RU2630161C1 - Sidelobe suppressing device for pulse compression of multiphase codes p3 and p4 (versions) - Google Patents

Sidelobe suppressing device for pulse compression of multiphase codes p3 and p4 (versions) Download PDF

Info

Publication number
RU2630161C1
RU2630161C1 RU2016105569A RU2016105569A RU2630161C1 RU 2630161 C1 RU2630161 C1 RU 2630161C1 RU 2016105569 A RU2016105569 A RU 2016105569A RU 2016105569 A RU2016105569 A RU 2016105569A RU 2630161 C1 RU2630161 C1 RU 2630161C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
input
code
output
filter
delay line
Prior art date
Application number
RU2016105569A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Евгений Ильич Кренгель
Павел Викторович Иванов
Original Assignee
Закрытое акционерное общество "Современные беспроводные технологии"
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Закрытое акционерное общество "Современные беспроводные технологии" filed Critical Закрытое акционерное общество "Современные беспроводные технологии"
Priority to RU2016105569A priority Critical patent/RU2630161C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2630161C1 publication Critical patent/RU2630161C1/en

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/20—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves whereby multiple time-around echoes are used or eliminated

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.
SUBSTANCE: sidelobe suppressing device for pulse compression of multiphase N-length codes comprises the first digital filter with finite impulse response (FIR) of the order of N-1, a digital correction signal generator consisting of a series-connected code converter into a complex conjugate code, and the second digital filter with the FIR order of N+1, an adder, a delay line for the duration of one code element, a subtractor, a delay line for the duration of two code elements.
EFFECT: providing suppression of sidelobes with increasing the number of multiphase codes.
3 cl, 4 dwg

Description

Предлагаемые устройства относятся к радиолокационным и гидролокационным системам с импульсным сжатием многофазных кодов, в которых с целью улучшения качества сжатия сигналов производится подавление боковых лепестков, возникающих в процессе сжатия.The proposed devices relate to radar and sonar systems with pulse compression of multiphase codes, in which, in order to improve the quality of signal compression, the side lobes arising during the compression are suppressed.

В настоящее время в радиолокации и гидролокации широкое распространение получили фазокодированные импульсы на основе идеальных многофазных кодов Р3 и Р4 длины N. Эти коды формируются посредством соответствующей дискретной аппроксимации линейно-частотно модулированного (ЛЧМ) сигнала и поэтому обладают основными его достоинствами: относительно небольшими боковыми лепестками апериодической автокорреляционной функции (ААКФ) и большей по сравнению с двоичными последовательностями, включая коды Баркера, толерантностью к Доплеру. В то же время максимальный уровень боковых лепестков ААКФ кодов Р3/Р4 приблизительно равен

Figure 00000001
, т.е. многократно превышает единичный уровень боковых лепестков кодов Баркера. Другими достоинствами сигналов на основе кодов Р3 и Р4 является то, что они существуют для любого значения N и имеют равномерный спектр, близкий к спектру шума.Currently, phase-coded pulses based on ideal multiphase codes P3 and P4 of length N are widely used in radar and sonar. These codes are generated by the corresponding discrete approximation of a linear-frequency modulated (LFM) signal and therefore have its main advantages: relatively small side lobes of aperiodic autocorrelation function (AACF) and greater Doppler tolerance than binary sequences, including Barker codes. At the same time, the maximum level of the side lobes of the AACF codes P3 / P4 is approximately equal
Figure 00000001
, i.e. many times exceeds the unit level of the side lobes of the Barker codes. Other advantages of signals based on codes P3 and P4 are that they exist for any value of N and have a uniform spectrum close to the noise spectrum.

Подробно проблема подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов исследуется в (N. Levanon, Е. Mozeson. Radarsignals. JohnWiley&Sons, Inc, 2004). В данном источнике рассматривается возможность уменьшения боковых лепестков многофазных кодов Р3 и Р4 за счет сжатия сигнала в несогласованном фильтре с использованием амплитудного оконного взвешивания. Для этого применяются различные оконные функции, в частности функции Хэмминга, Кайзера-Бесселя, Блэкмана и др. Расчеты показывают, что максимальный уровень боковых лепестков относительно главного лепестка (PSL) для кодов Р3 и Р4 при использовании оконных функций Хэмминга и Блэкмана составляет величину не менее -20lgN dB при энергетических потерях (уменьшении отношения сигнал/шум на выходе) порядка 1,5 dB и ширине главного лепестка на уровне PSL 3τ и 4.5τ соответственно, где τ - длительность одного кодового элемента.The problem of side lobe suppression in pulsed compression of multiphase codes is studied in detail in (N. Levanon, E. Mozeson. Radarsignals. JohnWiley & Sons, Inc, 2004). This source considers the possibility of reducing the side lobes of multiphase codes P3 and P4 by compressing the signal in an inconsistent filter using amplitude window weighing. For this, various window functions are used, in particular, the Hamming, Kaiser-Bessel, Blackman, and other functions. Calculations show that the maximum level of side lobes relative to the main lobe (PSL) for codes P3 and P4 when using the Hamming and Blackman window functions is at least -20 lgN dB for energy losses (decreasing the signal-to-noise ratio at the output) of the order of 1.5 dB and the width of the main lobe at the level of PSL 3τ and 4.5τ, respectively, where τ is the duration of one code element.

