, respectively, with the lower ends of the inner conductors 12 and 13 immersed in the space through the holes made in the wide wall 3 along their axes, the diameter of which is equal to the inner diameter of the outer conductors 10 and 11. In this case, the inner conductors 12 and 13 are fixed inside the outer conductors 10 and 11 along their axes by means of small dielectric washers made of microwave material (for example: fluoroplast-4, polyethylene, material l SAM, etc.), which in FIG. 1 are not shown conditionally, and the projections of the internal conductors themselves onto the wide wall 3 lie on the axis 14 of the collinear radiating conductors 1 and 2, which is perpendicular to the axis 5 of the wide wall 3 of the waveguide 4. The antenna also contains a square metal plate 15 lying in the plane of the wide wall 3, thickness which is equal to the wall thickness t _article , and the length of the side of the square is equal to the width a + 2t _{article of} this wall, where a is the size of the larger side of the waveguide aperture. In this case, one of the sides of the square plate 15 is galvanically (for example, soldered) attached at each point to the wide wall 3 of the waveguide 4 from the side of the first segment 8 of the coaxial line so that the axis 14 of the collinear radiating conductors 1 and 2 is located above the middle of the attached side of the plate 15 The lower ends of the outer conductors 10 and 11 are galvanically connected (ie, for example, also by soldering) with a wide wall 3, and their upper ends are open (in idle state). The distance S between the inner conductors 12 and 13 (usually measured between their axes due to the small radius of these conductors, for example: r ₁₂ = r ₁₃ = 0.6 ... 1.0 mm), provided that the axis 14 of the collinear radiating conductors 1 and 2 perpendicular to axis 5 of wide wall 3, is equal to: S = 2 d _neg . The upper end of the inner conductor 12 of the first segment 8 of the coaxial line and the adjacent end 6 of the first radiating conductor 1 are galvanically connected. Similarly (i.e., galvanically), the distal end of the second radiating conductor 2 and the upper end of the inner conductor 13 of the second segment 9 of the coaxial line are interconnected. In this case, the adjacent end 7 of the second radiating conductor 2 and the remote end of the first radiating conductor 1 are open (at idle), and since the lengths of the radiating conductors 1 and 2 are the same and with a negligible distance d ₆₇ between their adjacent ends 6 and 7 are 2d _sp , then most of the first radiating conductor 1 extends beyond the wide wall 3 of the waveguide 4 and is located above the middle of the side of the square plate 15 connected to the waveguide 4, but not protruding beyond its opposite boundary.

Принцип действия заявляемой ВДА состоит в следующем. Пусть в волноводе 4 слева направо (фиг. 1) распространяется доминантная волна TE₁₀, длина λ_В которой внутри волновода определяется как:The principle of operation of the proposed ACA is as follows. Suppose that in a waveguide 4 from left to right (. Figure 1) extends dominant TE ₁₀ wave, λ length _in which the inside of the waveguide is defined as:

Комплексная амплитуда векторной напряженности

электрического поля этой волны экстремальна в областях, где замкнутые силовые линии ее магнитного поля направлены в сторону узких стенок волновода 4 (см., например, работу: В.В. Никольский, Т.И. Никольская. «Электродинамика и распространение радиоволн». - М.: Наука, 1989, 543 стр., фрагмент на стр. 239-243). Для 100-процентного излучения излучающими проводниками 1 и 2 всей поданной в волновод 4 мощности хотя бы на одной частоте необходимо исключить прохождение волны вправо по волноводу за излучающие проводники 1 и 2, что достигается коротким замыканием дальнего конца волновода и установлением в нем режима стоячей волны. Поэтому расстояние между осью 14 излучающих проводников 1 и 2, под которой интенсивность электрического поля стоячей волны будет максимальной, и закороченным дальним концом волновода 4, отсчитываемое по внутриволноводному пространству, должно быть равно:Complex amplitude of vector tension

the electric field of this wave is extreme in areas where the closed lines of force of its magnetic field are directed towards the narrow walls of the waveguide 4 (see, for example, work: VV Nikolsky, TI Nikolskaya. “Electrodynamics and Propagation of Radio Waves.” - M .: Nauka, 1989, 543 pages, fragment on pages 239-243). For 100 percent radiation by the radiating

conductors

1 and 2 of all the power supplied to the waveguide 4 at least at one frequency, it is necessary to exclude the passage of the wave to the right along the waveguide behind the radiating

conductors

1 and 2, which is achieved by short-circuiting the far end of the waveguide and establishing a standing wave mode in it. Therefore, the distance between the axis 14 of the radiating

conductors

1 and 2, under which the intensity of the electric field of the standing wave will be maximum, and the shorted far end of the waveguide 4, measured over the intra-waveguide space, should be equal to:

