RU2656998C1

RU2656998C1 - High-sensitivity signal receiver of global navigation satellite systems

Info

Publication number: RU2656998C1
Application number: RU2017115822A
Authority: RU
Inventors: Андрей Леонардович Бочковский; Михаил Александрович Голубев; Алексей Владимирович Никандров; Сергей Сергеевич Поспелов; Ильдар Ильтызырович Рахманкулов; Валерий Валентинович Чистяков; Николай Викторович Михайлов
Original assignee: Общество с ограниченной ответственностью "БОРА"
Priority date: 2017-05-04
Filing date: 2017-05-04
Publication date: 2018-06-08

Abstract

FIELD: radio engineering; electronics.

SUBSTANCE: invention relates to radio engineering, namely to the field of radio navigation, and can be used in the construction of receivers of Global Navigation Satellite Systems (GNSS). This result is achieved due to the fact that the receiver consists of a series-connected antenna unit, signal multiplexing unit, analog radio frequency converter, digital frequency converter, packet signal memory, packet tuner, correlation unit and frequency analysis block, as well as reference oscillator whose output is connected to the input of the reference frequency of the RF transducer; accumulation memory unit whose input is connected to the output of the correlation unit and the input and output of the frequency analysis block; processor with memory and interface units, the input / output of which is connected to the input / output of the correlation unit, frequency analysis block, and accumulation memory block by a digital data bus; wherein the second input of the correlation unit is connected to the second output of the packet memory of the signals via the demultiplexing code generator; and the third output of the packet memory of the signals is connected to the second input of the signal multiplexer; and the second processor input / output is the external information input / output of the receiver.

EFFECT: achieved technical result is the increase of sensitivity, accuracy and noise immunity of the multisystem GNSS receiver.

13 cl, 10 dwg

Description

Область техники, к которой относится изобретениеFIELD OF THE INVENTION

Изобретение относится к радиотехнике, а именно, к области радионавигации, и может быть использовано при построении приемников Глобальных Навигационных Спутниковых Систем (ГНСС), в частности, приемников ГНСС Глонасс (Россия), GPS (США), Галилео (Европейский Союз), Бейдоу (КНР), QZSS (Япония), IRNSS (Индия), SBAS.The invention relates to radio engineering, namely, to the field of radio navigation, and can be used in the construction of receivers of Global Navigation Satellite Systems (GNSS), in particular, GNSS receivers Glonass (Russia), GPS (USA), Galileo (European Union), Beidou ( PRC), QZSS (Japan), IRNSS (India), SBAS.

Уровень техникиState of the art

В мире существуют и эксплуатируются две глобальные навигационные спутниковые системы: принадлежащая Соединенным Штатам Америки Global Positioning System (GPS) и российская Глобальная Навигационная Спутниковая Система (ГЛОНАСС).Two global navigation satellite systems exist and operate in the world: the United States of America Global Positioning System (GPS) and the Russian Global Navigation Satellite System (GLONASS).

Ведется также создание Европейской спутниковой навигационной системы Галилео (Galileo), китайской ГНСС Бейдоу (или Компас), японской QZSS, индийской IRNSS.The creation of the European satellite navigation system Galileo (Galileo), Chinese GNSS Beidou (or Compass), Japanese QZSS, Indian IRNSS is also underway.

Кроме того, на национальном уровне рядом стран созданы или создаются унифицированные системы функциональныого дополнения ГНСС, получившие собирательное название SBAS (Space Based Augmentation System).In addition, at the national level, a number of countries have created or are creating unified GNSS functional complement systems, collectively called SBAS (Space Based Augmentation System).

Сигналы ГНСС, даже излучаемые в общем частотном диапазоне, например, L1, различаются номиналами несущих колебаний радиочастоты. Так ГНСС GPS, Galileo, QZSS, IRNSS, а также SBAS излучают навигационные сигналы в диапазоне L1 на частоте 1575.42 МГц. В отличие от них, ГНСС Бейдоу излучает навигационные сигналы в диапазоне L1 на частоте 1561.098 МГц, а ГНСС ГЛОНАСС - на 14 разных частотах вблизи базового значения 1602.0 МГц. Структуры сигналов всех перечисленных систем схожи, хотя и имеют отличия. По этой причине, способы цифровой обработки сигналов систем при их приеме, как правило, одинаковы или близки.GNSS signals, even emitted in the general frequency range, for example, L1, differ in the values of the carrier oscillations of the radio frequency. So GNSS GPS, Galileo, QZSS, IRNSS, as well as SBAS emit navigation signals in the L1 band at a frequency of 1575.42 MHz. In contrast, GNSS Beidow emits navigation signals in the L1 band at a frequency of 1561.098 MHz, and GNSS GLONASS - at 14 different frequencies near a base value of 1602.0 MHz. The signal structures of all these systems are similar, although they have differences. For this reason, the methods for digitally processing the signals of systems upon receiving them are usually the same or close.

Таким образом, рассматриваемые известные примеры осуществления приема сигналов, взятые из описаний способов и устройств, используемых в приемниках той или иной системы, распространимы и на остальные известные радионавигационные системы. То же относится и к самому предлагаемому изобретению.Thus, the known known examples of receiving signals, taken from descriptions of the methods and devices used in the receivers of a particular system, are also applicable to other known radio navigation systems. The same applies to the invention itself.

Требование высокой чувствительности предъявляется к приемнику ГНСС, если предполагается прием сигналов в сложных условиях.The requirement of high sensitivity is presented to the GNSS receiver if it is assumed to receive signals in difficult conditions.

К таковым относятся, например, работа в условиях плотной городской застройки, затеняющей прямую видимость в направлении на навигационные спутники (НИСЗ) ГНСС; ослабление сигналов листвой деревьев; работа в помещениях; работа на борту космических аппаратов (КА) на высоких околоземных орбитах, где не всегда возможен прием сигналов ГНСС, излучаемых в пределах основного лепестка диграмм направленности передающих антенн НИСЗ.These include, for example, work in a dense urban area, obscuring the direct visibility in the direction of the GNSS navigation satellites (NIE); attenuation of signals by foliage of trees; indoor work; work on board spacecraft (SC) in high Earth orbits, where it is not always possible to receive GNSS signals emitted within the main lobe of the directional patterns of the transmitting antennas of the NISS.

Ширина основного лепестка диаграмм направленности передающих бортовых антенн НИСЗ ГНСС рассчитана на обеспечение достаточного уровня сигнала для потребителей на поверхности Земли и в ближнем околоземном пространстве -приблизительно, до высот 3000 км. Потребители НИСЗ-КА на высоких околоземных орбитах, как правило, большую часть времени могут принимать лишь сигналы ГНСС, излучаемые через боковые лепестки антенн их НИСЗ, то есть, сильно ослабленные сигналы.The width of the main lobe of the radiation patterns of the transmitting onboard antennas of the GNSS GNSS is designed to provide a sufficient signal level for consumers on the Earth's surface and in near near-Earth space, approximately up to altitudes of 3000 km. NISS-KA consumers in high near-earth orbits, as a rule, most of the time can only receive GNSS signals emitted through the side lobes of the antennas of their NISS, that is, strongly attenuated signals.

Удовлетворение требования высокой чувствительности приемника ГНСС, в первую очередь, сводится к организации цифровой обработки слабых сигналов, обеспечивающей их обнаружение и захват за приемлемо малое время. Обнаружение сигналов ГНСС требует организации их многомерного (частота, задержка, номер НИСЗ) поиска. Обнаружение слабых сигналов требует увеличения времени накопления корреляционных интегралов произведений входных отсчетов и вариантов локальных копий обнаруживаемого сигнала. В свою очередь, увеличение времени накопления приводит к сужению частотного диапазона обнаружения при проверке одного варианта локальной копии и, следовательно, к увеличению необходимого числа проверяемых в ходе поиска гипотез о частоте обнаруживаемого сигнала.Satisfying the high sensitivity requirement of a GNSS receiver, first of all, comes down to organizing digital processing of weak signals, which ensures their detection and capture in an acceptable short time. The detection of GNSS signals requires the organization of their multidimensional (frequency, delay, NLSI number) search. The detection of weak signals requires an increase in the accumulation time of the correlation integrals of the products of the input samples and variants of local copies of the detected signal. In turn, an increase in the accumulation time leads to a narrowing of the detection frequency range when checking one version of a local copy and, therefore, to an increase in the necessary number of hypotheses that are checked during the search for the frequency of the detected signal.

Таким образом, ослабление сигнала ГНСС приводит, во-первых, к увеличению времени накопления при обнаружении, что практически исключает применимость последовательных процедур поиска, и, во-вторых, к росту числа проверяемых гипотез. Для слабых сигналов такой многомерный поиск за приемлемо малое время достигается высоким параллелизмом проверки гипотез о его параметрах. Число одновременно проверяемых гипотез, реализуемое в современных высокочувствительных приемниках ГНСС, достигает сотен тысяч и, даже, миллионов. Такая степень параллелелизма сигнальной обработки достигается не лобовым наращиванием числа физических каналов обработки, а повышением скорости поочередной обработки сигналов в малом числе (вплоть до одного) высокопроизводительных корреляторных каналов. То есть, применяется цифровая обработка сигналов в ускоренном времени.Thus, the attenuation of the GNSS signal leads, firstly, to an increase in the accumulation time upon detection, which practically excludes the applicability of sequential search procedures, and, secondly, to an increase in the number of tested hypotheses. For weak signals, such a multidimensional search in an acceptable short time is achieved by high parallelism of testing hypotheses about its parameters. The number of simultaneously tested hypotheses, implemented in modern highly sensitive GNSS receivers, reaches hundreds of thousands and even millions. This degree of parallelism of signal processing is achieved not by frontally increasing the number of physical processing channels, but by increasing the speed of sequential signal processing in a small number (up to one) of high-performance correlator channels. That is, digital signal processing in accelerated time is applied.

Так, Патент США №7428259, выданный 23 сентября 2008 года, «Эффективная и гибкая цифровая архитектура приемника GPS» раскрывает архитектуру приемника ГНСС GPS, использующую единственный высокопроизводительный коррелятор, поочередно обрабатывающий группы отсчетов сигналов в ускоренном времени, коррелируя их с локальными копиями всех сигналов. Порции входных отсчетов хранятся в буферной сигнальной памяти в течение времени, требуемого для корреляционной обработки всех требуемых НИСЗ GPS. Результаты корреляционной обработки порций сигнальных отсчетов хранятся в специальной памяти накоплений и повторно используются при возобновлении обработки тех же сигналов. Тем самым, реализуется обработка сигналов единственным физическим корреляторным каналом в ускоренном времени так, как будто бы она производилась большим числом виртуальных каналов в реальном времени.Thus, US Patent No. 7,428,259, issued September 23, 2008, “An Efficient and Flexible Digital GPS Receiver Architecture,” discloses a GNSS GPS receiver architecture using a single high-performance correlator that processes groups of signal samples in accelerated time, correlating them with local copies of all signals. Portions of the input samples are stored in the buffer signal memory for the time required for the correlation processing of all required NISS GPS. The results of correlation processing of portions of signal samples are stored in a special accumulation memory and are reused when processing the same signals is resumed. Thus, the processing of signals by a single physical correlator channel in accelerated time is implemented as if it were produced by a large number of virtual channels in real time.

Патент США №7630430, выданный 8 декабря 2009 года, «Метод и устройство для ускорения процесса корреляции сигналов GPS» раскрывает архитектуру приемника ГНСС GPS в части реализации высокой производительности корреляционной обработки. Приемник ГНСС (смотри Фиг. 1) состоит из последовательно соединенных антенны (1), аналогового радиочастотного преобразователя (РЧП) (2), цифрового преобразователя частоты (ЦПЧ) (4), пакетной памяти сигнала (5), блока корреляции (6), представляющего собой группу параллельно соединенных каналов корреляции, и блока частотного анализа (7), а также генератора опорной частоты (3), выход (11) которого соединен с входом опорной частоты радиочастотного преобразователя (2); блока памяти накоплений (8), вход которого соединен с выходом блока корреляции (6); и процессора с блоком памяти и интерфейсными блоками (9), вход/выход которого соединен с входом/выходом блока корреляции (6), блока частотного анализа (7) и блока памяти накоплений (8) цифровой шиной данных (12), второй вход/выход процессора (9) является внешним информационным входом/выходом (10) устройства.US patent No. 7630430, issued December 8, 2009, "Method and device for accelerating the process of correlation of GPS signals" discloses the architecture of the GNSS GPS receiver in terms of implementing high performance correlation processing. The GNSS receiver (see Fig. 1) consists of a series-connected antenna (1), an analog radio frequency converter (RFI) (2), a digital frequency converter (DPC) (4), a packet signal memory (5), a correlation block (6), representing a group of parallel-connected correlation channels, and a frequency analysis unit (7), as well as a reference frequency generator (3), the output (11) of which is connected to the reference frequency input of the radio-frequency converter (2); an accumulation memory unit (8), the input of which is connected to the output of the correlation unit (6); and a processor with a memory unit and interface units (9), the input / output of which is connected to the input / output of the correlation unit (6), the frequency analysis unit (7) and the storage memory unit (8) with a digital data bus (12), the second input / the output of the processor (9) is an external information input / output (10) of the device.