Известно также устройство подавления боковых лепестков при сжатии кодов Р3 и Р4 с помощью цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра), переходная импульсная характеристика которого равна разности (сумме) комплексно-сопряженных символов кода Р3 (Р4) и циклически сдвинутой на одну позицию (разряд) влево его копии (W.K. Lee and H.D. Griffiths Pulse compression filter generating optimal uniform range sidelobe level. Electron. Lett., 1999, 35(11), pp. 873-875). При этом PSL уменьшается до значения - 20lgN+2 dB, а ширина главного лепестка равна 2τ. Потери сигнал/шум на выходе этого устройства составляют -3 dB. В литературе это устройство получило название фильтра By.There is also a device for suppressing side lobes when compressing codes P3 and P4 using a digital filter with a finite impulse response (FIR filter), the transient impulse response of which is equal to the difference (sum) of complex conjugate symbols of the P3 (P4) code and cyclically shifted by one position (discharge) to the left of its copy (WK Lee and HD Griffiths Pulse compression filter generating optimal uniform range sidelobe level. Electron. Lett., 1999, 35 (11), pp. 873-875). In this case, the PSL decreases to a value of –20 logN + 2 dB, and the width of the main lobe is 2τ. The signal-to-noise loss at the output of this device is -3 dB. In the literature, this device is called the By filter.

Относительное улучшение PSL на 2 dB может быть получено при использовании устройства, содержащего фильтр By и формирователь корректирующего сигнала (W.K. Lee, H.D. GriffithsandR. Benjamin. Integrated sidelobe energy reduction technique using optimal polyphase code. Electronics Letters, 1999, vol. 35, No. 24, pp. 2090-2091 и Woo-Kyuing Lee and Hugh D. Griffiths. A New pulse compression technique generating optimal uniform range sidelobe and reducing sidelobe level. IEEEInternationalradarconference, 2000, pp. 441-446).A relative 2 dB improvement in PSL can be obtained by using a device containing a By filter and a correction signal driver (WK Lee, HD Griffithsand R. Benjamin. Integrated sidelobe energy reduction technique using optimal polyphase code. Electronics Letters, 1999, vol. 35, No. 24, pp. 2090-2091 and Woo-Kyuing Lee and Hugh D. Griffiths. A New pulse compression technique generating optimal uniform range sidelobe and reducing sidelobe level. (IEEE Internationalradarconference, 2000, pp. 441-446).

Устройства подавления боковых лепестков рассматриваются, в частности, в российских и зарубежных патентных документах (RU 2198465 С2, H04B 7/26, 20.09.2002; RU 2236086 С2, H04B 1/707, 20.01.2004; RU 2109401 C1, H04B 1/62, 20.04.1998; US 4507659 A, G01S 13/28, 26.03.1985 и др.).Side lobe suppression devices are considered, in particular, in Russian and foreign patent documents (RU 2198465 C2, H04B 7/26, 09/20/2002; RU 2236086 C2, H04B 1/707, 01/20/2004; RU 2109401 C1, H04B 1/62 , 04.20.1998; US 4507659 A, G01S 13/28, 03/26/1985, etc.).

Наиболее близким к предлагаемому устройству является устройство (RU 2515768 C1, H03L 7/00, G01S 13/00, 21.01.2013), содержащее соединенные по входу цифровой фильтр By и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, причем введены линия задержки на длительность одного кодового элемента τ и двухвходовый сумматор/вычитатель, при этом выход фильтра By подключен к входу линии задержки и к первому входу сумматора/вычитателя, второй вход которого подключен к выходу линии задержки, а выход соединен со вторым входом сумматора.Closest to the proposed device is a device (RU 2515768 C1, H03L 7/00, G01S 13/00, 01/21/2013) containing a digital filter By connected at the input and a digital correction signal shaper, consisting of a series-connected code converter to a complex conjugate code and a digital filter with a finite impulse response (FIR filter) of order N + 1, the output of which is connected to the first input of the adder, and a delay line for the duration of one code element τ and a two-input adder / subtracter are introduced, while the output of the By filter is connected to the input of the delay line and to the first input of the adder / subtracter, the second input of which is connected to the output of the delay line, and the output is connected to the second input of the adder.