В этом случае вектор напряженности

электрического поля волны TE₁₀ будет параллелен опущенным в волновод на глубину G_BH (фиг. 1) нижним концам внутренних проводников 12 и 13 и по этим проводникам потекут наведенные этим полем синфазные токи проводимости. Пусть, например, в какой-то момент времени эти токи направлены снизу вверх, иными словами: вовнутрь отрезков 8 и 9 коаксиальной линии (фиг. 2), что иллюстрируется на этой фигуре стрелками на проводниках 12 и 13. Поэтому для упомянутого момента времени возможно составить эквивалентное представление внутренней части волновода 4, заменив погруженные во внутриволноводное пространство нижние концы внутренних проводников 12 и 13 эквивалентными синфазными источниками электродвижущих сил (эдс) e₁₂ (фиг. 2, позиция 16) и е₁₃ (фиг. 2, позиция 17) соответственно, причем е₁₂=е₁₃. Поскольку вектор напряженности

параллелен погруженным в волновод нижним концам внутренних проводников 12 и 13, то величины этих эдс определяются как линейный интеграл от скалярного произведения (

,

) вдоль длины G_BH погруженной части:In this case, the tension vector

the electric field of the wave TE ₁₀ will be parallel to the lower ends of the

inner conductors

12 and 13, lowered into the waveguide to a depth G _BH (Fig. 1), and common-mode conduction currents induced by this field will flow through these conductors. Suppose, for example, at some point in time, these currents are directed from the bottom up, in other words: inward to the

segments

8 and 9 of the coaxial line (Fig. 2), which is illustrated in this figure by arrows on

conductors

12 and 13. Therefore, for the mentioned moment of time, it is possible make an equivalent representation of the inner part of the waveguide 4, replacing the lower ends of the

inner conductors

12 and 13 immersed in the waveguide space with equivalent in-phase sources of electromotive forces (emf) e ₁₂ (Fig. 2, position 16) and e ₁₃ (Fig. 2, position 17), respectively , Rich f ₁₂ = f _13. Since the tension vector

parallel to the lower ends of the

inner conductors

12 and 13 immersed in the waveguide, the values of these emfs are determined as the linear integral of the scalar product (

,

) along the length G _{BH of the} immersed part:

где

- дифференциально малый, направленный вдоль погруженных нижних концов отрезок внутренних проводников 12 и 13, которые также удовлетворяют условиям «тонкоцилиндровости» (другими словами, являются «электрически тонкими»).Where

- a differentially small segment of the

inner conductors

12 and 13 directed along the immersed lower ends, which also satisfy the conditions of “thin cylinder” (in other words, are “electrically thin”).

При этом целесообразно подчеркнуть, что линейный интеграл в (3) сводится к произведению глубины G_BH на модуль напряженности поля

, так как этот модуль не изменяется по величине вдоль погруженных концов внутренних проводников 12 и 13. Упомянутый модуль изменяется внутри волновода лишь вдоль проекции оси 14 на его нижнюю широкую стенку по синусоидальному закону с максимумом в центре волновода и нулевыми значениями в точках, где проекция оси 14 встречается с узкой стенкой (фиг. 3, огибающая модулей отмечена позицией 18). Здесь целесообразно оттенить, что в рассматриваемый момент времени начала всех силовых линий электрического поля локализованы на внутренней поверхности нижней широкой стенки волновода 4 (фиг. 3, позиция 19), а концы всех этих линий лежат на внутренней поверхности верхней широкой стенки 3, причем считается, что отверстия в широкой стенке 3 и проходящие сквозь них внутрь волновода нижние концы тонких внутренних проводников 12 и 13 пренебрежимо слабо искажают распределение

внутри волновода.It is worthwhile emphasizing that the linear integral in (3) reduces to the product of the depth G _BH and the field strength modulus