В приемнике ГНСС согласно патенту США №7630430, как и в большинстве массовых приемников ГНСС, в качестве антенны (1) используется малонаправленная, например, микрополосковая антенна. Антенна (1) и РЧП (2) улавливают, усиливают, селектируют (с помощью полосовой фильтрации) сигналы и преобразуют частоту смеси сигналов и шума (внешнего и самих антенны и РЧП) к удобному значению промежуточной частоты (ПЧ), При этом РЧП использует сигнал от стабильного генератора опорной частоты (3). Выходными сигналами РЧП (2) служат преобразованные в цифровую форму выборки смеси сигналов и шума на ПЧ (13). Цифровой преобразователь частоты (4) переносит комплексные цифровые отсчеты (13) сигналов ГНСС на нулевую (приблизительно) частоту, осуществляет фильтрацию сигналов ГНСС, согласованную с шириной спектра модуляции сигналов, что позволяет в дальнейшем использовать минимальное значение частоты дискретизации сигналов, и квантует отфильтрованные сигналы, сохраняя число разрядов представления их отсчетов, предназначенное для хранения в блоке пакетной памяти сигнала (5). Блок пакетной памяти сигнала (5) сохраняет отсчеты (14) сигналов ГНСС в темпе реального времени и воспроизводит их в виде пакетов отсчетов (15) в ускоренном темпе, согласованном с темпом последующей обработки в каналах блока корреляции (6). Блок запоминания сигнала (5) строится, например, как циклический буфер на базе ЗУ с произвольным доступом. Каналы блока корреляции (6) осуществляют корреляционную обработку отсчетов (15) смеси сигналов ГНСС с шумом. Выходными сигналами каналов блока корреляции (6) обычно являются накопленные за известное время корреляционные интегралы (16) смеси сигнала с шумом и ожидаемой копии сигнала. Блок частотной обработки (7) производит дальнейшее накопление статистик корреляционных интегралов смеси сигнала с шумом и ожидаемой копии сигнала, преобразует последовательности накопленных статистик в спектры мощности накоплений, например, с помощью преобразования Фурье, и, в режиме обнаружения сигнала производит сравнение накопленных спектров мощности накоплений с порогом обнаружения. Накапливаемые статистики во временной и частотной областях сохраняются в блоке памяти накоплений (8).In the GNSS receiver according to US patent No. 7630430, as in most mass GNSS receivers, as the antenna (1) is used unidirectional, for example, a microstrip antenna. Antenna (1) and RFI (2) pick up, amplify, select (using band-pass filtering) signals and convert the frequency of the mixture of signals and noise (external and the antenna and RFI) to a convenient value of the intermediate frequency (IF), while RFI uses the signal from a stable reference frequency generator (3). The output signals of the RFI (2) are digitized samples of the mixture of signals and noise on the IF (13). A digital frequency converter (4) transfers complex digital samples (13) of GNSS signals to the zero (approximately) frequency, filters GNSS signals that are consistent with the width of the signal modulation spectrum, which makes it possible to use the minimum value of the signal sampling frequency in the future, and quantizes the filtered signals, while maintaining the number of bits of the representation of their samples, intended for storage in the block of packet memory signal (5). The packet signal memory unit (5) stores the samples (14) of GNSS signals in real time and plays them in the form of packets of samples (15) at an accelerated rate, consistent with the rate of subsequent processing in the channels of the correlation block (6). The signal storage unit (5) is constructed, for example, as a cyclic buffer based on a random access memory. The channels of the correlation block (6) carry out the correlation processing of samples (15) of the mixture of GNSS signals with noise. The output signals of the channels of the correlation block (6) are usually the correlation integrals (16) accumulated over a known time (16) of the signal-noise mixture and the expected signal copy. The frequency processing unit (7) further accumulates statistics of correlation integrals of the signal-to-noise mixture and the expected signal copy, converts the sequences of accumulated statistics into accumulation power spectra, for example, using the Fourier transform, and, in the signal detection mode, compares the accumulated accumulation power spectra with detection threshold. The accumulated statistics in the time and frequency domains are stored in the storage memory unit (8).

Высокая производительность корреляционной обработки в приемнике ГНСС согласно патенту США №7630430 достигается сочетанием цифровой корреляционной обработки в режиме быстрее реального времени пакетов отсчетов сигнала за один такт обработки, распараллеливанием цифровой корреляционной обработки на несколько каналов блока корреляции (6), и использованием переноса последовательностей корреляционных накоплений в частотную область в блоке частотного анализа (7). Оценим достижимую производительность корреляционной обработки приемником ГНСС (смотри Фиг. 1) на следующем примере. Пусть частота дискретизации отсчетов (14) сигналов ГНСС GPS на выходе цифрового преобразователя частоты (4) и, соответственно, частота записи этих отсчетов в составляет 2.048 МГц, а частота считывания пакетов отсчетов (15) из пакетной памяти сигнала (5) и, соответственно, тактовая частота работы блока корреляции (6) составляет 100 МГц. Пусть число параллельных каналов в блоке корреляции (6) равно (12). Пусть размер пакета отсчетов (15) равен 64, и пусть размерность преобразования Фурье в блоке частотной обработки (7), также, равна 64. Тогда, по сравнению с обработкой в режиме реального времени отдельных отсчетов единственным каналом корреляции, коэффициент ускорения цифровой обработки приемником ГНСС (смотри Фиг. 1) можно оценить, какHigh performance correlation processing in the GNSS receiver according to US patent No. 7630430 is achieved by combining digital correlation processing in faster real-time packets of signal samples per processing cycle, parallelizing digital correlation processing to several channels of the correlation block (6), and using the transfer of sequences of correlation accumulations in frequency domain in the frequency analysis block (7). Let us evaluate the achievable performance of the correlation processing by the GNSS receiver (see Fig. 1) using the following example. Let the sampling rate of samples (14) of GNSS GPS signals at the output of a digital frequency converter (4) and, accordingly, the recording frequency of these samples at 2.048 MHz, and the read frequency of the packets of samples (15) from the packet memory of the signal (5) and, accordingly, the clock frequency of the correlation unit (6) is 100 MHz. Let the number of parallel channels in the correlation block (6) be equal to (12). Let the size of the packet of samples (15) be 64, and let the dimension of the Fourier transform in the frequency processing block (7) also be 64. Then, in comparison with real-time processing of individual samples with a single correlation channel, the GNSS receiver digital processing acceleration coefficient (see Fig. 1) it is possible to evaluate how

A=F*P*N*C,A = F * P * N * C,

где F - отношение частот записи и считывания пакетной памяти сигнала (5);where F is the ratio of the write and read frequencies of the packet signal memory (5);

Р - размерность пакета отсчетов (15) пакетной памяти сигнала (5);P is the dimension of the packet of samples (15) of the packet signal memory (5);

N - число параллельных каналов в блоке корреляции (6);N is the number of parallel channels in the correlation block (6);

С - размерность преобразования Фурье в блоке частотной обработки (7).C is the dimension of the Fourier transform in the frequency processing unit (7).

При численных значениях коэффициентов приведенных выше для данного примера ускорение цифровой обработки А=2400000. На практике, такое максимальное ускорение недостижимо, поскольку существуют накладные расходы времени на программное управление блоком корреляции (6) со стороны процессора (9). Тем не менее, приведенный пример показывает каким образом достигается высокая производительность цифровой обработки для организации квази-параллельной проверки миллионов гипотез о параметрах обнаруживаемых сигналов ГНСС, что необходимо для обеспечения высокой чувствительности приемника ГНСС, проявляющейся в способности захвата слабых сигналов ГНСС за приемлемое время.With the numerical values of the coefficients given above for this example, the acceleration of digital processing is A = 2400000. In practice, such maximum acceleration is unattainable, since there is an overhead of time for programmatically controlling the correlation unit (6) on the processor side (9). Nevertheless, the above example shows how high-performance digital processing is achieved to organize quasi-parallel verification of millions of hypotheses about the parameters of detected GNSS signals, which is necessary to ensure high sensitivity of the GNSS receiver, manifested in the ability to capture weak GNSS signals in an acceptable time.

Достигаемая высокая чувствительность приемника ГНСС требует усложнения оборудования: в приемнике используется пакетная память сигнала (5); в блоке корреляции (6) для обработки за один такт пакета отсчетов требуется генератор кода, генерирующий на каждом такте обработки пакет из Р отсчетов копии сигнала; в блоке корреляции (6) для обработки за один такт пакета отсчетов требуется генерация фазы несущей частоты копии сигнала, соответствующей предполагаемому отклонению номинала частоты несущей входного сигнала. В ГНСС GPS все сигналы НИСЗ, излучаемые, например, в диапазоне L1, имеют общее значение номинальной частоты несущей 1575.42 МГц; величина доплеровского сдвига частоты несущей для приземного потребителя ГНСС GPS в диапазоне L1 составляет порядка 5.5 кГц. Если с учетом нестабильности генератора опорной частоты (3) принять общий диапазон неопределенности частоты несущей, равным ±8 кГц, то для приведенного выше числового примера с длиной пакета Р=64 изменение фазы несущей на длине пакета достигает около ±90°. Для удовлетворительной точности генерации фазы несущей опорной копии сигнала достаточно, например, восьми значений фазы на длине пакета, что может быть реализовано сравнительно простой линейной интерполяцией единственного значения фазы.The achieved high sensitivity of the GNSS receiver requires equipment complexity: the receiver uses packet signal memory (5); in the correlation block (6), for processing in one cycle of a packet of samples, a code generator is required that generates a packet of P samples of a signal copy at each processing cycle; in the correlation block (6), for processing in one cycle of the sample packet, generation of the phase of the carrier frequency of the signal copy corresponding to the assumed deviation of the carrier frequency of the input signal is required. In GNSS GPS, all NISH signals emitted, for example, in the L1 band, have a common carrier nominal frequency of 1575.42 MHz; the magnitude of the Doppler frequency shift of the carrier for the GNSS GPS surface consumer in the L1 range is about 5.5 kHz. If, taking into account the instability of the reference frequency generator (3), we take the total carrier frequency uncertainty range equal to ± 8 kHz, then for the numerical example above with the packet length P = 64, the change in the carrier phase along the packet length reaches about ± 90 °. For satisfactory accuracy of phase generation of the carrier reference copy of the signal, for example, eight phase values per packet length are sufficient, which can be realized by relatively simple linear interpolation of a single phase value.

В российской ГНСС ГЛОНАСС используется частотное разделение сигналов НИСЗ. Значения частоты несущих колебаний сигналов отличаются на величины, кратные 0.5625 МГц: F=(1602+k*0.5625) МГц, где k=(-7, … +6). Недостатком приемника ГНСС согласно патенту США No 7630430 является то, что для приема сигналов ГНСС ГЛОНАСС с частотным разделением для приведенного выше числового примера с длиной пакета Р=64 изменение фазы несущей на длине пакета достигает 45000°, то есть, для каждого отсчета копии сигнала требуется генерировать свое значение фазы несущей, что дополнительно усложняет генератор несущей в блоке корреляции (6).In the Russian GNSS GLONASS, the frequency separation of NESS signals is used. The values of the frequency of the carrier oscillations of the signals differ by multiples of 0.5625 MHz: F = (1602 + k * 0.5625) MHz, where k = (- 7, ... +6). The disadvantage of the GNSS receiver according to U.S. Patent No. 7,630,430 is that for receiving frequency-separated GNSS GLONASS signals for the numerical example above with a packet length of P = 64, the carrier phase change in the packet length reaches 45,000 °, i.e., for each sample of a signal copy is required generate its carrier phase value, which further complicates the carrier generator in the correlation block (6).

Другим направлением в повышении чувствительности приемников ГНСС является использование фазированных антенных решеток (ФАР) для повышения мощности - принимаемых сигналов за счет пространственной селекции. Архитектура такого высокочувствительного приемника раскрывается, например, в патенте США №6828935, выданном 7 декабря 2004 года, «Синтезируемая цифровая фазированная антенна с мультилучевым диаграммообразованием для глобального позиционирования». Используются несколько антенн, подключенных к нескольким радиочастотным преобразователям и последующим трактам цифровой обработки сигналов ГНСС, выходы которых объединяются (фазируются в соответствии с расположением антенн относительно направления на НИСЗ, и суммируются) и используются для дальнейшей цифровой обработки. Фазовые соотношения и весовые коэффициенты при суммировании парциальных сигналов от отдельных антенн определяют эффективную диаграмму направленности результирующей фазированной антенной решетки. Диаграммообразование антенных лучей ФАР производится в ходе цифровой обработки. В приемнике в каждом из каналов обработки используется классическая (простая) цифровая обработка, обеспечивающая стандартный уровень чувствительности канала приемника ГНСС. Выигрыш в чувствительности достигается за счет когерентного суммирования сигналов от разных антенн, шумы приемных систем, носящие случайный характер, суммируются при этом некогерентно. Мощность полезного сигнала увеличивается в М² раз, где М - число антенн, а мощность шума в М раз. В результате, отношение сигнал/шум увеличивается в М раз. Недостатком приемника ГНСС согласно патенту США No 6828935 является рост объема оборудования для цифровой обработки сигналов, в первом приближении, пропорционально числу антенн.Another direction in increasing the sensitivity of GNSS receivers is the use of phased array antennas (PAR) to increase power - received signals due to spatial selection. The architecture of such a highly sensitive receiver is disclosed, for example, in US Pat. No. 6,828,935, issued December 7, 2004, "Synthesized Digital Phased Antenna with Multi-beam Patterning for Global Positioning." Several antennas are used, connected to several radio frequency converters and subsequent GNSS digital signal processing paths, the outputs of which are combined (phased in accordance with the location of the antennas with respect to the direction to the NISS, and summed) and are used for further digital processing. Phase relationships and weighting factors when summing the partial signals from individual antennas determine the effective radiation pattern of the resulting phased antenna array. The beamforming of the antenna rays of the HEADLIGHTS is carried out during digital processing. In the receiver in each of the processing channels, classical (simple) digital processing is used that provides a standard level of sensitivity of the GNSS receiver channel. The gain in sensitivity is achieved due to the coherent summation of signals from different antennas, the noise of the receiving systems, which are random in nature, are summarized incoherently. The useful signal power increases by M ² times, where M is the number of antennas, and the noise power by M times. As a result, the signal-to-noise ratio increases M times. The disadvantage of a GNSS receiver according to U.S. Pat.

В ряде применений приемников ГНСС требуется достижение сверхвысокой чувствительности. Примером может служить использование сигналов ГНСС для определения траекторий космических аппаратов выше орбит ГНСС, где маловероятен прием сигналов, излучаемых через основные лепестки диаграмм направленности антенн их НИСЗ. Например, на геостационарной орбите, высоких эллиптических орбитах и, особенно, в окололунном пространстве. Возникает естественное желание совместить преимущества многоантенного приемника ГНСС согласно патенту США №6828935 и высокочувствительной архитектуры согласно патенту США №7630430. Однако, попытка такого совмещения приводит к увеличению в М раз сравнительно объемного оборудования согласно патенту США No 7630430, что неприемлемо для значительного числа практических примененийIn a number of applications of GNSS receivers, ultra-high sensitivity is required. An example is the use of GNSS signals to determine the trajectories of spacecraft above the GNSS orbits, where the reception of signals emitted through the main lobes of the antenna patterns of their NESS is unlikely. For example, in a geostationary orbit, high elliptical orbits, and especially in the lunar space. There is a natural desire to combine the advantages of a multi-antenna GNSS receiver according to US patent No. 6828935 and highly sensitive architecture according to US patent No. 7630430. However, an attempt to such a combination leads to an increase in M times the relatively volumetric equipment according to US patent No. 7630430, which is unacceptable for a significant number of practical applications

Сущность изобретенияSUMMARY OF THE INVENTION

Задачей, решаемой заявленным изобретением, является создание архитектуры высокочувствительного мультисистемного приемника ГНСС, совмещающего достоинства, с одной стороны, цифровой обработки сигналов единственным высокопроизводительным коррелятором и, с другой стороны, многоантенной системы, образующей фазированную антенную решетку с диаграммообразованием в ходе цифровой обработки сигналов. При этом, такое совмещение не должно приводить к увеличению объема оборудования, приближающемуся к пропорциональному числу элементов антенной системы.The problem solved by the claimed invention is the creation of an architecture of a highly sensitive GNSS multisystem receiver, combining the advantages of, on the one hand, digital signal processing with a single high-performance correlator and, on the other hand, a multi-antenna system that forms a phased array with waveform during digital signal processing. Moreover, such a combination should not lead to an increase in the volume of equipment approaching a proportional number of elements of the antenna system.