В зависимости от типа входного многофазного кода выбирается тот или иной вариант устройства: с одним сумматором и вычитателем для кода Р3 и двумя сумматорами для кода Р4.Depending on the type of input multiphase code, one or another variant of the device is selected: with one adder and subtractor for the P3 code and two adders for the P4 code.

В основе данного устройства лежит метод импульсного сжатия с помощью согласованного фильтра многофазного кода Е_Р3/Е_Р4, являющегося разностью/суммой исходного кода Р3/Р4 и его циклически сдвинутой на одну позицию влево копии. Существенным недостатком данного метода является отличный от единицы (равный двум) пик-фактор и, как следствие, повышенные требования к линейности усилителя мощности при передаче и точности квантования сигнала при приеме (Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. "Lowsidelobe Patternusing Woofilter". Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59(2005), pp. 499-501).The basis of this device is the pulse compression method using a matched filter of a multiphase code E_P3 / E_P4, which is the difference / sum of the source code P3 / P4 and its copy cyclically shifted by one position to the left. A significant drawback of this method is the peak factor that is different from unity (equal to two) and, as a result, there are increased requirements for the linearity of the power amplifier during transmission and the accuracy of signal quantization during reception (Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. " Lowsidelobe Patternusing Woofilter. "Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59 (2005), pp. 499-501).

С целью устранения этого недостатка в устройстве подавления боковых лепестков по патенту RU2515768 C1, опубликованному 21.01.2013, формирование комбинированного кода Е_Р3/Е_Р4 выполняется не в передатчике, а в приемнике. Вначале из входного фазокодированного импульса Р3/Р4 в приемнике формируется сигнал, являющийся разностью/суммой входного сигнала и его задержанной на длительность одного кодового элемента копии, а затем сжимается в фильтре с соответствующей КИХ с последующей корректировкой. В результате за счет энергетических потерь порядка -1.7 dB получается единичный пик-фактор излучаемого сигнала передатчика при таком же PSL=-30lgN+1,33 dB, как при обработке кода Е_Р3/Е_Р4.In order to eliminate this drawback in the side lobe suppression device according to the patent RU2515768 C1, published on 01/21/2013, the formation of the combined code E_P3 / E_P4 is performed not in the transmitter, but in the receiver. First, a signal is formed from the input phase-encoded pulse P3 / P4 in the receiver, which is the difference / sum of the input signal and its delayed by the duration of one copy code element, and then it is compressed in the filter with the corresponding FIR with subsequent correction. As a result, due to energy losses of the order of -1.7 dB, a single peak factor of the emitted transmitter signal is obtained at the same PSL = -30lgN + 1.33 dB, as when processing the E_P3 / E_P4 code.

Недостатком изобретения указанного устройства является то, что такое подавление боковых лепестков реализуется в нем только для входных сигналов, сформированных на основе циклического сдвига на один разряд влево кода Р4 произвольной длины и кода Р3 четной длины. Заметим, что для всех остальных циклических сдвигов кодов Р3/Р4 уровень боковых лепестков на выходе данного устройства оказывается достаточно высоким.A disadvantage of the invention of this device is that such side lobe suppression is implemented in it only for input signals generated on the basis of a cyclic shift by one bit to the left of the code P4 of arbitrary length and code P3 of even length. Note that for all other cyclic shifts of the P3 / P4 codes, the level of the side lobes at the output of this device is quite high.

В то же время в работе (Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. "Lowsidelobe Patternusing Woofilter". Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59(2005), pp. 499-501) было показано, что сигналы на основе суммы/разности кода Р4/Р3 и его циклического сдвига на один разряд вправо обладают почти такими же боковыми лепестками (PSL=-30lgN+1,43dB) при их импульсном сжатии в согласованном фильтре, как и коды Е_Р3/Е_Р4.At the same time, Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. "Lowsidelobe Patternusing Woofilter". Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59 (2005), pp. 499-501 ) it was shown that the signals based on the sum / difference of the P4 / P3 code and its cyclic shift by one bit to the right have almost the same side lobes (PSL = -30lgN + 1.43dB) when they are pulsedly compressed in a matched filter, like the codes E_P3 / E_P4.

Это делает возможным на передающей стороне излучать сигнал на основе кода Р4/Р3 (нулевой сдвиг), где P4 – код произвольной длины, а P3 – код четной длины, а на приемной стороне из входного сигнала сформировать новый комбинированный сигнал и обработать его с таким же подавлением боковых лепестков, как в устройстве подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов (RU 2515768 C1, 21.01.2013).This makes it possible to emit a signal based on the P4 / P3 code (zero shift) on the transmitting side, where P4 is an arbitrary length code and P3 is an even-length code, and on the receiving side, a new combined signal can be generated from the input signal and processed with the same side lobe suppression, as in the side lobe suppression device for pulsed compression of multiphase codes (RU 2515768 C1, 01/21/2013).