, since this module does not change in magnitude along the immersed ends of the

inner conductors

12 and 13. The mentioned module changes inside the waveguide only along the projection of axis 14 onto its lower wide wall according to a sinusoidal law with a maximum at the center of the waveguide and zero values at the points where the axis projection 14 meets a narrow wall (Fig. 3, the envelope of the modules is indicated by 18). It is advisable to emphasize that at the considered time, the beginning of all electric field lines is localized on the inner surface of the lower wide wall of the waveguide 4 (Fig. 3, position 19), and the ends of all these lines lie on the inner surface of the upper wide wall 3, that the holes in the wide wall 3 and the lower ends of the thin

inner conductors

12 and 13 passing through them into the waveguide distort the distribution negligibly

inside the waveguide.

Полученное эквивалентное представление внутренней части волновода заявляемой ВДА (фиг. 2) позволяет установить закон распределения тока проводимости I(z),

вдоль излучающих проводников 1 и 2, где z - совпадающая с осью 14 продольная координата (фиг. 2) с началом декартовой системы, расположенном посредине между смежными концами 6 и 7 излучающих проводников 1 и 2,

- их длина. Именно этот, изменяющийся во времени t по гармоническому закону с циклической частотой ƒ=с/λ (с=3⋅10⁸ м/сек) ток проводимости

The obtained equivalent representation of the inner part of the waveguide of the inventive VDA (Fig. 2) allows us to establish the law of distribution of the conduction current I (z),

along radiating

conductors

1 and 2, where z is the longitudinal coordinate coinciding with axis 14 (Fig. 2) with the beginning of the Cartesian system located in the middle between

adjacent ends

6 and 7 of radiating

conductors

1 and 2,

- their length. It is this current that varies in time t according to a harmonic law with a cyclic frequency ƒ = s / λ (s = 3⋅10 ⁸ m / s) conduction current

где ϕ - произвольная начальная фаза,where ϕ is an arbitrary initial phase,

создает в окружающем антенну безграничном изотропном пространстве линейно поляризованное электромагнитное излучение.creates linearly polarized electromagnetic radiation in the unlimited isotropic space surrounding the antenna.

Поскольку излучающие проводники 1 и 2 отвечают требованиям «тонкоцилиндровости» [D=2a_w=(0,01…0,02)λ], то плоскость поляризации [иными словами, плоскость электрического вектора Е (Е-плоскость)] будет обязательно проходить через ось z, вдоль которой ориентированы излучающие проводники 1 и 2 (фиг. 2). Поэтому плоскость yoz будет Е-плоскостью, а ортогональная ей плоскость хоу - Н-плоскостью (плоскостью магнитного вектора Н) заявляемой ВДА в целом. Интенсивность ее излучения, характеризуемая пространственной диаграммой направленности (ДН), в значительной мере подвержена влиянию близкорасположенной проводящей поверхности широкой стенки 3 волновода 4 (фиг. 1) и соединенной с ней гальванически металлической пластины 15 (фиг. 2), и будет зависеть как от расстояния H_ОТР между волноводом 4 и осью 14 излучающих проводников 1 и 2, так и от закона распределения I(z) тока проводимости вдоль них.Since the radiating conductors 1 and 2 meet the requirements of “thin cylinder” [D = 2a _w = (0.01 ... 0.02) λ], the plane of polarization [in other words, the plane of the electric vector E (E-plane)] will necessarily pass through the z axis, along which the emitting conductors 1 and 2 are oriented (Fig. 2). Therefore, the yoz plane will be the E-plane, and the orthogonal plane of the ho plane will be the H-plane (the plane of the magnetic vector H) of the declared VDA as a whole. The intensity of its radiation, characterized by a spatial radiation pattern (LH), is largely affected by the nearby conductive surface of the wide wall 3 of the waveguide 4 (Fig. 1) and the galvanically connected metal plate 15 (Fig. 2) connected to it, and will depend on both the distance H _OTR between the waveguide 4 and the axis 14 of the radiating conductors 1 and 2, and from the distribution law I (z) of the conduction current along them.