Еще одной задачей настоящего изобретения является создание компактной архитектуры высокочувствительного мультисистемного приемника ГНСС, осуществляющего обработку сигналов единственным физическим корреляторным каналом в ускоренном времени, включая ГНСС с частотным разделением сигналов, примером которой служит ГНСС ГЛОНАССAnother objective of the present invention is to provide a compact architecture of a highly sensitive GNSS multisystem receiver that processes signals with a single physical correlator channel in accelerated time, including GNSS with frequency division of signals, an example of which is GNSS GLONASS

Технический результат заявленного изобретения заключается в достижении повышенной чувствительности, точности и помехозащищенности мультисистемного приемника ГНСС, включая ГНСС с частотным разделением сигналов, например, ГЛОНАСС.The technical result of the claimed invention is to achieve increased sensitivity, accuracy and noise immunity of the GNSS multisystem receiver, including GNSS with frequency division of signals, for example, GLONASS.

Технический результат заявленного изобретения достигается за счет того, что цифровая обработка сигналов, включая снятие расстройки частотного разделения, осуществляется в ускоренном времени, а также за счет повышения отношения мощности сигналов по отношению к мощности шума и/или помех вследствие цифрового формирования луча диаграммы направленности фазированной антенной решетки.The technical result of the claimed invention is achieved due to the fact that digital signal processing, including removal of the frequency separation detuning, is carried out in accelerated time, as well as by increasing the ratio of signal power relative to noise power and / or interference due to digital beamforming of a phased antenna lattice.

Технический результат заявленного изобретения достигается за счет того, что приемник сигналов глобальных навигационных спутниковых систем состоит из последовательно соединенных антенного блока, блока уплотнения сигналов, аналогового радиочастотного преобразователя, цифрового преобразователя частоты (ЦПЧ), пакетной памяти сигнала, пакетного тьюнера, блока корреляции и блока частотного анализа, а также генератора опорной частоты, выход которого соединен со входом опорной частоты радиочастотного преобразователя; блока памяти накоплений, вход которого соединен с выходом блока корреляции и входом и выходом блока частотного анализа; процессора с блоком памяти и интерфейсными блоками, вход/выход которого соединен с входом/выходом блока корреляции, блока частотного анализа и блока памяти накоплений цифровой шиной данных; второй вход блока корреляции соединен со вторым выходом пакетной памяти сигналов через генератор кодов разуплотнения; третий выход пакетной памяти сигналов соединен со вторым входом блока уплотнения сигналов; второй вход/выход процессора является внешним информационным входом/выходом приемника.The technical result of the claimed invention is achieved due to the fact that the signal receiver of global navigation satellite systems consists of a series-connected antenna unit, a signal compaction unit, an analog radio-frequency converter, a digital frequency converter (DPC), a packet signal memory, a packet tuner, a correlation unit, and a frequency block analysis, as well as a reference frequency generator, the output of which is connected to the input of the reference frequency of the radio frequency converter; an accumulation memory unit, the input of which is connected to the output of the correlation unit and the input and output of the frequency analysis unit; a processor with a memory unit and interface units, the input / output of which is connected to the input / output of the correlation unit, the frequency analysis unit, and the storage memory unit with a digital data bus; the second input of the correlation block is connected to the second output of the packet signal memory through the decompression code generator; the third output of the packet signal memory is connected to the second input of the signal compression unit; The second input / output of the processor is an external information input / output of the receiver.

В частном случае реализации заявленного технического решения антенный блок и аналоговый радиочастотный преобразователь выполнены с возможностью улавливания, усиления и селекции с помощью полосовой фильтрации сигналов и преобразования частоты смеси сигналов и шума к удобному значению промежуточной частоты.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution, the antenna unit and the analog radio-frequency converter are capable of capturing, amplifying and selecting using band-pass filtering of signals and converting the frequency of the mixture of signals and noise to a convenient value of the intermediate frequency.

В частном случае реализации заявленного технического решения антенный блок состоит из N антенных элементов с малошумящими усилителями на выходе, при этом выходные сигналы антенных элементов поступают на входы блока уплотнения сигналов.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution, the antenna unit consists of N antenna elements with low-noise amplifiers at the output, while the output signals of the antenna elements are fed to the inputs of the signal compression block.

В частном случае реализации заявленного технического решения в блоке уплотнения сигналов сигналы от антенных элементов подвергаются фазовой манипуляции кодами уплотнения.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution in the signal compression unit, the signals from the antenna elements undergo phase manipulation of the compression codes.

В частном случае реализации заявленного технического решения генератор ортогональных кодов выполнен с возможностью формирования ансамбля взаимно ортогональных кодовых последовательностей, предпочтительно, кодов Уолша.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution, the orthogonal code generator is configured to form an ensemble of mutually orthogonal code sequences, preferably Walsh codes.

В частном случае реализации заявленного технического решения аналоговый радиочастотный преобразователь выполнен с возможностью использования сигнала от стабильного генератора опорной частоты, при этом выходными сигналами аналогового радиочастотного преобразователя являются преобразованные в цифровую форму выборки смеси сигналов и шума на промежуточной частоте.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution, the analog radio-frequency converter is configured to use a signal from a stable reference frequency generator, while the output signals of the analog radio-frequency converter are digitized samples of a mixture of signals and noise at an intermediate frequency.

В частном случае реализации заявленного технического решения цифровой преобразователь частоты выполнен с возможностью разделения сигналов глобальных навигационных спутниковых систем, передаваемых в разных частотных поддиапазонах и переноса комплексных цифровых отсчетов сигналов глобальных навигационных спутниковых систем на нулевую частоту, при этом цифровой преобразователь частоты выполнен с возможностью осуществления фильтрации сигналов глобальных навигационных спутниковых систем, согласованную с шириной спектра модуляции сигналов, и квантования отфильтрованных сигналов, сохраняя число разрядов представления их отсчетов, предназначенное для хранения в пакетной памяти сигналов, которая выполнена с возможностью сохранения отсчетов сигналов глобальных навигационных спутниковых систем - раздельно для каждого из частотных поддиапазонов - в темпе реального времени и воспроизведения их в виде пакетов отсчетов в ускоренном темпе, согласованном с темпом последующей обработки в блоке корреляции.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution, the digital frequency converter is configured to separate signals of global navigation satellite systems transmitted in different frequency subbands and transfer complex digital samples of signals of global navigation satellite systems to zero frequency, while the digital frequency converter is configured to filter signals global navigation satellite systems, consistent with the modulation spectrum signals, and quantization of the filtered signals, while maintaining the number of bits of the representation of their samples, intended for storage in the packet signal memory, which is configured to store the samples of the signals of global navigation satellite systems - separately for each of the frequency sub-bands - in real time and play them in the form packets of samples at an accelerated rate, consistent with the rate of subsequent processing in the correlation block.

В частном случае реализации заявленного технического решения пакетная память сигналов для каждого из частотных поддиапазонов выполнена в виде циклических буферов на базе запоминающего устройства с произвольным доступом, при этом блок корреляции выполнен с возможностью корреляционной обработки отсчетов смеси всех сигналов глобальных навигационных спутниковых систем с шумом в каждом из частотных поддиапазонов.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution, the packet memory of signals for each of the frequency subbands is made in the form of cyclic buffers based on a random access memory, while the correlation unit is configured to correlate the processing of samples of a mixture of all signals of global navigation satellite systems with noise in each of frequency subbands.

В частном случае реализации заявленного технического решения выходным сигналом блока корреляции являются накопленные за известное время корреляционные интегралы смеси сигнала с шумом и ожидаемой копии сигнала, при этом блок частотной обработки выполнен с возможностью накопления статистик корреляционных интегралов смеси сигнала с шумом и ожидаемой копии сигнала, преобразует последовательности накопленных статистик в спектры мощности накоплений, и, в режиме обнаружения сигнала сравнения накопленных спектров мощности накоплений с порогом обнаружения при этом накапливаемые статистики во временной и частотной областях сохраняются в блоке памяти накоплений, а блок корреляции выполнен с возможностью поочередной обработки группы отсчетов сигналов в ускоренном времени, коррелируя их с локальными копиями всех сигналов, при этом пакетная память выполнена с возможностью хранения порции входных отсчетов сигналов в течение времени, требуемого для корреляционной обработки всех требуемых навигационных спутников нескольких глобальных навигационных спутниковых систем, при этом результаты корреляционной обработки порций сигнальных отсчетов хранятся в памяти накоплений и повторно используются при возобновлении обработки тех же сигналов.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution, the output signal of the correlation block is the correlation integrals of the signal-noise mixture and the expected signal copy accumulated over a certain time, while the frequency processing block is capable of accumulating statistics of the correlation integrals of the signal-noise mixture and the expected signal copy, converts the sequences accumulated statistics in the power spectra of accumulations, and, in the detection mode of a signal for comparing the accumulated spectra of power of accumulations with p In this case, the accumulated statistics in the time and frequency domains are stored in the accumulation memory block, and the correlation block is capable of processing the group of signal samples in accelerated time, correlating them with local copies of all signals, while the packet memory is configured to store a portion of the input samples of signals during the time required for the correlation processing of all the required navigation satellites of several global navigation satellite systems, etc. The results of the correlation processing portions signal samples stored in memory savings and reused when resuming processing the same signals.

В частном случае реализации заявленного технического решения управление всеми цифровыми блоками приемника и цифровая обработка накоплений, запомненных в блоке памяти накоплений, а также внешний информационный обмен производятся процессором с блоком памяти и интерфейсными блоками.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution, the control of all the digital blocks of the receiver and the digital processing of the accumulations stored in the memory unit of the accumulations, as well as the external information exchange are carried out by the processor with the memory unit and interface units.

В частном случае реализации заявленного технического решения пакетная память выполнена с возможностью сохранения сигналов с частотой дискретизации равной 9 МГц, что соответствует 16-кратной величине разноса частот сигналов ГНСС ГЛОНАСС, а пакетный тьюнер выполнен с возможностью поворота фаз последовательных комплексных отсчетов сигнального пакета на величины, кратные 1/16 фазового цикла.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution, the packet memory is capable of storing signals with a sampling frequency of 9 MHz, which corresponds to a 16-fold magnitude of the frequency spacing of the GNSS GLONASS signals, and the packet tuner is configured to rotate the phases of sequential complex samples of the signal packet by multiples of 1/16 phase cycle.

В частном случае реализации заявленного технического решения пакетная память выполнена с возможностью сохранения сигналов с частотой дискретизации равной 4.5 МГц, что соответствует 8-кратной величине разноса частот сигналов ГНСС ГЛОНАСС, а пакетный тьюнер выполнен с возможностью поворота фаз последовательных комплексных отсчетов сигнального пакета на величины, кратные 1/8 фазового цикла.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution, the packet memory is capable of storing signals with a sampling frequency of 4.5 MHz, which corresponds to an 8-fold magnitude of the frequency spacing of the GNSS GLONASS signals, and the packet tuner is configured to rotate the phases of sequential complex samples of the signal packet by multiples of 1/8 phase cycle.

В частном случае реализации заявленного технического решения блок частотного анализа включает в себя последовательно соединенные комплексный умножитель, сумматор накоплений, буферный регистр накоплений, блок быстрого преобразования Фурье, блок накопления мощностей и пороговое устройство, при этом второй вход сумматора накоплений соединен с выходом буферного регистра накоплений, и, после заполнения буферного регистра накоплений последовательностью накоплений от первого из плеч блока корреляции, соответствующей первому антенному элементу блока антенного, на комплексный умножитель подается величина угла предвычисленной в процессоре разности фаз между первым и вторым антенными элементами блока антенного; вторая последовательность накоплений от второго из плеч блока корреляции довернутая в комплексном умножителе на величину разности фаз суммируется с первой последовательностью в сумматоре накоплений и вновь помещается в буферный регистр накоплений; цикл доворота фаз и суммирования повторяется для всех последовательностей накоплений от всех плеч блока корреляции, после чего запускается обработка суммарной последовательности блоками быстрого преобразования Фурье, накопления мощностей и пороговым устройством.In the particular case of the implementation of the claimed technical solution, the frequency analysis unit includes a series-connected complex multiplier, an accumulation accumulator, a buffer accumulation register, a fast Fourier transform unit, a power storage unit and a threshold device, while the second input of the accumulation accumulator is connected to the output of the accumulation buffer register, and, after filling the buffer register of accumulations with a sequence of accumulations from the first of the shoulders of the correlation block corresponding to the first antenna ementu antenna unit, supplied to the complex multiplier angle precalculated value in the phase difference between the first processor and the second antenna elements of the antenna unit; the second sequence of accumulations from the second of the shoulders of the correlation block entrusted in the complex multiplier by the amount of the phase difference is summed with the first sequence in the accumulator adder and again placed in the buffer register of accumulations; the phase reversal and summation cycle is repeated for all sequences of accumulations from all shoulders of the correlation block, after which the processing of the total sequence by blocks of fast Fourier transform, power accumulation, and a threshold device is started.

Краткое описание чертежейBrief Description of the Drawings

Детали, признаки, а также преимущества настоящего изобретения следуют из нижеследующего описания вариантов реализации заявленного технического решения с использованием чертежей, на которых показано:Details, features, and advantages of the present invention follow from the following description of embodiments of the claimed technical solution using the drawings, which show:

Фиг. 1 - представлена блок-схема примера реализации высокочувствительного приемника ГНСС, характеризующего предшествующий уровень техники.FIG. 1 is a block diagram of an example implementation of a highly sensitive GNSS receiver characterizing the prior art.