Технический результат настоящего изобретения заключается в увеличении числа многофазных кодов за счет сдвиговых копий кодов Р3/Р4, которые при их сжатии обеспечивают уровень подавления боковых лепестков порядка PSL=-30lgN+1.33 dB для всех значений временных сдвигов (отсчетов), исключая двух ±N, в которых относительный уровень боковых лепестков равен -20lgN. При этом ширина главного лепестка на уровне PSL равна 3τ, а потери сигнал/шум на выходе этого устройства составляют -1.7 dB.The technical result of the present invention is to increase the number of multiphase codes due to shift copies of P3 / P4 codes, which, when compressed, provide a level of side-lane suppression of the order of PSL = -30lgN + 1.33 dB for all values of time shifts (samples), excluding two ± N, in which the relative level of the side lobes is -20lgN. In this case, the width of the main lobe at the PSL level is 3τ, and the signal-to-noise loss at the output of this device is -1.7 dB.

Указанный результат для кода Р3 длины Ν (N - четно) достигается устройством подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащим соединенные по входу первый цифровой фильтр с конечной импульсной характеристикой (КИХ) порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с КИХ порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, соединенного по своему второму входу с выходом линии задержки, отличающимся тем, что дополнительно введена линия задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом вычитателя, а выход подключен ко второму входу сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((Ρ3-1-P3)*)inv, а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t, -t, 0, 0, 0, … 0, -t, t), где t=exp(-iπ/N). Здесь Ρ3-1 есть циклический сдвиг на 1 ряд вправо кода Р3, знаком «-» обозначена операция арифметического вычитания над элементами (разрядами) кода, символом «*» обозначена операция комплексного сопряжения, применяемого ко всем N элементам вектора (Р3-1-Р3), а индекс «inv» обозначает временную инверсию.The indicated result for a code P3 of length Ν (N is even) is achieved by a side-lane suppression device for pulsed compression of multiphase codes of length N, containing a first digital filter with a finite impulse response (FIR) of order N-1 connected to the input and a digital correction signal shaper, consisting of from a series-connected code converter to a complex conjugate code and a second digital filter with a FIR of order N + 1, the output of which is connected to the first input of the adder, and the output of the first digital filter is connected to the delay line for the duration of one code element and to the first input of the subtractor connected at its second input to the output of the delay line, characterized in that an additional delay line is introduced for the duration of two code elements, the input of which is connected to the output of the subtractor, and the output is connected to the second input of the adder, while the impulse response of the first filter is described by the expression ((Ρ3 -1 -P3) * ) inv , and the FIR of the second filter, respectively, by the vector (t, -t, 0, 0, 0, ... 0, -t, t), where t = exp (-iπ / N). Here Ρ3 -1 is a cyclic shift by 1 row to the right of the code P3, the symbol “-” denotes the operation of arithmetic subtraction over the elements (bits) of the code, the symbol “*” denotes the operation of complex conjugation applied to all N elements of the vector (P3 -1 -P3 ), and the index “inv” denotes a temporary inversion.

Блок-схема этого устройства представлена на Фиг. 1.A block diagram of this device is shown in FIG. one.

Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N содержит цифровой фильтр 1 с импульсной характеристикой ((P3-1-P3)*)inv и формирователь цифрового корректирующего сигнала 4, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код 2 и цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) 3 порядка N+1 с N+2 коэффициентами t, -t, 0, 0, … 0, -t, t, сумматор 8, линию задержки 5 на длительность τ, двухвходовый вычитатель 6, линию задержки 7 на длительность 2τ и сумматор 8.The device for suppressing side lobes during pulsed compression of multiphase codes of length N contains a digital filter 1 with an impulse response ((P3 -1 -P3) * ) inv and a digital correction signal generator 4, consisting of a series-connected code converter to a complex conjugate code 2 and a digital filter with a finite impulse response (FIR filter) of 3 orders of magnitude N + 1 with N + 2 coefficients t, -t, 0, 0, ... 0, -t, t, adder 8, delay line 5 for duration τ, two-input subtractor 6, delay line 7 for a duration of 2τ and adder 8.

Устройство работает следующим образом.The device operates as follows.

