RU2601233C1 - Method of designing microstrip directional couplers - Google Patents
Method of designing microstrip directional couplers Download PDFInfo
- Publication number
- RU2601233C1 RU2601233C1 RU2015132510/28A RU2015132510A RU2601233C1 RU 2601233 C1 RU2601233 C1 RU 2601233C1 RU 2015132510/28 A RU2015132510/28 A RU 2015132510/28A RU 2015132510 A RU2015132510 A RU 2015132510A RU 2601233 C1 RU2601233 C1 RU 2601233C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- microstrip
- lines
- capacitive
- substrate
- parameters
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
- H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
- H01P5/18—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers
Landscapes
- Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к технике сверхвысоких частот (СВЧ) и может быть использовано при проектировании фазированных антенных решеток (ФАР), в частности микрополосковых делителей мощности, и при создании приемопередающих модулей активных ФАР.The invention relates to techniques for ultra-high frequencies (microwave) and can be used in the design of phased array antennas (PAR), in particular microstrip power dividers, and when creating transceiver modules of active PAR.
Применение микрополосковых направленных ответвителей (НО) в ФАР обусловлено их функциональным назначением: в одних случаях в качестве элементов деления мощности, в других для определения уровня мощностей как поступающих на излучатели решетки, так и отраженных от них. В последнем случае они известны как направленные детекторы.The use of microstrip directional couplers (BF) in the HEADLIGHTS is due to their functional purpose: in some cases, as power dividing elements, in others to determine the power level both coming to the radiators of the grating and reflected from them. In the latter case, they are known as directional detectors.
Требуемый диапазон переходных ослаблений микрополосковых НО для означенных выше применений достаточно широк и лежит в пределах 8-35 дБ при минимальной направленности не менее 20 дБ и рабочей полосе частот порядка 50%; помимо этого к НО предъявляются требования как по уровню проходящей через них мощности, так и по относительно малым габаритным размерам.The required range of transient attenuation of microstrip NOs for the above applications is quite wide and lies in the range of 8-35 dB with a minimum directivity of at least 20 dB and an operating frequency band of about 50%; In addition, requirements are imposed on the NO both in terms of the power passing through them, and in relatively small overall dimensions.
Этим требованиям удовлетворяют микрополосковые НО на связанных линиях передачи. Как правило, они изготавливаются на основе кусочно-однородной в поперечном сечении диэлектрической среды, которая, как известно, производит «расщепление» собственных волн структуры из связанных линий на волны с различными фазовыми скоростями. А интересующая нас направленность как раз зависит от разности фазовых скоростей этих волн в системе связанных полосковых линий. Здесь следует иметь в виду, что связь между линиями передачи осуществляется как электрической, так и магнитной компонентами поля, причем для регулярных связанных линий погонные параметры - коэффициенты связи по той и другой компонентам поля - не совпадают друг с другом.Microstrip NOs on coupled transmission lines satisfy these requirements. As a rule, they are made on the basis of a piecewise-uniform cross-sectional dielectric medium, which, as you know, produces a “splitting” of the structure’s own waves from coupled lines into waves with different phase velocities. And the direction we are interested in just depends on the difference in phase velocities of these waves in a system of coupled strip lines. It should be borne in mind that the connection between the transmission lines is carried out by both the electric and magnetic components of the field, and for regular connected lines the linear parameters - the coupling coefficients for one and the other field components - do not coincide with each other.
Для выравнивания фазовых скоростей прибегают к различным схемотехническим приемам (описанным, например, в [1, 2]), которые могут служить аналогами предлагаемого изобретения. Так, в [1] рассмотрены индуктивно-емкостные компенсирующие элементы, периодически расположенные вдоль четвертьволновых секций из двух связанных микрополосковых линий, обеспечивающие выравнивание скоростей четной и нечетной волн, использованные для создания НО с переходным ослаблением 10-20 дБ в рабочей полосе не менее октавы с направленностью 15-25 дБ для частот от 0.2 до 18 ГГц. Каждая из связанных линий (при слабой связи) представляет собой каскадное соединение коротких отрезков широких и узких полосковых проводников, что ограничивает предельную пропускную мощность. В работе [2] для выравнивания фазовых скоростей предлагается накрывать область связи микрополоскового НО дополнительным листом диэлектрика. Однако этот способ не технологичен, так как крепление листа приводит либо к усложнению конструкции НО, либо к недоступности коррекции его рабочих характеристик в случае их ухудшения.To equalize phase velocities, they resort to various circuitry techniques (described, for example, in [1, 2]), which can serve as analogues of the present invention. So, in [1], inductive-capacitive compensating elements are considered, periodically located along quarter-wave sections from two connected microstrip lines, providing equalization of the even and odd wave velocities, used to create a nonlinear transient attenuation of 10–20 dB in the working band of at least an octave with directivity 15-25 dB for frequencies from 0.2 to 18 GHz. Each of the connected lines (with weak connection) is a cascade connection of short segments of wide and narrow strip conductors, which limits the maximum transmit power. In [2], to equalize the phase velocities, it is proposed to cover the communication region of the microstrip BUT with an additional dielectric sheet. However, this method is not technological, since the fastening of the sheet leads either to a complication of the design of the BUT, or to the inaccessibility of the correction of its performance in case of their deterioration.