Для определения этого закона воспользуемся методикой, рекомендованной для электрически «тонких» (другими словами, «нитевидных») линейных проводников, обтекаемых током проводимости I(z) [другими словами, несущих на себе ток проводимости I(z)], описанной в уже упоминавшейся работе «Антенны», раздел 2-3, стр. 55-61. Согласно этой методике ток проводимости (4) принимает нулевые значения на удаленном конце излучающего проводника 1 и на смежном конце 7 излучающего проводника 2, удовлетворяя в каждой точке из интервала [

] дифференциальному уравнению [см. вышеупомянутую работу «Антенны», формула (2-39) на стр. 69]:To determine this law, we will use the methodology recommended for electrically “thin” (in other words, “filamentary”) linear conductors streamlined by the conductivity current I (z) [in other words, carrying the conductivity current I (z)] described in the aforementioned Antennas, section 2-3, pp. 55-61. According to this technique, the conductivity current (4) takes zero values at the remote end of the radiating conductor 1 and at the adjacent end 7 of the radiating conductor 2, satisfying at each point from the interval [

] differential equation [see the aforementioned work of "Antennas", formula (2-39) on page 69]:

В то же время, смежный конец 6 излучающего проводника 1 и удаленный конец излучающего проводника 2, находящиеся оба под потенциалом мощности возбуждения из волновода 4 (фиг. 2), несут на себе в упомянутых точках ток

.At the same time, the adjacent end 6 of the radiating conductor 1 and the remote end of the radiating conductor 2, both under the excitation power potential from the waveguide 4 (Fig. 2), carry a current

.

Рассматриваемое дифференциальное уравнение (5) является усеченным вариантом однородного линейного дифференциального уравнения n-ого порядка:The considered differential equation (5) is a truncated version of a homogeneous linear differential equation of the nth order:

где n=2, p₀(z)=1, p₁(z)=0, p₂(z)=k², y=I(z).where n = 2, p ₀ (z) = 1, p ₁ (z) = 0, p ₂ (z) = k ² , y = I (z).

При этом предполагается, что как первая, так и вторая производные тока I(z) по переменной z непрерывны на отрезке

. Как известно из курса высшей математики, фундаментальная система решений общего уравнения (6) формируется из линейной комбинации n любых линейно независимых частных решений. Упомянутую фундаментальную систему принято формировать по методу Эйлера, согласно которомуIt is assumed that both the first and second derivatives of the current I (z) with respect to the variable z are continuous on the interval

. As is known from the course of higher mathematics, the fundamental system of solutions to the general equation (6) is formed from a linear combination of n any linearly independent particular solutions. It is customary to form the aforementioned fundamental system according to the Euler method, according to which

что при n=2 дает:that for n = 2 gives:

Далее решается соответствующее характеристическое уравнение второго порядкаNext, the corresponding second-order characteristic equation is solved

имеющее чисто мнимые корни: λ₁=jk, λ₂=-jk, дающее общее решение (7) в виде:having purely imaginary roots: λ ₁ = jk, λ ₂ = -jk, giving the general solution (7) in the form:

здесь С₁ и С₂ пока еще произвольные постоянные, которые конкретизируются исходя из вышеупомянутых граничных условий, налагаемых на распределение тока I(z):here C ₁ and C ₂ are still arbitrary constants, which are concretized on the basis of the aforementioned boundary conditions imposed on the current distribution I (z):

При этом в условиях (11) выражение z=0-0 означает, что переменная z неограниченно приближается (стремится) к нулю, оставаясь отрицательной, а запись z=0+0 означает неограниченное приближение переменной z к нулю справа (т.е., переменная z остается положительной). Выполнив соответствующие преобразования, из уравнения (10) с учетом (11) получаем окончательное выражение для нитевидного тока проводимости I(z), текущего по оси 14 излучающих проводников 1 и 2 (фиг. 2), в виде:Moreover, under conditions (11), the expression z = 0-0 means that the variable z unlimitedly approaches (tends) to zero, remaining negative, and the notation z = 0 + 0 means the unlimited approach of the variable z to zero on the right (i.e., the variable z remains positive). Having performed the corresponding transformations, from equation (10), taking into account (11), we obtain the final expression for the filamentous conductivity current I (z) flowing along the axis 14 of the radiating conductors 1 and 2 (Fig. 2), in the form

где k=2π/λ - волновое число свободного пространства.where k = 2π / λ is the wave number of free space.