Входная последовательность отсчетов кода Р3 четной длины, представленного суммой реальной и мнимой составляющих I и Q, поступает на вход цифрового фильтра 1 и на вход формирователя комплекснозначного корректирующего сигнала 4. Сигнал с выхода фильтра 1 поступает на первый вход вычитателя 6 и вход линии задержки 5, выход которой соединен со вторым входом вычитателя 6. В сумматоре 8 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 3 и задержанного на 2τ в линии задержки 7 выходного сигнала вычитателя 6. В результате на выходе устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-Ν+1, Ν-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося разностью кода Р3 и его циклически сдвинутой на одну позицию вправо копии, а на крайних сдвигах ±N его абсолютное значение равно 1 (соответствующий относительный уровень -20lgN-6 dB). Тогда, согласно проведенным расчетам, относительный уровень боковых лепестков сжатого выходного сигнала в диапазоне [-N+1, N-1] меньше или равен -30lgN+1.33 dB.The input sequence of samples of the P3 code of even length, represented by the sum of the real and imaginary components I and Q, is input to the digital filter 1 and to the input of the shaper of the complex-valued correction signal 4. The signal from the output of the filter 1 is fed to the first input of the subtractor 6 and the input of the delay line 5, the output of which is connected to the second input of the subtractor 6. In the adder 8, the correction signal is added from the output of the filter 3 and delayed by 2τ in the delay line 7 of the output of the subtractor 6. As a result, the device a signal is realized that in the range [-Ν + 1, Ν-1] coincides with the autocorrelation function of the signal, which is the difference of the P3 code and cyclically shifted by one position to the right of the copy, and at extreme shifts ± N its absolute value is 1 (corresponding relative level -20lgN-6 dB). Then, according to the calculations, the relative level of the side lobes of the compressed output signal in the range [-N + 1, N-1] is less than or equal to -30lgN + 1.33 dB.

Схема обработки кода Р3 нечетной длины совпадает со схемой, представленной на Фиг. 1, за тем исключением, что импульсная характеристика фильтра 1 описывается выражением ((P3m-1-P3)*)inv, где P3m-1 совпадает с Ρ3-1, за исключением первого элемента, взятого с противоположным знаком, а импульсная характеристика фильтра порядка N+1 имеет вид (t, -t, 0, 0, 0 …, 0, t, -t), где t=-exp(-iπ/N).The processing circuit of the odd-length code P3 is the same as that shown in FIG. 1, except that the impulse response of filter 1 is described by the expression ((P3m -1 -P3) * ) inv , where P3m -1 matches дает3 -1 , with the exception of the first element taken with the opposite sign, and the impulse response of the filter is of the order N + 1 has the form (t, -t, 0, 0, 0 ..., 0, t, -t), where t = -exp (-iπ / N).

Аналогичный результат реализуется для кода Р4 длины N в устройстве, представленном на Фиг. 2.A similar result is realized for code P4 of length N in the device shown in FIG. 2.

В этом случае в устройство, содержащее фильтр с КИХ 9, формирователь корректирующего сигнала 10, состоящий из последовательно соединенных устройств преобразования 11 кода в комплексно сопряженный ему код и цифрового КИХ-фильтра 12 порядка N+1 с N+2 коэффициентами, линию задержки 13 на длительность τ, двухвходовый сумматор 14, двухвходовый сумматор 16, введена линия задержки 15 на длительность 2τ, а импульсная характеристика фильтра 8 описывается выражением ((Ρ4-1+Р4)*)inv, а КИХ фильтра 11, соответственно, вектором (t, t, 0, 0, 0, … 0, -t, -t), где t=-exp(-iπ/N). Здесь Ρ4-1 есть циклический сдвиг на 1 разряд вправо кода Р4, знаком "+" обозначена операция арифметического сложения над комплекснозначными элементами (разрядами) кода, символом «*» обозначена операция комплексного сопряжения, применяемого ко всем N элементам вектора (Р4-1+Р4), а индекс «inv» обозначает операцию временной инверсии.In this case, into a device containing a filter with FIR 9, a correction signal generator 10, consisting of series-connected devices for converting the code 11 into a complex code conjugate to it and a digital FIR filter 12 of the order of N + 1 with N + 2 coefficients, a delay line of 13 to duration τ, two-input adder 14, two-input adder 16, a delay line 15 is introduced for a duration of 2τ, and the impulse response of filter 8 is described by the expression ((Ρ4 -1 + P4) * ) inv , and FIR of filter 11, respectively, by the vector (t, t , 0, 0, 0, ... 0, -t, -t), where t = -exp (-iπ / N). Here Ρ4 -1 is a cyclic shift by 1 bit to the right of the code P4, the sign “+” denotes the operation of arithmetic addition over complex-valued elements (bits) of the code, the symbol “*” denotes the operation of complex conjugation applied to all N elements of the vector (P4 -1 + P4), and the index “inv” denotes a temporary inversion operation.

Устройство работает следующим образом.The device operates as follows.