Известен еще один способ повышения направленности НО [3], который заключается в увеличении емкостной связи, путем включения в определенных местах дополнительных емкостей между связанными микрополосковыми линиями передачи, которые располагаются на заземленной диэлектрической подложке, в вычислении оптимальных характеристик НО с емкостями с помощью матриц рассеяния и оптимизации геометрии микрополосковых линий.There is another way to increase the directivity of the BUT [3], which consists in increasing the capacitive coupling, by including in additional places additional capacitances between the connected microstrip transmission lines that are located on the grounded dielectric substrate, in calculating the optimal characteristics of the BUT with capacitors using scattering matrices and optimization of the geometry of microstrip lines.
Именно этот способ выбирается в качестве прототипа. На фиг. 1 показаны возможные варианты расположения емкостных элементов (конденсаторов С): на фиг. 1а - навесных конденсаторов, а на фиг. 1б - встречно-штыревых конденсаторов. Оба варианта практически реализуемы при достаточно умеренных величинах переходного ослабления (не более 10-15 дБ при использовании подложек из поликора), когда расстояние между связанными полосковыми проводниками НО не превышает длины конденсатора, причем из двух представленных вариантов предпочтение следует отдать второму варианту, как отличающемуся большей надежностью при массовом изготовлении.This method is chosen as a prototype. In FIG. 1 shows possible arrangements of capacitive elements (capacitors C): in FIG. 1a - mounted capacitors, and in FIG. 1b - interdigital capacitors. Both options are practically feasible with fairly moderate values of transition attenuation (not more than 10-15 dB when using polycor substrates), when the distance between the connected strip conductors of the BUT does not exceed the capacitor length, and of the two presented options, preference should be given to the second option, which differs by a larger reliability in mass production.
К существенным недостаткам прототипа можно отнести: невозможность конструктивной реализации НО с переходным ослаблением более 25-40 дБ из-за больших расстояний между связанными линиями, отсутствие методики построения НО для случая слабосвязанных линий разной ширины (при прохождении по основному каналу НО - широкой линии - мощности повышенного уровня) и искажение характеристик НО из-за влияния на них контактных площадок под конденсаторы.Significant disadvantages of the prototype include: the impossibility of constructive implementation of a nonlinear array with transient attenuation of more than 25-40 dB due to the large distances between the connected lines, the lack of a technique for constructing a nonlinear array for the case of loosely coupled lines of different widths (when passing through the main channel of a nonlinear array - a wide line - power increased level) and distortion of the characteristics of BUT due to the influence on them of contact pads for capacitors.
Достигаемым техническим результатом предлагаемого изобретения является повышение направленности направленного ответвителя в широком диапазоне его переходных ослаблений при улучшении технологичности изготовления.Achievable technical result of the present invention is to increase the directionality of the directional coupler in a wide range of its transitional attenuation while improving manufacturability.
Разработка способа повышения направленности ответвителей на двух связанных микрополосковых линиях основана на изменении структуры НО, а именно в области связи к микрополосковым линиям, располагаемым на заземленной с обратной стороны подложке, подключаются емкостные элементы таким образом, чтобы НО представлял собой согласованный с трактом восьмиполюсник.The development of a method for increasing the direction of the couplers on two connected microstrip lines is based on a change in the structure of the BUT, namely in the field of communication, capacitive elements are connected to the microstrip lines located on the back ground connected to the back side so that the BUT is an eight-terminal device coordinated with the path.