Таким образом, внутренняя задача применительно к заявляемой ВДА (фиг. 1) решена, что позволяет приступить к решению внешней задачи.Thus, the internal problem in relation to the claimed ACA (Fig. 1) is solved, which allows you to proceed with the solution of the external problem.

В рамках этой задачи расчет пространственной диаграммы направленности заявляемой ВДА производится по методике, описанной в работе: Айзенберг Г.З., «Антенны УКВ», М.: Гос. изд-во лит-ры по вопросам связи и радио, 1957, глава XIV, стр. 317-321. Эта методика рекомендована для дипольных излучателей, несущих на себе ток проводимости с определенным законом распределения I(z). Поскольку излучающие проводники 1 и 2 заявляемой ВДА (фиг. 1) коллинеарны, то они образуют линейный излучатель, расчет ДН которого также можно проводить по данной методике, так как и сам классический диполь является линейным излучателем. Рассматривая излучающие проводники 1 и 2 (фиг. 1) как сумму большого (в пределе - бесконечного) числа элементарных диполей Герца, можно диаграмму направленности для заявляемой ВДА получить путем интегрирования выражения для диаграммы направленности диполя Герца по всей длине излучающих проводников 1 и 2 (т.е., от

до

) с учетом уже найденного распределения (12) тока проводимости. При этом можно варьировать размеры Н_ОТР, D=2a_w и

(фиг. 2) при заданной рабочей длине волны λ с целью получения ДН с необходимыми свойствами. Такая процедура сопровождается большим объемом вычислений и необходимостью применения методов численного интегрирования, например метода Симпсона. При этом широкая стенка 3 волновода 4 (фиг. 1) моделируется согласно данной методике металлической лентой (см. упомянутую работу «Антенны УКВ», стр. 309-317), шириной а+2t_СT.As part of this task, the calculation of the spatial radiation pattern of the claimed VDA is carried out according to the method described in the work: Eisenberg GZ, "VHF Antennas", M .: Gos. Publishing House of Literature on Communications and Radio, 1957, Chapter XIV, pp. 317-321. This technique is recommended for dipole emitters carrying a conduction current with a certain distribution law I (z). Since the radiating

conductors

1 and 2 of the inventive VDA (Fig. 1) are collinear, they form a linear radiator, the calculation of the beam of which can also be carried out by this method, since the classical dipole itself is a linear radiator. Considering the radiating conductors 1 and 2 (Fig. 1) as the sum of a large (in the limit - infinite) number of elementary Hertz dipoles, we can obtain the radiation pattern for the claimed VDA by integrating the expression for the radiation pattern of the Hertz dipole along the entire length of the radiating conductors 1 and 2 (t .e., from

before

) taking into account the already found distribution (12) of the conduction current. In this case, it is possible to vary the sizes of H _OTP , D = 2a _w and

(Fig. 2) at a given working wavelength λ in order to obtain MDs with the necessary properties. Such a procedure is accompanied by a large amount of calculations and the need to apply methods of numerical integration, for example, the Simpson method. In this case, the wide wall 3 of the waveguide 4 (Fig. 1) is modeled according to this technique with a metal tape (see the aforementioned work “VHF Antennas”, p. 309-317), width a + 2t _CT .

После обработки результатов интегрирования и оптимизации для рабочей длины волны λ=143 мм (ƒ=2,1 ГГц) и размера широкой стенки а=109.2 мм (само сечение стандартного волновода МЭК-22 составляет 109.2 мм×54.6 мм) найдены следующие оптимальные размеры заявляемой ВДА (фиг. 1, фиг. 2):After processing the results of integration and optimization for the working wavelength λ = 143 mm (ƒ = 2.1 GHz) and the size of the wide wall a = 109.2 mm (the cross section of the standard IEC-22 waveguide is 109.2 mm × 54.6 mm), the following optimal dimensions of the claimed VDA (Fig. 1, Fig. 2):

которые обеспечивают ширину ДН в Е-плоскости

, что в 1.3 раза меньше, чем у прототипа, имеющего

.which provide the width of the beam in the E-plane

, which is 1.3 times less than that of the prototype, having

.