Входная последовательность отсчетов кода Р4, представленного суммой реальной и мнимой составляющих I и Q, поступает на вход цифрового фильтра 9 для кода Р4 и на вход формирователя комплекснозначного корректирующего сигнала 10. Сигнал с выхода фильтра 9 поступает на первый вход сумматора 14 и вход линии задержки 13, выход которой соединен со вторым входом сумматора 14. В сумматоре 16 производится сложение корректирующего сигнала с выхода фильтра 12 и задержанного на 2τ в линии задержки 15 и выходного сигнала сумматора 14. В результате на выходе устройства реализуется сигнал, который в диапазоне [-Ν+1, Ν-1] совпадает с автокорреляционной функцией сигнала, являющегося суммой кода Р4 и его циклически сдвинутой на одну позицию вправо копии, а на двух крайних сдвигах ±N его абсолютное значение равно 1 (относительный уровень -20lgN-6 dB). Поэтому согласно Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. "Low sidelobe Pattern using Woo filter". Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59(2005), pp. 499-501 относительный уровень боковых лепестков сжатого выходного сигнала в диапазоне [-N+1, N-1] также меньше или равен -30lgN+1.33 dB.The input sequence of samples of the code P4, represented by the sum of the real and imaginary components I and Q, is fed to the input of a digital filter 9 for the code P4 and to the input of the shaper of a complex-valued correction signal 10. The signal from the output of the filter 9 is fed to the first input of the adder 14 and the input of the delay line 13 , the output of which is connected to the second input of the adder 14. In the adder 16, the correction signal is added from the output of the filter 12 and delayed by 2τ in the delay line 15 and the output signal of the adder 14. As a result, the device A signal is realized that, in the range [-1 + 1, Ν-1], coincides with the autocorrelation function of the signal, which is the sum of the P4 code and cyclically shifted by one position to the right of the copy, and at two extreme shifts ± N its absolute value is 1 ( relative level -20lgN-6 dB). Therefore, according to Uttara M. Kumaria, K. Rajearakeswari, Murali K. Krishna. "Low sidelobe Pattern using Woo filter." Concept. Int. J. Electron. Commun. (AEU) 59 (2005), pp. 499-501 the relative level of the side lobes of the compressed output signal in the range [-N + 1, N-1] is also less than or equal to -30lgN + 1.33 dB.

Заметим, что данное изобретение приводит к сужению доплеровской полосы частот по сравнению с оптимальной обработкой кодов Е_Р3/Е_Р4. Так, например, расчеты, проведенные для кода длины N=1000, излучаемого в полосе частот В=10 МГц на частоте 1 ГГц, показывают, что при нулевом доплеровском сдвиге PSL=-88.7 dB, тогда как при доплеровских сдвигах FD=50, 100, 250, 500 и 1000 Гц PSL=-85, -79.5, -72 и -66.5, -60.9 dB. Скорость цели при этом составляет соответственно 7.5 м/сек (27 км/час), 15 м/сек (54 км/час), 37.5 м/сек (135 км/час), 75 м/сек (270 км/час) и 150 м/сек (540 км/час). Очевидно, что при полосе В=1 МГц такое же качество подавление боковых лепестков можно получить при десятикратном уменьшении скорости цели и, следовательно, FD. Можно показать, что вне зависимости от ширины полосы для N=1000 приемлемая доплеровская полоса частот составляет FD<0.0001 В (FD/B=0.01%). Кроме того, допустимое отношение FD/B является функцией Nи почти линейно возрастает с уменьшением N.Note that this invention leads to a narrowing of the Doppler frequency band compared to the optimal processing of E_P3 / E_P4 codes. So, for example, the calculations performed for a code of length N = 1000 emitted in the frequency band B = 10 MHz at a frequency of 1 GHz show that at zero Doppler shift PSL = -88.7 dB, while at Doppler shifts F D = 50, 100, 250, 500 and 1000 Hz PSL = -85, -79.5, -72 and -66.5, -60.9 dB. The speed of the target in this case is respectively 7.5 m / s (27 km / h), 15 m / s (54 km / h), 37.5 m / s (135 km / h), 75 m / s (270 km / h) and 150 m / s (540 km / h). Obviously, with a band of B = 1 MHz the same quality suppression of the side lobes can be obtained with a tenfold decrease in the target speed and, therefore, F D. It can be shown that, regardless of the bandwidth for N = 1000, an acceptable Doppler frequency band is F D <0.0001 V (F D /B=0.01%). In addition, the allowable ratio F D / B is a function of N and increases almost linearly with decreasing N.

На Фиг. 3 и Фиг. 4 изображены нормированные сигналы на выходе устройства подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов Р3/Р4 длины N=1000, передаваемых в полосе частот В=10 МГц при FD=0 и FD=250 Гц соответственно.In FIG. 3 and FIG. 4 shows the normalized signals at the output of the side lobe suppression device during pulsed compression of multiphase codes P3 / P4 of length N = 1000, transmitted in the frequency band B = 10 MHz at F D = 0 and F D = 250 Hz, respectively.