Фиг. 2 - представлена блок-схема высокочувствительного мультисистемного приемника ГНСС, реализованная в соответствии с предлагаемым изобретением.FIG. 2 - presents a block diagram of a highly sensitive multisystem GNSS receiver, implemented in accordance with the invention.

Фиг. 3 - представлена функциональная схема реализации антенного блока и блока уплотнения сигналов согласно предлагаемому изобретению.FIG. 3 - presents a functional diagram of the implementation of the antenna unit and the signal compression unit according to the invention.

Фиг. 4 - представлена функциональная схема реализации цифрового преобразователя частоты согласно предлагаемому изобретению.FIG. 4 - presents a functional diagram of a digital frequency converter according to the invention.

Фиг. 5 - иллюстрируется принцип поворота фазы квантованных на четыре уровня отсчетов сигнала, представляемого координатами квадратурных I и Q точек на условной фазовой плоскости.FIG. 5 - illustrates the principle of phase rotation of the quantized at four levels of samples of the signal represented by the coordinates of the quadrature I and Q points on the conditional phase plane.

Фиг. 6 - представлена функциональная схема реализации пакетного тюнера частотного разделения сигналов согласно предлагаемому изобретению.FIG. 6 is a functional diagram of an implementation of a packet tuner of frequency separation of signals according to the invention.

Фиг. 7 - представлена функциональная схема примера реализации 8-отсчетного блока поворота фазы для пакетного тюнера согласно предлагаемому изобретению.FIG. 7 is a functional diagram of an example implementation of an 8-read phase rotation unit for a packet tuner according to the invention.

Фиг. 8 - представлена функциональная схема реализации блока корреляции согласно предлагаемому изобретению.FIG. 8 is a functional diagram of the implementation of the correlation block according to the invention.

Фиг. 9 - представлена функциональная схема реализации генератора кода согласно предлагаемому изобретениюFIG. 9 is a functional diagram of a code generator according to the invention.

Фиг. 10 - представлена функциональная схема реализации блока частотного анализа согласно предлагаемому изобретению.FIG. 10 is a functional diagram of an implementation of a frequency analysis block according to the invention.

На фигурах обозначены следующие позиции:The following positions are indicated in the figures:

1 - антенные элементы; 2 - радиочастотный преобразователь; 3 - генератор опорной частоты; 4 - цифровой преобразователь частоты; 5 - пакетная память сигнала; 6 - блок корреляции; 7 - блок частотного анализа; 8 - блок памяти накоплений; 9 - процессор с блоком памяти и интерфейсными блоками; 10 - интерфейс данных; 11 - «выход генератора опорной частоты»»; 12 - цифровая шина данных; 13 - цифровые отсчеты сигналов; 14 - отсчеты; 15 - пакет отсчетов; 16 - выход блока корреляции; 21 - антенный блок,22 - радиочастотный преобразователь (РЧП); 23 - блок уплотнения сигналов; 24 - цифровой преобразователь частоты (ЦПЧ); 25 - пакетная память сигналов; 26 - блок корреляции; 27 - генератор кодов разуплотнения; 28 - пакетный тюнер; 29 - выходные сигналы антенных элементов; 30 - «выход блока уплотнения сигналов»»; 31 - «преобразованные в цифровую форму выборки смеси сигналов и шума на ПЧ»; 32 - «отфильтрованные сигналы на нулевой частоте»; 33 - пакеты отсчетов; 34 - довернутые по фазе пакеты отсчетов; 35 - второй вход блока уплотнения сигналов; 36 - коды разуплотнения; 37 - второй выход пакетной памяти сигналов; 38 - блок частотного анализа; 39 - фазовращатели; 40 - СВЧ коммутаторы; 41 - генератор ортогональных кодов; 42 - СВЧ сумматор; 43 - цифровые смесители; 44 - генераторами ПЧ; 45 - конечная импульсная характеристика (КИХ); 46 - блоки ресамплер; 47 - квантователь; 49 - блок частотного анализа; 50 - набор управляющих констант; 51 - фаза; 52 - управляющая константа; 53 - блок; 54 - блок; 55 - блок; 56 - дополнительный двоичный код; 60 - смеситель кода; 62 - смеситель несущей плеч; 63 - квадратурный накопитель; 64 - демодулятор; 65 - генератора кода; 66 - генератор частоты кода; 67 - генератора несущей; 68 - выходы генератора кода 65; 69 - Целосимвольное значение фазы (69) кода;; 70 - Дробное значение фазы (70) символа кода; 71 - генератор пакета кодовых символов; 72 - мультиплексор отсчетов кода; 73 - пакеты отсчетов кода; 75 -комплексный умножитель; 76 - сумматор накоплений; 77 - буферный регистр накоплений; 78 - блок БПФ; 79 - блок накопления мощностей; 80 - пороговое устройство.1 - antenna elements; 2 - radio frequency converter; 3 - reference frequency generator; 4 - digital frequency converter; 5 - packet signal memory; 6 - correlation block; 7 - block frequency analysis; 8 - accumulation memory block; 9 - processor with a memory block and interface blocks; 10 - data interface; 11 - "output of the reference frequency generator" "; 12 - digital data bus; 13 - digital samples of signals; 14 - readings; 15 - sample packet; 16 - output of the correlation block; 21 - antenna unit, 22 - radio frequency converter (RFP); 23 - signal compression unit; 24 - a digital frequency converter (DPC); 25 - packet memory signals; 26 - correlation unit; 27 - decompression code generator; 28 - packet tuner; 29 - output signals of antenna elements; 30 - “output of the signal compression block” ”; 31 - “digitized samples of the mixture of signals and noise on the inverter”; 32 - "filtered signals at zero frequency"; 33 - sample packets; 34 - phase-verified sample packets; 35 - the second input of the signal compression block; 36 - decompression codes; 37 - the second output of packet signal memory; 38 - block frequency analysis; 39 - phase shifters; 40 - microwave switches; 41 - generator of orthogonal codes; 42 - microwave adder; 43 - digital mixers; 44 - IF generators; 45 - final impulse response (FIR); 46 - resampler blocks; 47 - quantizer; 49 - block frequency analysis; 50 - a set of control constants; 51 - phase; 52 - control constant; 53 - block; 54 - block; 55 - block; 56 - additional binary code; 60 - code mixer; 62 - mixer bearing shoulders; 63 - quadrature drive; 64 - demodulator; 65 - code generator; 66 - code frequency generator; 67 - carrier generator; 68 - outputs of the code generator 65; 69 - the integer character phase value (69) of the code ;; 70 - Fractional value of the phase (70) of the code symbol; 71 - code symbol packet generator; 72 - code samples multiplexer; 73 - packets of code samples; 75-complex multiplier; 76 - accumulator; 77 - buffer register of accumulations; 78 - block FFT; 79 - power storage unit; 80 is a threshold device.

Раскрытие изобретенияDisclosure of invention

Сущность изобретения заключается в том, что приемник ГНСС состоит из последовательно соединенных антенного блока, блока уплотнения сигналов, аналогового радиочастотного преобразователя (РЧП), цифрового преобразователя частоты (ЦПЧ), пакетной памяти сигнала, пакетного тьюнера, блока корреляции и блока частотного анализа, а также генератора опорной частоты, выход которого соединен со входом опорной частоты радиочастотного преобразователя; блока памяти накоплений, вход которого соединен с выходом блока корреляции и входом и выходом блока частотного анализа; процессора с блоком памяти и интерфейсными блоками, вход/выход которого соединен с входом/выходом блока корреляции, блока частотного анализа и блока памяти накоплений цифровой шиной данных; второй вход блока корреляции соединен со вторым выходом пакетной памяти сигналов через генератор кодов разуплотнения; третий выход пакетной памяти сигналов соединен со вторым входом блока уплотнения сигналов; второй вход/выход процессора является внешним информационным входом/выходом приемника.The essence of the invention lies in the fact that the GNSS receiver consists of a series-connected antenna unit, a signal compaction unit, an analog radio frequency converter (RFP), a digital frequency converter (DPC), a packet signal memory, a packet tuner, a correlation unit and a frequency analysis unit, as well as the reference frequency generator, the output of which is connected to the input of the reference frequency of the radio frequency converter; an accumulation memory unit, the input of which is connected to the output of the correlation unit and the input and output of the frequency analysis unit; a processor with a memory unit and interface units, the input / output of which is connected to the input / output of the correlation unit, the frequency analysis unit, and the storage memory unit with a digital data bus; the second input of the correlation block is connected to the second output of the packet signal memory through the decompression code generator; the third output of the packet signal memory is connected to the second input of the signal compression unit; The second input / output of the processor is an external information input / output of the receiver.

Антенный блок и РЧП улавливают, усиливают, селектируют (с помощью полосовой фильтрации) сигналы и преобразуют частоту смеси сигналов и шума к удобному значению промежуточной частоты (ПЧ). При этом РЧП использует сигнал от стабильного генератора опорной частоты. Выходными сигналами РЧП служат преобразованные в цифровую форму выборки смеси сигналов и шума на ПЧ.The antenna unit and RFI capture, amplify, select (using band-pass filtering) signals and convert the frequency of the mixture of signals and noise to a convenient value for the intermediate frequency (IF). In this case, the RFI uses a signal from a stable reference frequency generator. The output signals of the RFI are digitally converted samples of the mixture of signals and noise on the IF.

Цифровой преобразователь частоты разделяет сигналы ГНСС, передаваемые в разных частотных поддиапазонах (например, в диапазоне L1: GPS, Galileo, QZSS, IRNSS, а также SBAS - на частоте 1575.42 МГц; Бейдоу - на частоте 1561.098 МГц; ГЛОНАСС -на частотах от 1598.0625 до 1605.375 МГц) и переносит комплексные цифровые отсчеты сигналов ГНСС на нулевую (приблизительно) частоту, осуществляет фильтрацию сигналов ГНСС, согласованную с шириной спектра модуляции сигналов, что позволяет в дальнейшем использовать минимальное значение частоты дискретизации сигналов, и квантует отфильтрованные сигналы, сохраняя число разрядов представления их отсчетов, предназначенное для хранения в пакетной памяти сигналов, которая сохраняет отсчеты сигналов ГНСС - раздельно для каждого из частотных поддиапазонов - в темпе реального времени и воспроизводит их в виде пакетов отсчетов в ускоренном темпе, согласованном с темпом последующей обработки в блоке корреляции. Пакетная память сигналов строится, например, в виде циклических буферов (для каждого из частотных поддиапазонов) на базе запоминающего устройства с произвольным доступом. Блок корреляции осуществляет корреляционную обработку отсчетов смеси сигналов ГНСС с шумом.A digital frequency converter separates GNSS signals transmitted in different frequency subbands (for example, in the L1 band: GPS, Galileo, QZSS, IRNSS, and SBAS - at a frequency of 1575.42 MHz; Beidou - at a frequency of 1561.098 MHz; GLONASS - at frequencies from 1598.0625 to 1605.375 MHz) and transfers complex digital samples of GNSS signals to the zero (approximately) frequency, filters GNSS signals that are consistent with the width of the signal modulation spectrum, which makes it possible to further use the minimum value of the signal sampling frequency, and quantizes the filter Signals, keeping the number of digits of the representation of their samples, intended for storage in the packet memory of the signals, which stores samples of GNSS signals - separately for each of the frequency subbands - in real time tempo and reproduces them in the form of packets of samples at an accelerated tempo, consistent with the rate of the subsequent processing in the correlation block. The packet signal memory is constructed, for example, in the form of cyclic buffers (for each of the frequency subbands) based on a random access memory device. The correlation block performs correlation processing of samples of a mixture of GNSS signals with noise.

Выходным сигналом блока корреляции являются накопленные за известное время корреляционные интегралы смеси сигнала с шумом и ожидаемой копии сигнала. Блок частотной обработки производит дальнейшее накопление статистик корреляционных интегралов смеси сигнала с шумом и ожидаемой копии сигнала, преобразует последовательности накопленных статистик в спектры мощности накоплений, например, с помощью преобразования Фурье, и, в режиме обнаружения сигнала производит сравнение накопленных спектров мощности накоплений с порогом обнаружения. Накапливаемые статистики во временной и частотной областях сохраняются в блоке памяти накоплений. Блок корреляции поочередно обрабатывает группы отсчетов сигналов в ускоренном времени, коррелируя их с локальными копиями всех сигналов. Порции входных отсчетов хранятся в пакетной памяти сигналов в течение времени, требуемого для корреляционной обработки всех требуемых НИСЗ нескольких ГНСС. Результаты корреляционной обработки порций сигнальных отсчетов хранятся в специальной памяти накоплений и повторно используются при возобновлении обработки тех же сигналов. Тем самым, реализуется обработка сигналов блоком корреляции в ускоренном времени так, как будто бы она производилась большим числом виртуальных каналов в реальном времени. Управление всеми цифровыми блоками приемника и цифровая обработка накоплений, запомненных в блоке памяти накоплений, а также внешний информационный обмен производятся процессором с блоком памяти и интерфейсными блоками.The output signal of the correlation block is the correlation integrals of the mixture of the signal with noise and the expected copy of the signal accumulated over a known time. The frequency processing unit further accumulates statistics of the correlation integrals of the signal-to-noise mixture and the expected signal copy, converts the sequences of accumulated statistics into accumulation power spectra, for example, using the Fourier transform, and, in the signal detection mode, compares the accumulated accumulation power spectra with the detection threshold. The accumulated statistics in the time and frequency domains are stored in the accumulation memory block. The correlation unit in turn processes groups of samples of signals in accelerated time, correlating them with local copies of all signals. Portions of input samples are stored in the packet signal memory for the time required for correlation processing of all required GNSS of several GNSS. The results of correlation processing of portions of signal samples are stored in a special accumulation memory and are reused when processing the same signals is resumed. Thus, the signal is processed by the correlation unit in accelerated time as if it were produced by a large number of virtual channels in real time. The control of all the digital blocks of the receiver and the digital processing of the accumulations stored in the memory block of the accumulations, as well as the external information exchange are carried out by the processor with the memory block and interface blocks.