На заключительном этапе реализации заявляемой ВДА необходимо обеспечить ее согласование с питающим волноводом 4 (фиг. 1). Это достигается подбором (настройкой антенны) расстояния d_ОТР от оси симметрии 5 широкой стенки 3 до осей погруженных во внутриволноводное пространство внутренних проводников 12 и 13 отрезков коаксиальных линий 8 и 9 (фиг. 1), их волнового сопротивления ρ, а также глубины G_BH погружения проводников 12 и 13 внутрь волновода. Расчет входного сопротивления Z заявляемой ВДА в рабочей полосе частот с учетом эффекта излучения энергии в окружающее пространство в присутствии волновода 4 представляет собой весьма сложную электродинамическую задачу, на решение которой нет указаний в вышеупомянутой работе Айзенберга Г.З. «Антенны УКВ». Наибольшую трудность представляет нахождение в аналитической форме выражений для входного сопротивления отрезков 8 и 9 коаксиальных линий со стороны волновода 4 с учетом глубины G_BH погружения внутренних проводников 12 и 13 внутрь него, которые, в свою очередь, нагружены излучающими проводниками 1 и 2. И хотя этапы анализа с использованием интегро-дифференциальных уравнений Максвелла общеизвестны, конкретные пошаговые процедуры не позволяют получить аналитические выражения для частотной зависимости комплексных сопротивлений в замкнутой форме, которые могли были бы быть пригодны для анализа и исследований на экстремум согласования с волновым сопротивлением

основной волны ТЕ₁₀ прямоугольного волновода 4 (фиг. 1).At the final stage of implementation of the inventive VDA, it is necessary to ensure its coordination with the supply waveguide 4 (Fig. 1). This is achieved by selecting (tuning the antenna) the distance d _OTR from the axis of symmetry 5 of the wide wall 3 to the axes of the

inner conductors

12 and 13 of the coaxial lines 8 and 9 (FIG. 1), their wave impedance ρ, and also the depth G _BH immersion of

conductors

12 and 13 into the waveguide. Calculation of the input impedance Z of the claimed VDA in the working frequency band, taking into account the effect of radiation of energy into the environment in the presence of waveguide 4, is a very complicated electrodynamic problem, the solution of which is not indicated in the aforementioned G. Eisenberg "VHF antennas." The greatest difficulty is finding in analytical form the expressions for the input resistance of

segments

8 and 9 of the coaxial lines from the side of the waveguide 4, taking into account the depth G _{BH of} immersion of the

inner conductors

12 and 13 inside it, which, in turn, are loaded with radiating

conductors

1 and 2. And although analysis steps using Maxwell's integro-differential equations are well known, specific step-by-step procedures do not allow obtaining analytical expressions for the frequency dependence of complex resistances in a closed Orme, which might have to be suitable for analysis and studies of the extremum matching to the characteristic impedance

the main wave TE _{10 of the} rectangular waveguide 4 (Fig. 1).

По этой причине для анализа и оптимизации (другими словами: настройки) заявляемой ВДА по минимуму коэффициента отражения S₁₁ [коэффициента стоячей волны K_ст.U=(1+|S₁₁|)/(1-|S₁₁|)] в волноводе целесообразно применить одну из существующих программ трехмерного электродинамического моделирования. Такие программные продукты показали свою эффективность при решении задач излучения и согласования антенн, образованных произвольным сочетанием металло-диэлектрических структур с весьма сложными по форме поверхностями и объемами. Поэтому далее для решения задачи согласования заявляемой ВДА с уже найденной ранее диаграммой направленности и размерами (13) используется программный продукт «WIPL-D», свободно продающийся на рынке в виде приложения (на компакт-диске) к работе: В.М. Kolundzija, J.S. Ognjanovic, and Т.K. Sarkar, «WIPL-D: Microwave circuit and 3D EM simulation for RF and microwave applications. Software and

manual», Norwood, MA: Artech House, 2005. После обработки результатов анализа и многошаговой оптимизации для выбранной выше рабочей длины волны λ=143 мм найдены следующие оптимальные размеры и параметры элементов заявляемой ВДА:For this reason, for analysis and optimization (in other words: tuning) of the inventive VDA for the minimum reflection coefficient S ₁₁ [standing wave coefficient K _Art . _U = (1+ | S ₁₁ |) / (1- | S ₁₁ |)] in the waveguide it is advisable to apply one of the existing programs of three-dimensional electrodynamic modeling. Such software products have shown their effectiveness in solving the problems of radiation and matching of antennas formed by an arbitrary combination of metal-dielectric structures with very complex surfaces and volumes. Therefore, further, to solve the problem of matching the claimed VDA with the radiation pattern and dimensions already found previously (13), the WIPL-D software product is used, which is freely sold on the market as an application (on a CD) for work: V.M. Kolundzija, JS Ognjanovic, and T.K. Sarkar, "WIPL-D: Microwave circuit and 3D EM simulation for RF and microwave applications. Software and

manual ”, Norwood, MA: Artech House, 2005. After processing the results of the analysis and multi-step optimization for the selected working wavelength λ = 143 mm, the following optimal sizes and parameters of the elements of the claimed VDA were found:

которые в сочетании с размерами (13) обеспечили минимальное значение |S₁₁ (ƒ=2.1GHz)|=0.11 (соответствующий K_ст.U=1.25; фиг. 4, позиция 20).which, in combination with dimensions (13), ensured the minimum value | S ₁₁ (ƒ = 2.1 GHz) | = 0.11 (corresponding to K _{article U} = 1.25; Fig. 4, position 20).

Таким образом, результаты анализа предлагаемой ВДА свидетельствуют о заметном сужении ее ДН в Е-плоскости (фиг. 5, позиция 21), ширина ДН которой в 1.3 раза меньше, чем у прототипа.Thus, the results of the analysis of the proposed VDA indicate a noticeable narrowing of its MD in the E-plane (Fig. 5, position 21), the width of which is 1.3 times smaller than that of the prototype.

Что касается ДН в H-плоскости (фиг. 6, позиция 22) и уровня кросс-поляризационного излучения, то, согласно результатам анализа по вышеупомянутой работе «Антенны УКВ» (ДН в H-плоскости) и программе «WIPL-D» (кросс-поляризация), эти характеристики заявляемой ВДА соответствуют тем же характеристикам антенны-прототипа. Иными словами, введение второго четвертьволнового отрезка 9 и ориентация оси 14 излучающих проводников 1 и 2 ортогонально оси симметрии 5 широкой стенки 3 волновода 4 (фиг. 1) не ухудшает поляризационные характеристики и степень согласования антенны. Ортогональность упомянутых осей 5 и 14 позволяет располагать вдоль волновода ряд описанных излучателей и формировать многоэлементную ФАР с существенным сужением ее ДН в Н-плоскости, имея уже уменьшенную в 1.3 раза по сравнению с прототипом ширину ДН в Е-плоскости. При этом отпадает необходимость реализации громоздкого многовходового (многофланцевого) делителя мощности на четырехплечих волноводных мостах или трехплечих волноводных тройниках, а расстояние d_АП (фиг. 1) от оси 14 ближайшего ко входной апертуре волновода излучателя до самой этой апертуры может быть выбрано произвольно.As for the MD in the H-plane (Fig. 6, position 22) and the level of cross-polarization radiation, according to the results of the analysis of the aforementioned work “VHF Antennas” (MD in the H-plane) and the program “WIPL-D” (cross polarization), these characteristics of the inventive VDA correspond to the same characteristics of the prototype antenna. In other words, the introduction of the second quarter-wavelength segment 9 and the orientation of the axis 14 of the radiating conductors 1 and 2 orthogonal to the axis of symmetry 5 of the wide wall 3 of the waveguide 4 (Fig. 1) does not impair the polarization characteristics and the degree of antenna matching. The orthogonality of the mentioned axes 5 and 14 makes it possible to arrange along the waveguide a number of described emitters and form a multi-element headlamp with a substantial narrowing of its beam in the H-plane, having a beam width in the E-plane already reduced by 1.3 times compared with the prototype. In this case, there is no need to implement a bulky multi-input (multi-flange) power divider on four-arm waveguide bridges or three-arm waveguide tees, and the distance d _AP (Fig. 1) from the axis 14 of the radiator closest to the input aperture of the radiator to this aperture itself can be arbitrarily selected.