Поэтому изобретение наиболее эффективно может быть использовано в радиолокационных и гидролокационных системах с неподвижными или медленно движущимися целями, т.е. в системах с малым доплеровским сдвигом частоты.Therefore, the invention can most effectively be used in radar and sonar systems with fixed or slowly moving targets, i.e. in systems with a small Doppler frequency shift.

Предлагаемое изобретение может быть реализовано на соответствующей элементной базе по типовым технологиям.The present invention can be implemented on the appropriate elemental base for standard technologies.

Claims (3)

1. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр с конечной импульсной характеристикой порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода Р3 длины N, где N - четно, в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с КИХ порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, соединенного по своему второму входу с выходом линии задержки, отличающееся тем, что содержит линию задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом вычитателя, а выход подключен ко второму входу сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((P3-1-P3)*)inv, а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t,-t,0,0,0,…0,-t,t), где t=exp(-iπ/N), где P3-1-циклический сдвиг на 1 ряд вправо кода Р3, «*» -операция комплексного сопряжения, «inv» - временная инверсия.1. A device for suppressing side lobes during pulsed compression of multiphase codes of length N, comprising a first digital filter connected to the input with a finite impulse response of the order of N-1 and a digital correction signal shaper, consisting of series-connected code converter P3 of length N, where N is even, into a complex conjugate code of a second digital filter with an FIR of order N + 1, the output of which is connected to the first input of the adder, and the output of the first digital filter is connected to a delay line for a duration of one about the code element and the first input of the subtractor, connected at its second input to the output of the delay line, characterized in that it contains a delay line for the duration of two code elements, the input of which is connected to the output of the subtractor, and the output is connected to the second input of the adder, while the pulse the characteristic of the first filter is described by the expression ((P3 -1 -P3) *) inv , and the FIR of the second filter, respectively, by the vector (t, -t, 0,0,0, ... 0, -t, t), where t = exp (-iπ / N), where P3 -1 is a cyclic shift by 1 row to the right of the P3 code, “*” is the operation of complex conjugation, “inv” is BP gradual inversion. 2. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу вычитателя, соединенного по своему второму входу с выходом линии задержки, отличающееся тем, что содержит линию задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом вычитателя, а выход подключен ко второму входу сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((P3m-1-Р3)*)inv, причем P3m-1 совпадает с P3-1 а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t,-t,0,0,0,…0,-t,t), где t=-exp(-iπ/N).2. A device for suppressing side lobes during pulsed compression of multiphase codes of length N, comprising a first digital filter with a FIR of order N-1 connected at the input and a digital correction signal shaper consisting of a series-connected code converter into a complex conjugate code and a second digital filter with a finite pulse a characteristic of order N + 1, the output of which is connected to the first input of the adder, and the output of the first digital filter is connected to a delay line for the duration of one code element and the first input of the subtractor, connected at its second input to the output of the delay line, characterized in that it contains a delay line for the duration of two code elements, the input of which is connected to the output of the subtractor, and the output is connected to the second input of the adder, while the impulse response of the first filter is described by the expression ((P3m -1 -Р3) *) inv , and P3m -1 coincides with P3 -1 and the FIR of the second filter, respectively, by the vector (t, -t, 0,0,0, ... 0, -t, t), where t = -exp (-iπ / N). 3. Устройство подавления боковых лепестков при импульсном сжатии многофазных кодов длины N, содержащее соединенные по входу первый цифровой фильтр с КИХ порядка N-1 и формирователь цифрового корректирующего сигнала, состоящий из последовательно соединенных преобразователя кода Р4 длины N в комплексно сопряженный код и второго цифрового фильтра с конечной импульсной характеристикой порядка N+1, выход которого соединен с первым входом первого сумматора, а выход первого цифрового фильтра подключен к линии задержки на длительность одного кодового элемента и к первому входу второго сумматора, соединенного по второму своему входу с выходом линии задержки, отличающееся тем, что содержит вторую линию задержки на длительность двух кодовых элементов, вход которой соединен с выходом второго сумматора, а выход подключен ко второму входу первого сумматора, при этом импульсная характеристика первого фильтра описывается выражением ((P4+P4-1)*)inv, а КИХ второго фильтра, соответственно, вектором (t,t,0,0,0,…0,-t,-t), где t=-exp(-iπ/N), Р4-1 - циклический сдвиг на один разряд вправо кода Р4.3. A device for suppressing side lobes during pulsed compression of multiphase codes of length N, comprising a first digital filter with a FIR of order N-1 connected at the input and a digital correction signal shaper, consisting of a serial converter of code P4 of length N to a complex conjugate code and a second digital filter with a finite impulse response of order N + 1, the output of which is connected to the first input of the first adder, and the output of the first digital filter is connected to a delay line for a duration of one code o element and to the first input of the second adder, connected at its second input to the output of the delay line, characterized in that it contains a second delay line for the duration of two code elements, the input of which is connected to the output of the second adder, and the output is connected to the second input of the first adder, the impulse response of the first filter is described by the expression ((P4 + P4 -1 ) *) inv , and the FIR of the second filter, respectively, by the vector (t, t, 0,0,0, ... 0, -t, -t), where t = -exp (-iπ / N), P4 -1 - a cyclic shift of one bit to the right of the code P4.
RU2016105569A 2016-02-18 2016-02-18 Sidelobe suppressing device for pulse compression of multiphase codes p3 and p4 (versions) RU2630161C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016105569A RU2630161C1 (en) 2016-02-18 2016-02-18 Sidelobe suppressing device for pulse compression of multiphase codes p3 and p4 (versions)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016105569A RU2630161C1 (en) 2016-02-18 2016-02-18 Sidelobe suppressing device for pulse compression of multiphase codes p3 and p4 (versions)