Новизна предлагаемого технического решения заключается в том, что на выходе антенного блока (21), содержащего пространственно разнесенные антенные элементы (1), выходные сигналы элементов подвергаются уплотнению в блоке уплотнения сигналов, то есть, модулируются взаимно ортогональными кодовыми последовательностями и суммируются. Суммарный сигнал усиливается, селектируется, оцифровывается, преобразуется и хранится в виде пакетов отсчетов, проходя через единый тракт, состоящий из радиочастотного преобразователя, цифрового преобразователя сигналов, пакетной памяти сигналов и пакетного тюнера. При этом число линеек тракта блоков цифрового преобразователя сигналов и пакетной памяти сигналов равно числу частотных поддиапазонов мультисистемной ГНСС. Единственность тракта обработки уплотненных сигналов антенных элементов обеспечивает экономию оборудования для построения приемника ГНСС. Пакеты отсчетов сигналов с выхода пакетного тюнера в блоке корреляции проходят демодуляцию кодовыми последовательностями, поступающими из генератора кодов разуплотнения, соответствующими использованным в блоке уплотнения сигналов для того или иного антенного элемента, чтобы в текущем цикле цифровой обработки сигнала выбирать в качестве входных пакеты отсчетов сигнала с требуемых антенных элементов. Работа блока уплотнения сигналов синхронизирована с темпом записи пакетов сигнальных отсчетов в пакетную память сигналов, а работа генератора кодов разуплотнения синхронизирована с темпом чтения пакетов сигнальных отсчетов из пакетной памяти сигналов.The novelty of the proposed technical solution lies in the fact that at the output of the antenna unit (21) containing spatially separated antenna elements (1), the output signals of the elements are compressed in the signal compression block, that is, they are modulated by mutually orthogonal code sequences and summed. The total signal is amplified, selected, digitized, converted and stored as packets of samples, passing through a single path consisting of a radio frequency converter, a digital signal converter, a packet signal memory and a packet tuner. In this case, the number of line paths of the blocks of the digital signal converter and packet signal memory is equal to the number of frequency subbands of the multisystem GNSS. The uniqueness of the processing path of the compressed signals of the antenna elements provides equipment savings for the construction of a GNSS receiver. Packets of signal samples from the output of the packet tuner in the correlation block are demodulated with code sequences coming from the decompression code generator corresponding to those used in the signal compression block for one or another antenna element, so that in the current cycle of digital signal processing the signal samples from the required antenna elements. The operation of the signal compaction unit is synchronized with the rate of recording packets of signal samples into the packet signal memory, and the operation of the decompression code generator is synchronized with the rate of reading packets of signal samples from the packet signal memory.

Другая составляющая новизны предлагаемого технического решения заключается в том, что между первым выходом пакетной памяти сигналов и входом блока корреляции включен цифровой пакетный тюнер, преобразующий частоты несущих колебаний сигналов ГЛОНАСС к близким к нулю значениям. Предложенный специальный выбор частоты дискретизации квантованных сигналов ГЛОНАСС обеспечивает простую цифровую реализацию пакетного тюнера и сохраняет простое построение блока корреляции при пакетной цифровой обработке сигналов ГНСС ГЛОНАСС с частотным разделением сигналов.Another component of the novelty of the proposed technical solution is that between the first output of the packet signal memory and the input of the correlation block, a digital packet tuner is turned on, which converts the carrier frequencies of the GLONASS signals to values close to zero. The proposed special choice of the sampling frequency of the quantized GLONASS signals provides a simple digital implementation of the packet tuner and saves the simple construction of the correlation block during the packet digital processing of GNSS GLONASS signals with frequency separation of signals.

Предлагаемый высокочувствительный приемник сигналов ГНСС в предпочтительной реализации включает в себя (фиг. 2) последовательно соединенные антенный блок (21), блок уплотнения сигналов (23), радиочастотный преобразователь (РЧП) (22), цифровой преобразователь частоты (ЦПЧ) (24), пакетная память сигналов (25), пакетный тюнер (28), блок корреляции (26) и блок частотного анализа (38), а также генератор опорной частоты (3), выход (11) которого соединен со входом опорной частоты радиочастотного преобразователя (22); блок памяти накоплений (8), вход которого соединен с выходом (16) блока корреляции (26) и входом и выходом блока частотного анализа (38); процессор с блоком памяти и интерфейсными блоками (9), вход/выход которого соединен с входом/выходом блока корреляции (26), блока частотного анализа (38) и блока памяти накоплений (8) цифровой шиной данных (12); второй вход блока корреляции (36) соединен со вторым выходом (37) пакетной памяти сигналов (25) через генератор кодов разуплотнения (27); второй вход (35) блока уплотнения сигналов (23) соединен с третьим выходом пакетной памяти сигналов (25), а второй вход/выход процессора (9) является внешним информационным входом/выходом (10) приемника.The proposed highly sensitive GNSS signal receiver in a preferred implementation includes (Fig. 2) a series-connected antenna unit (21), a signal compression unit (23), a radio frequency converter (RFI) (22), a digital frequency converter (DPC) (24), packet signal memory (25), packet tuner (28), correlation block (26) and frequency analysis block (38), as well as a reference frequency generator (3), the output (11) of which is connected to the reference frequency input of the radio frequency converter (22) ; an accumulation memory unit (8), the input of which is connected to the output (16) of the correlation unit (26) and the input and output of the frequency analysis unit (38); a processor with a memory unit and interface units (9), the input / output of which is connected to the input / output of the correlation unit (26), the frequency analysis unit (38) and the accumulation memory unit (8) with a digital data bus (12); the second input of the correlation unit (36) is connected to the second output (37) of the packet signal memory (25) through the decompression code generator (27); the second input (35) of the signal compaction unit (23) is connected to the third output of the packet signal memory (25), and the second input / output of the processor (9) is an external information input / output (10) of the receiver.

Антенный блок (21) в предпочтительном варианте реализации (смотри фиг. 3) состоит из N антенных элементов (1), предпочтительно, имеющих на выходе малошумящие усилители. Выходные сигналы (29) антенных элементов поступают на входы блока уплотнения сигналов (23), предпочтительный вариант построения которого, также, представлен на фиг. 3. В блоке уплотнения сигналов (23) сигналы от антенных элементов подвергаются фазовой манипуляции кодами уплотнения. Генератор ортогональных кодов (41) формирует ансамбль взаимно ортогональных кодовых последовательностей, предпочтительно, кодов Уолша.The antenna unit (21) in a preferred embodiment (see FIG. 3) consists of N antenna elements (1), preferably having low noise amplifiers at the output. The output signals (29) of the antenna elements are fed to the inputs of the signal compression unit (23), the preferred embodiment of which is also shown in FIG. 3. In the signal compression block (23), signals from the antenna elements undergo phase manipulation of the compression codes. The orthogonal code generator (41) forms an ensemble of mutually orthogonal code sequences, preferably Walsh codes.

Сигналы (29) от антенных элементов (1), проходя через фазовращатели (39), приобретают фазовый сдвиг 180°. СВЧ коммутаторы (40), в зависимости от поступающих на них значений кодов уплотнения, пропускают сигналы (29) от антенных элементов (1) либо с первоначальной, либо с перевернутой фазой на входы СВЧ сумматора (42), выход которого является выходом (30) блока уплотнения сигналов (23). Фазовращатели (39) и СВЧ сумматор (42) на радиочастоте ГНСС в предпочтительном варианте могут исполняться в виде микрополосковых структур на диэлектрической подложке. В качестве СВЧ коммутаторов (40) могут использоваться, например, PIN-диоды. Генератор ортогональных кодов (41) реализуется на элементах цифровой схемотехники и его работа синхронизируется с моментами записи в пакетную память сигналов (25) через вход (35).The signals (29) from the antenna elements (1), passing through the phase shifters (39), acquire a phase shift of 180 °. Microwave switches (40), depending on the values of the compression codes received, pass signals (29) from the antenna elements (1) with either the initial or inverted phase to the inputs of the microwave adder (42), the output of which is the output (30) signal compaction unit (23). Phase shifters (39) and a microwave adder (42) at the GNSS radio frequency in the preferred embodiment can be implemented as microstrip structures on a dielectric substrate. As microwave switches (40), for example, PIN diodes can be used. The orthogonal code generator (41) is implemented on the elements of digital circuitry and its operation is synchronized with the moments of recording signals in the packet memory (25) through the input (35).

Результирующий сигнал с выхода (30) блока уплотнения сигналов (23) в радиочастотном преобразователе (22) усиливается, селектируются (с помощью полосовой фильтрации) и преобразуется к удобному значению промежуточной частоты (ПЧ), При этом РЧП (22) использует выход (11) генератора опорной частоты (3). Выходными сигналами РЧП (22) служат преобразованные в цифровую форму выборки (31) смеси сигналов и шума на ПЧ. В мультисистемном приемнике ГНСС в качестве РЧП 22 может использоваться как единственный широкополосный РЧП, так и отдельные узкополосные РЧП по числу частотных поддиапазонов ГНСС. Частота дискретизации преобразованных в цифровую форму выборок (31) смеси сигналов и шума на ПЧ согласована с шириной спектра сигналов.The resulting signal from the output (30) of the signal compaction unit (23) in the RF converter (22) is amplified, selected (using band pass filtering) and converted to a convenient value of the intermediate frequency (IF), while the RFI (22) uses the output (11) reference frequency generator (3). The output signals of the RFI (22) are digitally converted samples (31) of the mixture of signals and noise on the IF. In a multisystem GNSS receiver, as a RFI 22, both a single wideband RFI and individual narrowband RFIs in terms of the number of GNSS frequency subbands can be used. The sampling rate of the digitized samples (31) of the signal and noise mixture at the IF is consistent with the signal spectrum width.

Цифровой преобразователь частоты (ЦПЧ) (24) разделяет сигналы ГНСС, передаваемые в разных частотных поддиапазонах (например, в диапазоне L1: GPS, Galileo, QZSS, IRNSS, а также SBAS - на частоте 1575.42 МГц; Бейдоу - на частоте 1561.098 МГц; ГЛОНАСС - на частотах от 1598.0625 до 1605.375 МГц) и переносит комплексные преобразованные в цифровую форму выборки (31) на ПЧ смеси сигналов и шума на нулевую (приблизительно) частоту, осуществляет фильтрацию сигналов ГНСС, согласованную с шириной спектра модуляции сигналов, что позволяет в дальнейшем использовать минимальное значение частоты дискретизации сигналов, и квантует отфильтрованные сигналы (32) на нулевой частоте, сохраняя число разрядов представления их отсчетов, предназначенное для хранения в блоке пакетной памяти сигналов (25).A digital frequency converter (DPC) (24) separates GNSS signals transmitted in different frequency subbands (for example, in the L1 band: GPS, Galileo, QZSS, IRNSS, and SBAS - at a frequency of 1575.42 MHz; Beidou - at a frequency of 1561.098 MHz; GLONASS - at frequencies from 1598.0625 to 1605.375 MHz) and transfers complex digitalized samples (31) to the IF of the signal and noise mixture to the zero (approximately) frequency, filters GNSS signals consistent with the width of the signal modulation spectrum, which allows further use minimum hour sampling rates of the signals, and quantizes the filtered signals (32) at the zero frequency, while maintaining the number of bits of the representation of their samples, intended for storage in the block of packet memory signals (25).

В предпочтительной реализации (смотри фиг.4), цифровой преобразователь частоты (24) состоит из линеек преобразования по числу частотных поддиапазонов ГНСС. Выборки (31) смеси сигналов и шума на ПЧ цифровыми смесителями (43) переносятся на частоту, близкую к нулевой. Гетеродинные сигналы формируются генераторами ПЧ (44), реализованными на схемотехнике широко распространенных цифровых модуляторов частоты.In a preferred implementation (see FIG. 4), the digital frequency converter (24) consists of conversion bars according to the number of GNSS frequency subbands. Samples (31) of the mixture of signals and noise on the inverter by digital mixers (43) are transferred to a frequency close to zero. Heterodyne signals are generated by IF generators (44), implemented on the circuitry of widely used digital frequency modulators.

На частоте, близкой к нулевой, сигналы ограничиваются по ширине спектра цифровыми фильтрами нижних частот (ФНЧ) с конечной импульсной характеристикой (КИХ) (45).At a frequency close to zero, the signals are limited by the width of the spectrum by digital low-pass filters (LPFs) with a finite impulse response (FIR) (45).

В блоках ресамплер (46) частота дискретизации сигнальных отсчетов понижается до согласованной с их спектром после ФНЧ КИХ (45) с целью сокращения потребного объема пакетной памяти сигналов (25). Ресамплер (46) предпочтительно строится на основе интерполяции сигнальных отсчетов. В ФНЧ КИХ (45) и ресамплере (46) ведется обработка многоразрядных отсчетов сигнала. Квантователь (47) с целью сокращения потребного объема пакетной памяти сигналов (25) производит ограничение числа разрядов отфильтрованных сигналов (32) на нулевой частоте. В предпочтительных вариантах реализации разрядность отфильтрованных сигналов (32) на нулевой частоте составляет один или два разряда.In the blocks of the resampler (46), the sampling frequency of the signal samples is reduced to a spectrum that is consistent with their spectrum after the LPF FIR (45) in order to reduce the required amount of packet signal memory (25). The resampler (46) is preferably constructed based on the interpolation of the signal samples. The FIR low-pass filter (45) and the resampler (46) process multi-bit samples of the signal. The quantizer (47) in order to reduce the required volume of the packet signal memory (25) limits the number of bits of the filtered signals (32) at zero frequency. In preferred embodiments, the resolution of the filtered signals (32) at zero frequency is one or two bits.

В другом предпочтительном варианте реализации ЦПЧ (24), вместо одной линейки преобразования сигналов ГНСС ГЛОНАСС, имеющих суммарную ширину спектра (считая по первому нулю спектра поднесущей М-последовательности) сигналов на четырнадцати частотах порядка 8.3 МГц, могут использоваться, например, две линейки с центральной настройкой на частоты -4 и +3, соответственно, и шириной полосы каждой из двух линеек порядка 4.4 МГц. Первая линейка предназначена для приема сигналов ГНСС ГЛОНАСС с номерами -7 … -1, а вторая - для приема сигналов с номерами 0 … +6.In another preferred embodiment, the implementation of the DSP (24), instead of one line of conversion of GNSS GLONASS signals having a total spectrum width (counting the first zero of the spectrum of the M-sequence subcarrier) of signals at fourteen frequencies of the order of 8.3 MHz, for example, two lines with a central tuning to frequencies -4 and +3, respectively, and the bandwidth of each of the two lines is about 4.4 MHz. The first line is designed to receive GNSS GLONASS signals with numbers -7 ... -1, and the second one is for receiving signals with numbers 0 ... +6.