Таким образом, вышеизложенное свидетельствует об успешном решении поставленной задачи - реализации волноводно-дипольной антенны с шириной ДН в Е-плоскости в 1.3 раза меньшей, чем у прототипа, при взаимно ортогональных оси симметрии широкой стенки волновода и оси коллинеарных излучающих проводников, что необходимо для построения многодипольной ФАР с существенным сужением диаграммы направленности в плоскости магнитного вектора Н, а также и о перспективности предлагаемой ВДА для практического использования в различных антенных устройствах систем радиолокации, навигации и телекоммуникаций с линейной поляризацией излучаемых радиоволн.Thus, the foregoing indicates a successful solution of the problem - the implementation of a waveguide-dipole antenna with a beam width in the E-plane 1.3 times smaller than that of the prototype, with mutually orthogonal symmetry axis of the wide waveguide wall and the axis of collinear radiating conductors, which is necessary to build multi-dipole phased array with a significant narrowing of the radiation pattern in the plane of the magnetic vector H, as well as the prospects of the proposed VDA for practical use in various antenna devices ax radar, navigation and telecommunication systems with linear polarization of emitted radio waves.

Для экспериментального подтверждения работоспособности предлагаемой ВДА обследована конструкция с размерами (13) и (14). Согласование антенны измерялось на панорамном измерителе частотных характеристик «Я-2Р-67» с генераторным блоком диапазона 2-4 ГГц, для чего был предусмотрен специально изготовленный коаксиально-волноводный ввод энергии, рассчитанный по общеизвестной методике для возбуждения основной волны ТЕ₁₀. Диаграммы направленности измерялись в безэховой камере Новосибирского предприятия «НИИИП-НЗК им. Коминтерна» с использованием поворотных установок с точностью установки измеряемой ВДА и стандартной излучающей рупорной антенны ±1°.For experimental confirmation of the operability of the proposed VDA, a design with dimensions (13) and (14) was examined. Antenna matching was measured on a Ya-2R-67 panoramic frequency response meter with a 2-4 GHz generator unit, for which purpose a specially made coaxial waveguide energy input was designed, calculated by the well-known method for excitation of the TE ₁₀ main wave. The radiation patterns were measured in an anechoic chamber of the Novosibirsk enterprise “NIIIP-NZK im. Comintern ”using rotary installations with the accuracy of installation of the measured VDA and standard radiating horn antenna ± 1 °.

Результаты экспериментальных исследований (фиг. 4, позиция 23 - квадратики; фиг. 5, позиция 24 - квадратики; фиг. 6, позиция 25 - квадратики) также свидетельствуют об успешном решении поставленной задачи - реализации волноводно-дипольной антенны с шириной ДН в Е-плоскости в 1.3 раза меньшей, чем у прототипа, при взаимно ортогональных оси симметрии широкой стенки волновода и оси коллинеарных излучающих проводников.The results of experimental studies (Fig. 4, position 23 - squares; Fig. 5, position 24 - squares; Fig. 6, position 25 - squares) also indicate the successful solution of the problem - the implementation of a waveguide-dipole antenna with a beam width in E- plane 1.3 times smaller than that of the prototype, with mutually orthogonal symmetry axis of the wide waveguide wall and the axis of collinear radiating conductors.

Claims

A waveguide-dipole antenna containing a rectangular supply waveguide, two identical collinear radiating cylindrical conductors located above its wide wall so that their adjacent ends are in close proximity, a quarter-wave segment of a coaxial line located perpendicular to the wide waveguide wall, the lower end of the outer conductor of the segment is galvanically connected to the wall of the waveguide, and the lower end of its inner conductor is immersed in the intra-waveguide spaces through a hole made in the wide wall of the waveguide, the diameter of which is equal to the inner diameter of the outer conductor of the segment, while the adjacent end of the first radiating conductor is galvanically connected to the upper end of the inner conductor of the segment, characterized in that it is additionally introduced a second identical segment of the coaxial line located perpendicular to that the wide wall of the waveguide and connected to it is identical to the first segment, as well as a square metal plate lying in the plane of this wall , the thickness of which is equal to the wall thickness of the waveguide, and the length of the side of the plate is equal to the width of this wall, while both segments are shifted in opposite directions from the axis of symmetry of the wide wall by the same distance, the remote end of the second radiating conductor is galvanically connected to the upper end of the inner conductor of the second segment of the coaxial line, the upper ends of the outer conductors of both segments of the coaxial line are open, and the axis of the collinear radiating cylindrical conductors is perpendicular to the axis of symmetry Rhee said broad wall of the waveguide to which the part of the first radiating conductor is connected galvanically to each point of one side of the metal plate so that the axis of the radiating conductor is located above the center of said face plate.