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2630161C1 true RU2630161C1 (en) 2017-09-05

Family

ID=59797574

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2016105569A RU2630161C1 (en) 2016-02-18 2016-02-18 Sidelobe suppressing device for pulse compression of multiphase codes p3 and p4 (versions)

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2630161C1 (en)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4507659A (en) * 1983-06-22 1985-03-26 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Pulse compression sidelobe suppressor
RU2453986C2 (en) * 2006-01-27 2012-06-20 Долби Интернэшнл Аб Efficient filtering with complex modulated filterbank
RU2515768C1 (en) * 2013-01-21 2014-05-20 Закрытое акционерное общество "Современные беспроводные технологии" Side lobe suppression apparatus with pulsed compression of multi-phase codes (versions)
RU2559520C2 (en) * 2010-12-03 2015-08-10 Фраунхофер-Гезелльшафт Цур Фердерунг Дер Ангевандтен Форшунг Е.Ф. Device and method for spatially selective sound reception by acoustic triangulation

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4507659A (en) * 1983-06-22 1985-03-26 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Pulse compression sidelobe suppressor
RU2453986C2 (en) * 2006-01-27 2012-06-20 Долби Интернэшнл Аб Efficient filtering with complex modulated filterbank
RU2559520C2 (en) * 2010-12-03 2015-08-10 Фраунхофер-Гезелльшафт Цур Фердерунг Дер Ангевандтен Форшунг Е.Ф. Device and method for spatially selective sound reception by acoustic triangulation
RU2515768C1 (en) * 2013-01-21 2014-05-20 Закрытое акционерное общество "Современные беспроводные технологии" Side lobe suppression apparatus with pulsed compression of multi-phase codes (versions)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US4095225A (en) Range side lobe suppression method for a phase modulated radar pulse
US4379295A (en) Low sidelobe pulse compressor
RU2515768C1 (en) Side lobe suppression apparatus with pulsed compression of multi-phase codes (versions)
JP4834370B2 (en) Correlation reception processing device
Ipanov et al. Radar signals with ZACZ based on pairs of D-code sequences and their compression algorithm
US7298315B2 (en) Radar pulse compression repair
Thakur et al. A novel pulse compression technique for side-lobe reduction using woo filter concepts
EP1521097B1 (en) Pulse compression processor
CN109061580A (en) A kind of mitigation of frequency modulation semi-continuous wave radar interferes with each other method
US8305262B1 (en) Mismatched pulse compression of nonlinear FM signal
US8423598B2 (en) Circuit arrangement and method for receiving specially designed coded signals
RU2630161C1 (en) Sidelobe suppressing device for pulse compression of multiphase codes p3 and p4 (versions)
TWI733101B (en) Composable transceiver using low bit count inputs and outputs
RU2628475C1 (en) Device for side lamps suppression at pulsed compression of symmetrically crossed multiphase codes (versions)
RU2625559C2 (en) Sidelobe suppression device for pulsed compression of multiphase p3 codes
CN111208478B (en) Bipolar point accumulator for accumulating navigation radar echo and echo accumulating method
Ghani et al. Waveform design for improved range and Doppler resolution in radar
JPH0868851A (en) Weighted correlative device by excessive sampling
Doerry Generating precision nonlinear FM chirp waveforms
US3968448A (en) Electrical filters
Shehata et al. Design and Implementation of LFMCW Radar Signal Processor for Slowly Moving Target Detection Using FPGA
Sahoo et al. A new pulse compression technique for polyphase codes in radar signals
Ali Reduction of side-lobe levels for the optimum binary codes using the mismatched optimum integrated side-lobe level filter
RU2635875C2 (en) Method for generating and processing of radar modified phase-shift signals
Kiranmai et al. Performance evaluation of compound Barker codes using cascaded mismatched filter technique