Пакетная память сигналов (25) сохраняет отсчеты отфильтрованных сигналов (32) на нулевой частоте - раздельно для каждого из частотных поддиапазонов ГНСС - в темпе реального времени и воспроизводит их в виде пакетов отсчетов (33) в ускоренном темпе, равном темпу последующей обработки в пакетном тюнере (28) и блоке корреляции (26). Пакетная память сигналов (25) в предпочтительном варианте реализации строится в виде циклических буферов (для каждого из частотных поддиапазонов) на базе ЗУ с произвольным доступом.The packet signal memory (25) stores the samples of the filtered signals (32) at zero frequency - separately for each of the GNSS frequency subbands - in real time tempo and reproduces them in the form of packet samples (33) at an accelerated tempo equal to the rate of subsequent processing in the packet tuner (28) and the correlation block (26). The packet signal memory (25) in the preferred embodiment is constructed in the form of cyclic buffers (for each of the frequency subbands) based on a random access memory.

Размер пакета отсчетов может достигать - с учетом удобных для реализации ЗУ размеров, кратных степеням двойки - шестидесяти четырех, ста двадцати восьми, и более пар квадратурных I и Q отсчетов отфильтрованных сигналов (32) на нулевой частоте. Разрядность пакетов отсчетов, хранимых в пакетной памяти сигналов (25), выбирается на основе компромисса между объемом оборудования, потребного для хранения отсчетов с большой разрядностью, и потерями корреляционной обработки сигналов, возникающими при использовании малоразрядных отсчетов сигналов. На практике, наиболее употребительными для хранения отфильтрованных сигналов (32) на нулевой частоте являются длины один или два разряда, которые вызывают потери в отношении сигнал/шум при корреляционной обработке порядка 1.5 дБ и 0.5 дБ, соответственно.The size of the packet of samples can reach - taking into account the sizes convenient for implementing the memory, which are multiples of the powers of two - sixty-four, one hundred twenty-eight, or more pairs of quadrature I and Q samples of filtered signals (32) at zero frequency. The bit depth of the samples packets stored in the packet signal memory (25) is selected on the basis of a compromise between the amount of equipment required to store samples with high bit depth and the loss of correlation signal processing that occurs when using low-bit signal samples. In practice, the lengths of one or two bits that cause losses in the signal-to-noise ratio during correlation processing of the order of 1.5 dB and 0.5 dB, respectively, are the most common for storing filtered signals (32) at zero frequency.

В другом варианте реализации пакетная память сигналов (25) может строиться в виде парных банков памяти, поочередно подключаемых на запись пакетов отсчетов отфильтрованных сигналов (32) на нулевой частоте в реальном времени и чтение пакетов отсчетов (33) в ускоренном времени. Синхросигнал (35) пакетной памяти отсчетов (25), соответствующий началу записи пакета отсчетов, поступает в блок уплотнения сигналов (23), где, с учетом времени задержки в тракте обработки РЧП (22) и ЦПЧ (24), используется для привязки фазы кодов уплотнения к границам пакетов сигнала, записываемых в пакетную память сигналов (25), с целью упрощения последующего разуплотнения сигналов в процессе корреляционной обработки.In another embodiment, the packet signal memory (25) can be constructed in the form of paired memory banks that are alternately connected to record packets of samples of filtered signals (32) at zero frequency in real time and read sample packets (33) in accelerated time. The clock signal (35) of the packet sample memory (25), corresponding to the beginning of the recording of the packet of samples, enters the signal compaction unit (23), where, taking into account the delay time in the processing path of the RFI (22) and the CPU (24), it is used to bind the phase of the codes compaction to the boundaries of the signal packets recorded in the packet signal memory (25), in order to simplify the subsequent decompression of the signals during the correlation processing.

Функция генератора кодов разуплотнения (27), с учетом привязки фазы кодов уплотнения к границам пакетов отфильтрованных сигналов на нулевой частоте (32) и, соответственно, пакетов отсчетов (33), сводится к хранению и выдаче в блок корреляции (26) констант (36), описывающих уплотняющие кодовые последовательности. В предпочтительном варианте реализации, генератор кодов разуплотнения (27) строится на базе постоянного запоминающего устройства, считывание из которого синхронизировано сигналом (37) считывания пакетов отсчетов (33) из пакетной памяти сигналов (25).The function of the decompression code generator (27), taking into account the binding of the phase of the compression codes to the boundaries of the packets of filtered signals at zero frequency (32) and, accordingly, the sample packets (33), is reduced to storing and outputting to the correlation block (26) constants (36) describing condensing code sequences. In a preferred embodiment, the decompression code generator (27) is constructed on the basis of read-only memory, the reading from which is synchronized with the signal (37) for reading the packets of samples (33) from the packet signal memory (25).

Использование в составе предлагаемого изобретения комбинации блока уплотнения сигналов (23) и генератора кодов разуплотнения (27) с окончательным разуплотнением сигналов в процессе корреляционной обработки позволяет осуществить обработку сигналов от множества разнесенных антенных элементов (1) в единственном тракте РЧП (22), ЦПЧ (24), пакетная память сигналов (25) и пакетный тьюнер (28), что сокращает объем используемого оборудования.The use of a combination of a signal compression unit (23) and a decompression code generator (27) with the final signal decompression during correlation processing as part of the present invention allows the processing of signals from a plurality of spaced antenna elements (1) in a single RFI path (22), CPC (24 ), packet signal memory (25) and packet tuner (28), which reduces the amount of equipment used.

В предпочтительном варианте построения пакетного тюнера (28) малоразрядных квадратурных отсчетов из пакета отсчетов (33) сигналов ГНСС, используется согласованный поворот фазы последовательных пар I и Q отсчетов сигналов из пакета отсчетов (33) на угол, соответствующий изменению фазы под действием частоты смещения настройки. Требуемые значения смещения частоты настройки соответствуют принятому в ГНСС ГЛОНАСС шагу расстройки частотного разделения, равному 0.5625 МГц=9/16 МГц.In the preferred embodiment of constructing a packet tuner (28) of low-bit quadrature samples from the GNSS signals sample packet (33), a coordinated phase rotation of successive pairs of I and Q signal samples from the sample packet (33) is used by an angle corresponding to the phase change under the influence of the tuning bias frequency. The required tuning frequency offset values correspond to the frequency separation mismatch step adopted by GNSS GLONASS, equal to 0.5625 MHz = 9/16 MHz.

При выборе частоты дискретизации сигналов ГЛОНАСС, равной, например, 9 МГц, смещению номера частоты настройки пакетного тюнера (28) на единицу соответствует доворот фазы каждой последующей пары I и Q отсчетов сигналов из пакета отсчетов (33) на угол 1/16 цикла, то есть, 22.5°. Аналогично, при выборе частоты дискретизации, равной 4.5 МГц, доворот фазы каждой последующей пары I и Q отсчетов сигналов из пакета отсчетов (33) должен производиться на угол 1/8 цикла, то есть, 45°.When choosing a sampling frequency of GLONASS signals equal to, for example, 9 MHz, shifting the tuning tuner frequency number (28) by one corresponds to a phase inversion of each subsequent pair of I and Q samples of signals from the sample packet (33) by an angle of 1/16 cycle, then yes, 22.5 °. Similarly, when choosing a sampling frequency of 4.5 MHz, the phase reversal of each subsequent pair of I and Q samples of signals from the sample packet (33) should be made at an angle of 1/8 cycle, that is, 45 °.

Принцип работы пакетного тюнера (28) для случая проквантованных на четыре уровня (разряды MAG и SIGN) сигналов проиллюстрирован на фиг. 5. Пунктирными линиями обозначены уровни квантования I и Q отсчетов: -3, -1, +1, +3. Узлам на пересечении уровней квантования соответствуют шестнадцать возможных значений пар I и Q отсчетов. Отсчеты внешнего «кольца» пронумерованы цифрами от 1 до 12 и обозначены полыми кружками. Отсчеты внутреннего «кольца» пронумерованы цифрами от 1 до 4 и обозначены сплошными кружками. Для использования в качестве значений довернутых по фазе пакетов отсчетов (34), квантуемых на 5 уровней (-3, -1, 0, +1, +3) двоичного дополнительного кода, на фиг. 5 добавлены точки, Х1...Х8 на пересечениях пунктирных линий с нулевыми уровнями осей I и Q.The principle of operation of the packet tuner (28) for the case of signals quantized into four levels (MAG and SIGN bits) of signals is illustrated in FIG. 5. The dashed lines indicate the quantization levels of I and Q samples: -3, -1, +1, +3. The nodes at the intersection of quantization levels correspond to sixteen possible values of pairs of I and Q samples. The counts of the outer “ring” are numbered from 1 to 12 and are indicated by hollow circles. The counts of the inner “ring” are numbered from 1 to 4 and are indicated by solid circles. To use as values of phase-turned packets of samples (34) quantized into 5 levels (-3, -1, 0, +1, +3) of a binary additional code, in FIG. 5 added points, X1 ... X8 at the intersections of dashed lines with zero levels of the axes I and Q.

При частоте дискретизации 4.5 МГц, доворот каждой последующей пары отсчетов на величину кратную 45° приводит к однозначному смещению настройки по частоте в диапазоне ±3 шага частотного разделения сигналов ГНСС ГЛОНАСС. Значения фазовых углов, на которые доворачиваются пары I и Q отсчетов при любой настройке (-3 … +3) на сигнал ГНСС ГЛОНАСС повторяются через восемь отсчетов.At a sampling frequency of 4.5 MHz, an addition of each subsequent pair of samples by a multiple of 45 ° leads to an unambiguous frequency offset in the range of ± 3 steps of the frequency separation of GNSS GLONASS signals. The values of the phase angles at which pairs of I and Q samples are rolled up at any setting (-3 ... +3) to the GNSS GLONASS signal are repeated after eight samples.

Аналогично, при частоте дискретизаци 9.0 МГц, доворот каждой последующей пары I и Q отсчетов на величину кратную 22.5° приводит к однозначному смещению настройки по частоте в диапазоне ±7 шагов частотного разделения сигналов ГНСС ГЛОНАСС, а значения фазовых углов, на которые доворачиваются пары I и Q отсчетов при любой настройке (-7 … +7) на сигнал ГНСС ГЛОНАСС повторяется через шестнадцать отсчетов.Similarly, at a sampling frequency of 9.0 MHz, an addition of each subsequent pair of I and Q samples by a multiple of 22.5 ° leads to an unambiguous frequency shift in the range of ± 7 steps of the frequency separation of GNSS GLONASS signals, and the values of the phase angles by which pairs I and Q samples at any setting (-7 ... +7) to the GNSS GLONASS signal is repeated after sixteen samples.

На фиг. 6 представлена блок-схема предпочтительной реализации пакетного тюнера (28) для случая длины пакета, равной шестидесяти четырем парам входных I и Q отсчетов сигнала из пакета отсчетов (33) при частоте дискретизации 4.5 МГц. Пакетный тюнер (28) содержит 8 идентичных блоков поворота фазы (51), каждый служит для преобразования восьми пар I и Q отсчетов сигнала из пакета отсчетов (33) в пары I и Q довернутых по фазе пакетов отсчетов (34). Фазовые углы поворота для блоков поворота фазы (51) определяются подачей управляющей константы (52) из набора управляющих констант Ai=А…А7 (50). Константа 52 (одна из семи) выбирается в зависимости от требуемого номера частоты 12 относительно центральной частоты поддиапазона (-3, -2, -1, 0, +1, +2, +3) ГНСС ГЛОНАСС.In FIG. 6 is a block diagram of a preferred implementation of a packet tuner (28) for a case of a packet length of sixty-four pairs of input I and Q samples of a signal from a packet of samples (33) at a sampling frequency of 4.5 MHz. The packet tuner (28) contains 8 identical phase rotation blocks (51), each used to convert eight pairs of I and Q samples of the signal from the sample packet (33) into pairs I and Q of phase-packet-switched sample packets (34). The phase rotation angles for the phase rotation blocks (51) are determined by applying the control constant (52) from the set of control constants Ai = A ... A7 (50). The constant 52 (one of seven) is selected depending on the required frequency number 12 relative to the center frequency of the sub-band (-3, -2, -1, 0, +1, +2, +3) GNSS GLONASS.

На фиг. 7 представлена блок-схема предпочтительной реализации блока поворота фазы (51) для случая частоты дискретизации 4.5 МГц. Блок поворота фазы (51) преобразует 8 квадратурных пар отсчетов из пакета отсчетов (33) (Отсчет 0 … Отсчет 7) в пары I и Q отсчетов довернутых по фазе пакетов отсчетов (34) по принципу, проиллюстрированному на фиг. 5. Отсчеты из пакета отсчетов (33) квантованы на четыре уровня с весами -3, -1, +1, +3. Общим для обработки всех восьми отсчетов в блоке поворота фазы (51) является то, что каждый из восьми перед выдачей преобразуется в дополнительный двоичный код (ДДК) со значениями -3, -1, 0, +1, +3, что происходит в блоках преобразования в ДДК (56), на входы которых отсчеты поступают после прохождения через блоки изменения фаз отсчетов, на фиг. 7 обозначенных как Поворот 0°⎪180° (блок 53), Поворот 0°⎪90° (блок 54) и Поворот 0°⎪45° (блок 55). В зависимости от поступающей управляющей константы Ai (сигнал 52), блок (53) Поворот 0°⎪180° либо производит поворот отсчета на 180°, либо сохраняет отсчет неизменным. При избранной кодировке отсчетов из пакета отсчетов (33) поворот отсчета на 180° производится инвертированием разряда SIGN отсчетов I и Q. Аналогично, блок (54) Поворот 0°⎪90° в зависимости от поступающей управляющей константы Ai (сигнал 52), либо производит поворот отсчета на 90°, либо сохраняет отсчет неизменным. При избранной кодировке отсчетов поворот на 90° производится по правилу I = Q, Q = -I. Блок (55) Поворот 0°⎪45° в зависимости от поступающей управляющей константы Ai (сигнал 52), либо производит поворот отсчета на 45°, либо сохраняет отсчет неизменным. Реализация поворота на 45°, предпочтительно, производится табличным путем, имея в виду, что, как это проиллюстрировано на фиг. 5, повороту на 45° соответствует перемещение по внешнему кольцу отсчетов на фазовой плоскости на две позиции с учетом добавленных точек Х1…Х8. Таблица, реализующая блок 54 Поворот 0°⎪45°, может быть совмещена с таблицей, реализующей преобразование в ДДК (56).In FIG. 7 is a block diagram of a preferred implementation of a phase rotation block (51) for the case of a sampling frequency of 4.5 MHz. The phase rotation unit (51) converts 8 quadrature sample pairs from the sample packet (33) (Sample 0 ... Sample 7) into pairs of I and Q samples of phase-packetized sample packets (34), according to the principle illustrated in FIG. 5. Samples from the sample packet (33) are quantized into four levels with weights -3, -1, +1, +3. Common to the processing of all eight samples in the phase rotation block (51) is that each of the eight is converted to an additional binary code (DDK) with the values -3, -1, 0, +1, +3 before issuing, which happens in blocks conversions to the DDK (56), at the inputs of which the samples arrive after passing through the blocks for changing the phases of the samples, in FIG. 7 designated as Turn 0 ° ⎪180 ° (block 53), Turn 0 ° ⎪90 ° (block 54) and Turn 0 ° ⎪45 ° (block 55). Depending on the incoming control constant Ai (signal 52), block (53) Turning 0 ° ⎪180 ° either produces a turn of the reference 180 ° or keeps the reference unchanged. With the selected coding of samples from the sample package (33), the sample is rotated 180 ° by inverting the SIGN bit of the I and Q samples. Similarly, block (54) Rotates 0 ° ⎪90 ° depending on the incoming control constant Ai (signal 52), or turn the reference 90 °, or keeps the count unchanged. With the selected encoding of samples, a 90 ° rotation is performed according to the rule I = Q, Q = -I. Block (55) Turn 0 ° ⎪45 ° depending on the incoming control constant Ai (signal 52), either rotates the reference by 45 °, or keeps the reference unchanged. The implementation of the 45 ° rotation is preferably done in a tabular manner, bearing in mind that, as illustrated in FIG. 5, a rotation of 45 ° corresponds to a movement along the outer ring of readings on the phase plane by two positions, taking into account the added points X1 ... X8. A table that implements block 54 Rotation 0 ° ⎪45 ° can be combined with a table that implements conversion to DDK (56).

Дальнейшее сокращение оборудования блока поворота фазы (51) обусловлено отсутствием необходимости в некоторых из блоков поворота фазы для тех или иных номеров отсчетов.A further reduction in the equipment of the phase rotation block (51) is due to the absence of the need for some of the phase rotation blocks for certain sample numbers.

Отсчет 0 блока поворота фазы (51) не содержит блоков (53), (54) и (55) поворота фазы отсчета. Отсчеты 2 и 6 не содержат блоков (55) поворота фазы отсчета. Отсчет 4 блока поворота фазы (51) не содержит блоков (54) и (55) поворота фазы отсчета.Count 0 of the phase rotation block (51) does not contain blocks (53), (54) and (55) of the rotation of the reference phase. Samples 2 and 6 do not contain blocks (55) of rotation of the phase of reference. Count 4 of the phase rotation block (51) does not contain blocks (54) and (55) of rotation of the reference phase.

Таким образом, благодаря специальному выбору частоты дискретизации сигналов в предлагаемом изобретении удается обеспечить цифровую пакетную обработку сигналов ГНСС ГЛОНАСС с помощью пакетного тюнера (28), построенного на простых логических схемах без использования полноценных смесителей сигналов для каждого из отсчетов пакета, что сокращает объем используемого оборудования.Thus, thanks to a special choice of the sampling frequency of the signals in the present invention, it is possible to provide digital packet processing of GNSS GLONASS signals using a packet tuner (28), built on simple logic circuits without using full-fledged signal mixers for each of the packet samples, which reduces the amount of equipment used.

Блок корреляции (26) осуществляет корреляционную обработку довернутых по фазе пакетов отсчетов (34) смеси сигналов ГНСС с шумом. Выходным сигналом (16) блока корреляции (26) являются накопленные за известное время корреляционные интегралы смеси сигнала с шумом и ожидаемой копии сигнала. Блок частотного анализа (38) производит дальнейшее накопление статистик (16) корреляционных интегралов смеси сигнала с шумом и ожидаемой копии сигнала, преобразует последовательности накопленных статистик в спектры мощности накоплений, например, с помощью преобразования Фурье, и, в режиме обнаружения сигнала производит сравнение накопленных спектров мощности накоплений с порогом обнаружения. Накапливаемые статистики (16) во временной и частотной областях сохраняются в блоке памяти накоплений (8). Блок корреляции поочередно обрабатывает группы довернутых по фазе пакетов отсчетов (34) в ускоренном времени, коррелируя их с локальными копиями всех сигналов. Порции пакетов отсчетов (33) хранятся в пакетной памяти сигналов (25) в течение времени, требуемого для корреляционной обработки всех требуемых НИСЗ нескольких ГНСС. Результаты корреляционной обработки порций сигнальных отсчетов (16) хранятся в специальной памяти накоплений (8) и повторно используются при возобновлении обработки тех же сигналов. Тем самым, реализуется обработка сигналов блоком корреляции (26) в ускоренном времени так, как будто бы она производилась большим числом виртуальных каналов в реальном времени. Управление всеми цифровыми блоками приемника и цифровая обработка накоплений, запомненых в блоке памяти накоплений (8), а также внешний информационный обмен производятся процессором с блоком памяти и интерфейсными блоками (9).The correlation block (26) carries out the correlation processing of phase-turned packets of samples (34) of the mixture of GNSS signals with noise. The output signal (16) of the correlation block (26) are the correlation integrals of the mixture of the signal with noise and the expected copy of the signal accumulated over a known time. The frequency analysis unit (38) further accumulates statistics (16) of the correlation integrals of the signal-to-noise mixture and the expected signal copy, converts the sequences of accumulated statistics into accumulation power spectra, for example, using the Fourier transform, and, in the signal detection mode, compares the accumulated spectra power storage with a detection threshold. The accumulated statistics (16) in the time and frequency domains are stored in the storage memory unit (8). The correlation block sequentially processes the groups of phase-shifted packets of samples (34) in accelerated time, correlating them with local copies of all signals. Portions of sample packets (33) are stored in the packet signal memory (25) for the time required for correlation processing of all required GNSS of several GNSSs. The results of correlation processing of portions of signal samples (16) are stored in a special memory of accumulations (8) and are reused when resuming processing of the same signals. Thus, the signal is processed by the correlation unit (26) in accelerated time as if it were produced by a large number of virtual channels in real time. Management of all digital blocks of the receiver and digital processing of accumulations stored in the accumulation memory block (8), as well as external information exchange are performed by a processor with a memory block and interface blocks (9).

В предпочтительном варианте реализации согласно предлагаемому изобретению блок корреляции (26) состоит (смотри фиг. 8) из единственных генератора частоты кода 66, генератора кода (65), генератора несущей 67, и N плеч корреляции: Плечо 1, Плечо 2, … Плечо N. Число N может совпадать с числом антенных элементов (1) блока антенного (21).In a preferred embodiment according to the invention, the correlation unit (26) consists (see Fig. 8) of a single code frequency generator 66, code generator (65), carrier generator 67, and N correlation arms: Leverage 1, Leverage 2, ... Leverage N The number N may coincide with the number of antenna elements (1) of the antenna unit (21).

Каждое плечо 1…N состоит из последовательно соединенных демодулятора (64), смесителя кода (60), смесителя несущей (62) и квадратурного накопителя (63). Входы смесителей кода (60) всех плеч (Плечо 1, Плечо 2, … Плечо N) являются довернутыми по фазе пакетами отсчетов (34) входной смеси сигналов и шума, прошедшими пакетный тьюнер (28). Выходы (16) квадратурных накопителей (63) являются выходами блока корреляции (26).Each arm 1 ... N consists of a series-connected demodulator (64), a code mixer (60), a carrier mixer (62) and a quadrature drive (63). The inputs of the code mixers (60) of all shoulders (Leverage 1, Leverage 2, ... Leverage N) are phase-turned packets of samples (34) of the input signal-noise mixture that have passed the packet tuner (28). The outputs (16) of the quadrature drives (63) are the outputs of the correlation block (26).

Первые входы демодуляторов (64) плеч соединены с выходами (68) генератора кода (65), а входы смесителей несущей (62) плеч соединены с выходом генератора несущей (67).The first inputs of the shoulder demodulators (64) are connected to the outputs (68) of the code generator (65), and the inputs of the carrier carrier mixers (62) are connected to the output of the carrier generator (67).

Генератор несущей (67) и генератор частоты кода (66) в предпочтительной реализации предлагаемого изобретения выполняются как цифровые модуляторы частоты. Целосимвольное значение фазы (69) кода на начало очередного пакета отсчетов локальной копии сигнала для первого плеча (Плечо 1) с выхода генератора частоты кода (66) поступает на первый вход генератора кода (65) и определяет отрезок символов кода для формирования выходов (68) генератора кода (65).The carrier generator (67) and the code frequency generator (66) in the preferred implementation of the present invention are implemented as digital frequency modulators. The coded symbol value of the phase (69) of the code at the beginning of the next packet of samples of the local copy of the signal for the first shoulder (Leverage 1) from the output of the code frequency generator (66) is supplied to the first input of the code generator (65) and determines the length of the code symbols for generating the outputs (68) code generator (65).

Дробное значение фазы (70) символа кода на начало очередного пакета отсчетов локальной копии сигнала для первого плеча (Плечо 1) с выхода генератора частоты кода (66) поступает на второй вход генератора кода (65) и позволяет для каждого из выходов (68) генератора кода (65) назначить корректный номер символа кода.The fractional value of the phase (70) of the code symbol at the beginning of the next packet of samples of the local copy of the signal for the first shoulder (Leverage 1) from the output of the code frequency generator (66) is supplied to the second input of the code generator (65) and allows for each of the outputs (68) of the generator code (65) assign the correct code character number.

Предпочтительная реализация генератора кода (56)представлена на фиг. 9. Генератор пакета кодовых символов (71) предпочтительно реализован на базе постоянного запоминающего устройства, хранящего все кодовые последовательности сигналов ГНСС, и формирует пакет символов кода в соответствии с целосимвольным значением фазы кода (69) на начало очередного пакета отсчетов локальной копии сигнала для первого плеча (Плечо 1).A preferred implementation of the code generator (56) is shown in FIG. 9. The code symbol packet generator (71) is preferably implemented on the basis of read-only memory storing all GNSS signal code sequences, and generates a code symbol packet in accordance with the integer-code code phase value (69) at the beginning of the next packet of samples of the local signal copy for the first shoulder (Leverage 1).

Мультиплексор отсчетов кода (72) для каждого из генерируемых отсчетов пакета локальной копии сигнала для первого плеча (Плечо 1) выходов (68) генератора кода (65) назначает корректный номер символа кода в соответствии с дробным значением фазы (69) символа кода. Пакеты отсчетов локальной копии сигнала для остальных плеч 2…N выходов (68) генератора кода (65) формируются упрощенно в формирователе N-1 сдвинутых пакетов отсчетов кода 73, то есть, как задержанные на целое число тактов частоты дискретизации.The code sample multiplexer (72) for each of the generated samples of the local copy signal packet for the first arm (Lever 1) of the outputs (68) of the code generator (65) assigns the correct code symbol number in accordance with the fractional value of the phase (69) of the code symbol. Packets of samples of the local copy of the signal for the remaining 2 ... N outputs (68) of the code generator (65) are simplified in the shaper N-1 of shifted packets of code samples 73, that is, as delayed by an integer number of clocks of the sampling frequency.

Вторые входы демодуляторов (64) (см. фиг.8) соединены с выходами генератора кодов разуплотнения (27). Демодуляторы (64), домножая пакеты отсчетов локальной копии сигнала, формируемые генератором кода (65) для того или иного плеча блока корреляции (26), на коды разуплотнения (36), настраивают это плечо (Плечо 1, Плечо 2, … Плечо N) для обработки сигнала от соответствующего антенного элемента (1) блока антенного (21). Возможна реализация двух (как минимум) режимов организации циклов обработки сигналов в блоке корреляции (26).The second inputs of the demodulators (64) (see Fig. 8) are connected to the outputs of the decompression code generator (27). Demodulators (64), multiplying the packets of samples of the local copy of the signal generated by the code generator (65) for one shoulder of the correlation block (26), by decompression codes (36), adjust this shoulder (Leverage 1, Leverage 2, ... Leverage N) to process the signal from the corresponding antenna element (1) of the antenna unit (21). It is possible to implement two (at least) modes of organization of signal processing cycles in the correlation block (26).

В первом - режиме обработки сильного сигнала - плечи (Плечо 1, Плечо 2, … Плечо N) производят корреляционную обработку сигнала от единственного антенного элемента (1) блока антенного (21), коррелируя его с N смещенными по задержке выходами (68) генератора кода (65). Во втором - режиме обработки слабого сигнала - плечи (Плечо 1, Плечо 2, … Плечо N) производят корреляционную обработку сигналов от N антенных элементов (1) блока антенного (21), коррелируя их с одной общей версией выхода (68) генератора кода (65)In the first mode, processing a strong signal, the shoulders (Leverage 1, Leverage 2, ... Leverage N) correlate the signal from a single antenna element (1) of the antenna unit (21), correlating it with N delayed outputs (68) of the code generator (65). In the second - weak signal processing mode - the shoulders (Leverage 1, Leverage 2, ... Leverage N) correlate the processing of signals from N antenna elements (1) of the antenna unit (21), correlating them with one common version of the output (68) of the code generator ( 65)

Реализация анизатропности, или, иначе, направленных свойств антенной системы, то есть диграммообразование цифровой фазированной антенной решетки (ЦАР) в предпочтительной реализации предлагаемого изобретения осуществляется в ходе исполнения программ процессором (9), которые производят взвешенное когерентное суммирование корреляционных накоплений, хранящихся в блоке памяти накоплений, по сигналам от разных элементов (1) блока антенного (21). Такая организация диграммообразования ЦАР может быть вполне приемлемой с точки зрения нагрузки на процессор (9) для режима слежения за сигналами ГНСС, когда длительность когерентных накоплений сравнительно велика и достигает величины длительности информационных символов, например, 20 миллисекунд. В режиме обнаружения слабых сигналов ГНСС длительность когерентных накоплений, обычно, существенно короче и может составлять десятки микросекунд. В этом случае, взвешенное когерентное суммирование корреляционных накоплений должно производиться многократно чаще и программная реализация диграммообразования ЦАР предъявляет высокие требования к производительности процессора (9), что, в ряде случаев, неприемлемо.The implementation of the anisatropy, or, in other words, the directed properties of the antenna system, that is, the digram formation of a digital phased antenna array (CAR) in the preferred implementation of the invention is carried out during the execution of programs by the processor (9), which produce a weighted coherent summation of the correlation accumulations stored in the storage memory unit , according to signals from different elements (1) of the antenna unit (21). Such an organization of CAR digram formation can be quite acceptable from the point of view of processor load (9) for the GNSS signals tracking mode, when the duration of coherent accumulations is relatively long and reaches a value of information symbol durations, for example, 20 milliseconds. In the mode of detecting weak GNSS signals, the duration of coherent accumulations is usually much shorter and can be tens of microseconds. In this case, the weighted coherent summation of the correlation accumulations should be made many times more often and the software implementation of CAR digram formation places high demands on processor performance (9), which, in some cases, is unacceptable.

В другой предпочтительной реализации предлагаемого изобретения для диграммообразования ЦАР используется аппаратная поддержка ресурсами блока частотного анализа (38), устройство которого представлено на фиг. 10. Блок частотного анализа (38) включает в себя последовательно соединенные комплексный умножитель (75), сумматор накоплений (76), буферный регистр накоплений (77), блок быстрого преобразования Фурье (БПФ) (78), блок накопления мощностей (79) и пороговое устройство (80). Входом блока частотного анализа (38), соединенным со вторыми входами буферного регистра накоплений (77) и комплексного умножителя (75), служат когерентные корреляционные накопления (16) сигналов ГНСС, поступающие из блока корреляции (26) и/или блока памяти накоплений (8).In another preferred implementation of the present invention, CAR resources are used for hardware support of resources of the frequency analysis unit (38), the device of which is shown in FIG. 10. The frequency analysis unit (38) includes a series-connected complex multiplier (75), an accumulator accumulator (76), an accumulation buffer register (77), a fast Fourier transform (FFT) block (78), a power storage unit (79), and threshold device (80). The input of the frequency analysis block (38) connected to the second inputs of the buffer accumulation register (77) and the complex multiplier (75) are coherent correlation accumulations (16) of GNSS signals coming from the correlation block (26) and / or the accumulation memory block (8 )

Второй вход сумматора накоплений (76) соединен с выходом буферного регистра накоплений (77). Выходами блока частотного анализа (38) являются выход блока БПФ (78) частотных спектров (16), и блока накопления мощностей (79) накопленных частотных спектров (16), поступающих в блок памяти накоплений (8). Входами/выходами (12) блока частотного анализа (38), также, являются входы/выходы блока БПФ (78) частотных спектров (16), и блока накопления мощностей (79) накопленных частотных спектров (16), поступающих в/из процессора (9). Накопленные частотные спектры корреляционных накоплений сравниваются с порогом обнаружения в пороговом устройстве (80), вход/выход (12) которого также является входом/выходом блока частотного анализа (38), соединяемым с процессором (9). В режиме обработки сильных сигналов, буферный регистр накоплений (77) заполняется последовательностью накоплений (16) от одного из плеч блока корреляции (26), запускается обработка этой последовательности блоками БПФ (78), накопления мощностей (79) и пороговым устройством (80), и, по мере освобождения буферного регистра накоплений (77), он заполняется новой последовательностью накоплений (16) от следующего из плеч блока корреляции (26); процесс продолжается до завершения обработки последовательностей накоплений (16) от всех плеч блока корреляции (26). В режиме обработки слабых сигналов с аппаратным диаграммообразованием ЦАР, после заполнения буферного регистра накоплений (77) последовательностью накоплений (16) от первого из плеч блока корреляции (26), соответствующей первому антенному элементу (1) блока антенного (21), на комплексный умножитель (75) подается величина угла предвычисленной в процессоре (9) разности фаз между первым и вторым антенными элементами (1) блока антенного (21). Вторая последовательность накоплений (16) от второго из плеч блока корреляции (26) довернутая в комплексном умножителе (75) на величину разности фаз суммируется с первой последовательностью в сумматоре накоплений (76) и вновь помещается в буферный регистр накоплений (77). Цикл доворота фаз и суммирования повторяется для всех последовательностей накоплений (16) от всех плеч блока корреляции (26), после чего запускается обработка суммарной последовательности блоками БПФ (78), накопления мощностей (79) и пороговым устройством (80).The second input of the accumulator adder (76) is connected to the output of the buffer accumulation register (77). The outputs of the frequency analysis block (38) are the output of the FFT block (78) of the frequency spectra (16), and the power storage unit (79) of the accumulated frequency spectra (16) entering the accumulation memory block (8). The inputs / outputs (12) of the frequency analysis unit (38) are also the inputs / outputs of the FFT unit (78) of the frequency spectra (16), and the power storage unit (79) of the accumulated frequency spectra (16) coming into / from the processor ( 9). The accumulated frequency spectra of correlation accumulations are compared with the detection threshold in a threshold device (80), the input / output (12) of which is also the input / output of the frequency analysis unit (38), connected to the processor (9). In the processing of strong signals, the buffer accumulation register (77) is filled with a sequence of accumulations (16) from one of the shoulders of the correlation block (26), processing of this sequence by FFT blocks (78), power accumulation (79) and threshold device (80) starts and, as the buffer accumulation register (77) becomes free, it is filled with a new sequence of accumulations (16) from the next correlation block from the shoulders (26); the process continues until the processing of accumulation sequences (16) from all shoulders of the correlation block (26) is completed. In the processing mode of weak signals with hardware CAR diagramming, after filling the buffer register of accumulations (77) with a sequence of accumulations (16) from the first of the arms of the correlation block (26) corresponding to the first antenna element (1) of the antenna block (21), by a complex multiplier ( 75) the angle value of the phase difference calculated in the processor (9) between the first and second antenna elements (1) of the antenna unit (21) is supplied. The second sequence of accumulations (16) from the second shoulder of the correlation block (26) entrusted in the complex multiplier (75) by the amount of the phase difference is summed with the first sequence in the accumulator adder (76) and again placed in the buffer register of accumulations (77). The phase reversal and summation cycle is repeated for all accumulation sequences (16) from all shoulders of the correlation block (26), after which the processing of the total sequence by FFT blocks (78), power accumulation (79) and threshold device (80) is started.

Таким образом, в предлагаемом изобретении совмещены возможности реализации высокой чувствительности мультисистемного приемника ГНСС, включая ГНСС с частотным разделением сигналов ГЛОНАСС, с помощью высокопараллельной пакетной цифровой обработки сигналов в ускоренном времени, и с помощью повышения отношения сигнал/шум цифровой фазированной антенной решеткой (ЦАР) без увеличения объема оборудования, пропорционального числу элементов ЦАР. Кроме того, за счет использования в предлагаемом изобретении ЦАР, повышается точность местоопределений с помощью приемника ГНСС вследствие двойного эффекта: во-первых, повышения отношения сигнал/шум и, соответственно, сокращения погрешностей ошибок измерителей навигационных параметров; во-вторых, пространственной селекции прямых лучей радиосигналов ГНСС и ослабления отраженных, что приводит к уменьшению погрешностей многолучевого распространения сигналов. Следует отметить, что использование ЦАР позволяет также повысить устойчивость приемника ГНСС к воздействию естественных и организованных помех, если при диаграммообразовании ЦАР использовать алгоритмы рассчета коэффициентов взвешенного суммирования сигналов от антенных элементов, минимизирующие усиление ЦАР в направлении прихода помехи.Thus, in the present invention, the possibilities of realizing the high sensitivity of a GNSS multisystem receiver are combined, including GNSS with frequency separation of GLONASS signals, using high-parallel packet digital signal processing in accelerated time, and by increasing the signal-to-noise ratio by a digital phased array (CAR) without an increase in the volume of equipment proportional to the number of CAR elements. In addition, due to the use of the CAR in the present invention, the accuracy of location using the GNSS receiver is increased due to a double effect: firstly, increasing the signal-to-noise ratio and, accordingly, reducing the error errors of measuring instruments for navigation parameters; secondly, spatial selection of direct beams of GNSS radio signals and attenuation of reflected ones, which leads to a decrease in the errors of multipath propagation of signals. It should be noted that the use of the CARs can also increase the stability of the GNSS receiver to the effects of natural and organized interference if, when charting the CARs, algorithms for calculating the coefficients of weighted summation of signals from antenna elements are used to minimize the gain of the CARs in the direction of interference arrival.

Изобретение может быть использовано, в частности, в такой области радионавигации, как построение мультисистемных приемников глобальных навигационных спутниковых систем (ГНСС), работающих в условиях затрудненного приема сигналов. Особо значимым может являться использование изобретения для определения траекторий космических аппаратов выше орбит ГНСС, например, на геостационарной орбите, высоких эллиптических орбитах и, особенно, в окололунном пространстве. Изобретение может быть использовано, также, и для построения мультисистемных приемников ГНСС высокой точности и высокой помехозащищенности.The invention can be used, in particular, in the field of radio navigation, such as the construction of multisystem receivers of global navigation satellite systems (GNSS) operating in conditions of difficult reception of signals. Particularly significant may be the use of the invention to determine the trajectories of spacecraft above the GNSS orbits, for example, in the geostationary orbit, high elliptical orbits, and especially in the near-moon space. The invention can also be used to build multisystem GNSS receivers of high accuracy and high noise immunity.

Claims

1. The signal receiver of the global navigation satellite systems consists of a series-connected antenna unit, a signal compaction unit, an analog radio frequency converter, a digital frequency converter (DPC), a packet signal memory, a packet tuner, a correlation unit and a frequency analysis unit, as well as a reference frequency generator, the output of which is connected to the input of the reference frequency of the radio frequency converter; an accumulation memory unit, the input of which is connected to the output of the correlation unit and the input and output of the frequency analysis unit; a processor with a memory unit and interface units, the input / output of which is connected to the input / output of the correlation unit, the frequency analysis unit, and the storage memory unit with a digital data bus; the second input of the correlation block is connected to the second output of the packet signal memory through the decompression code generator; the third output of the packet signal memory is connected to the second input of the signal compression unit; The second input / output of the processor is an external information input / output of the receiver.

2. The receiver according to claim 1, characterized in that the antenna unit and the analog radio frequency converter are capable of capturing, amplifying and selecting using band-pass filtering of signals and converting the frequency of the mixture of signals and noise to a convenient value of the intermediate frequency.

3. The receiver according to claim 1, characterized in that the antenna unit consists of N antenna elements with low-noise amplifiers at the output, while the output signals of the antenna elements are fed to the inputs of the signal compression block.

4. The receiver according to claim 3, characterized in that in the signal compression unit, signals from the antenna elements undergo phase manipulation of the compression codes.

5. The receiver according to claim 4, characterized in that in the signal compression block phase manipulation is performed by an ensemble of mutually orthogonal code sequences, preferably Walsh codes.

6. The receiver according to claim 1, characterized in that the analog radio frequency converter is configured to use a signal from a stable reference frequency generator, while the output signals of the analog radio frequency converter are digitized samples of a mixture of signals and noise at an intermediate frequency.

7. The receiver according to claim 1, characterized in that the digital frequency converter is configured to separate signals from global navigation satellite systems transmitted in different frequency subbands and transfer complex digital samples of signals from global navigation satellite systems to zero frequency, wherein the digital frequency converter made with the possibility of filtering the signals of global navigation satellite systems, consistent with the width of the spectrum of the modulation of the signals, and quantization filtered signals, preserving the number of bits of the representation of their samples, intended for storage in a packet memory of signals, which is configured to store samples of signals from global navigation satellite systems - separately for each of the frequency subbands - in real time and play them in the form of packets of samples in accelerated tempo, consistent with the rate of subsequent processing in the correlation block.

8. The receiver according to claim 7, characterized in that the packet memory of the signals for each of the frequency subbands is made in the form of cyclic buffers based on a random access memory, while the correlation unit is configured to correlate the processing of samples of the mixture of all signals of global navigation satellite systems with noise in each of the frequency sub-bands.

9. The receiver according to claim 1, characterized in that the output signal of the correlation block is the correlation integrals of the signal-noise mixture and the expected signal copy accumulated over a certain time, while the frequency analysis block is capable of accumulating statistics of correlation integrals of the signal-noise mixture and the expected copies of the signal, converts the sequence of accumulated statistics into spectra of accumulation power and in the detection mode of a signal comparing the accumulated spectra of accumulation power with a detection threshold, at Ohm, accumulated statistics in the time and frequency domains are stored in the accumulation memory block, and the correlation block is arranged to process a group of signal samples in accelerated time, correlating them with local copies of all signals, while packet memory is configured to store a portion of the input signal samples in the course of time required for the correlation processing of all the required navigation satellites of several global navigation satellite systems, while the correlation results The processing of portions of signal samples is stored in the accumulation memory and reused when processing the same signals is resumed.

10. The receiver according to claim 1, characterized in that the control of all the digital blocks of the receiver and the digital processing of the accumulations stored in the memory unit of the accumulations, as well as external information exchange are carried out by the processor with the memory unit and interface units.

11. The receiver according to claim 1, characterized in that the packet memory is configured to store signals with a sampling frequency of 9 MHz, which corresponds to a 16-fold magnitude of the frequency separation of GNSS GLONASS signals, and the packet tuner is configured to rotate the phases of sequential complex samples signal packet by values that are multiples of 1/16 of the phase cycle.

12. The receiver according to claim 1, characterized in that the packet memory is configured to store signals with a sampling frequency of 4.5 MHz, which corresponds to an 8-fold magnitude of the frequency spacing of GNSS GLONASS signals, and the packet tuner is configured to rotate the phases of sequential complex samples signal packet by values that are multiples of 1/8 of the phase cycle.

13. The receiver according to claim 1, characterized in that the frequency analysis unit includes a series-connected complex multiplier, an accumulation accumulator, a buffer accumulation register, a fast Fourier transform unit, a power storage unit and a threshold device, while the second input of the accumulation accumulator is connected to the output of the buffer register of accumulations and after filling the buffer register of accumulations with a sequence of accumulations from the first of the shoulders of the correlation block corresponding to the first antenna element of the antenna block, the complex multiplier is supplied with the angle value of the phase difference calculated in the processor between the first and second antenna elements of the antenna unit; the second sequence of accumulations from the second of the shoulders of the correlation block, entrusted in the complex multiplier by the value of the phase difference, is summed with the first sequence in the accumulator adder and again placed in the buffer register of accumulations; the phase reversal and summation cycle is repeated for all sequences of accumulations from all shoulders of the correlation block, after which the processing of the total sequence by blocks of fast Fourier transform, power accumulation, and a threshold device is started.