Указанный технический результат достигается тем, что в известном способе построения НО, где реализуют емкостную связь путем включения в определенных местах дополнительных емкостей между связанными микрополосковыми линиями передачи, которые располагаются на заземленной диэлектрической подложке, вычисляют оптимальные характеристики НО с емкостями с помощью матриц рассеяния при варьировании геометрии микрополосковых линий, - введен следующий порядок действий: на первом этапе производят схемотехническое моделирование, где вначале задают в программном пакете значения частотного диапазона и параметры диэлектрической подложки (диэлектрическую проницаемость, толщину подложки без учета потерь как в подложке так и в проводниках), затем выбирают конфигурацию НО, включающую в себя связанные микрополосковые линии с емкостными элементами, задают значения ширины, длины, расстояния между линиями, количество емкостных элементов (микрополосковых шлейфов и емкостных элементов связи) и их параметры, задают выходные данные устройства: минимальный (близкий к единице) коэффициент стоячей волны (КСВ), переходное ослабление, развязку, проводят параметрическую оптимизацию, по итогам схемотехнического моделирования получают топологическую модель НО с емкостными элементами в виде микрополосковых шлейфов и емкостных элементов связи, затем, на втором этапе, используя результаты схемотехнического моделирования, осуществляют электродинамическое моделирование, где путем небольших эмпирических вариаций геометрических параметров получают окончательный вариант топологии микрополоскового НО.The specified technical result is achieved by the fact that in the known method of constructing an ND where capacitive coupling is realized by including additional capacitances between connected microstrip transmission lines located at a grounded dielectric substrate in certain places, the optimal characteristics of the ND with capacitors are calculated using scattering matrices with varying geometry microstrip lines, the following procedure has been introduced: at the first stage, circuit modeling is performed, where at first the frequency range and the parameters of the dielectric substrate (dielectric constant, thickness of the substrate without taking into account losses both in the substrate and in the conductors) are specified in the software package, then the BUT configuration is selected, which includes coupled microstrip lines with capacitive elements, and the width, length, the distance between the lines, the number of capacitive elements (microstrip loops and capacitive communication elements) and their parameters, set the device output: minimum (close to unity) coefficient s current wave (SWR), transient attenuation, isolation, carry out parametric optimization, according to the results of circuit simulation, they obtain a topological model of ND with capacitive elements in the form of microstrip loops and capacitive coupling elements, then, at the second stage, using the results of circuit simulation, perform electrodynamic modeling, where, by means of small empirical variations of the geometric parameters, the final topology of the microstrip BUT is obtained.
Направленность вытекает из теоремы о том, что «взаимный восьмиполюсник без потерь, полностью внутренне согласованный, является идеальным направленным ответвителем» [4]. Конфигурации емкостных элементов при схемотехническом моделировании включают в себя четыре основных вида: емкость на землю (фиг. 2а), емкость связи (фиг. 2б), короткий шлейф (фиг. 2в), емкостной элемент связи (фиг. 2г); возможны также их комбинации. При электродинамическом моделировании конфигурации могут быть самыми разнообразными и зависят главным образом от параметров микрополосковых шлейфов (фиг. 2з) и емкостных элементов связи (фиг. 2д, е, ж). Электродинамическая модель емкостного элемента связи в общем случае состоит двух коротких микрополосковых отрезков с уширениями на концах, разделенных малым зазором (образующим емкость связи) и включенных между связанными линиями НО (фиг. 2д, е, ж). Нулевая емкость связи означает, что к связанной линии подключен согласующий короткий шлейф (фиг. 2з).The directivity follows from the theorem that “a lossless reciprocal eight-terminal, completely internally consistent, is an ideal directional coupler” [4]. The configurations of capacitive elements in circuit simulation include four main types: ground capacitance (Fig. 2a), communication capacitance (Fig. 2b), short loop (Fig. 2c), capacitive communication element (Fig. 2d); combinations thereof are also possible. In electrodynamic modeling, configurations can be very diverse and depend mainly on the parameters of microstrip loops (Fig. 2h) and capacitive coupling elements (Fig. 2e, f, g). The electrodynamic model of a capacitive coupling element in the general case consists of two short microstrip segments with broadening at the ends, separated by a small gap (forming the coupling capacitance) and included between the connected lines of the BUT (Fig. 2e, f, g). Zero communication capacity means that a matching short cable is connected to the connected line (Fig. 2h).
Сущность изобретенияSUMMARY OF THE INVENTION
В программном пакете схемотехнического и электродинамического моделирования Microwave Office [5] исходя из выбранного частотного диапазона, требуемого переходного ослабления и развязки, вначале строят схемотехническую, а затем топологическую модель, на основе которой решают задачу на наилучшее согласование НО (восьмиполюсника) с трактом. При построении модели, по существу, решают задачу структурного синтеза, когда определяют вид схемы и топологию, включающие в себя число и конфигурацию емкостных элементов.In the software package for circuit design and electrodynamic modeling, the Microwave Office [5] based on the selected frequency range, the required transient attenuation and isolation, first build a circuit, and then a topological model, on the basis of which they solve the problem of the best coordination of the BUT (eight-terminal) with the path. When constructing a model, they essentially solve the problem of structural synthesis when they determine the type of circuit and topology, including the number and configuration of capacitive elements.
Например (см. фиг. 2и), задают в программном пакете значение частотного диапазона (лежащего внутри полосы частот 1-2 ГГц) и параметры подложки: относительную диэлектрическую проницаемость, толщину подложки. Потери не учитывают. Затем выбирают конфигурацию НО, где задают значения ширины, длины, расстояния между линиями и количество емкостных элементов. Здесь, принимают во внимание унитарность матрицы рассеяния S, из которой для согласованного с трактом восьмиполюсника вытекает равенство S24=S13, где S24, S13 - элементы матрицы рассеяния, а 1, 2, 3, 4 - номера портов НО. Данное равенство полезно при выборе числа шлейфов в основном и вторичном каналах НО. Затем задают цель оптимизации - данные выходных параметров устройства: КСВ менее 1,03, переходное ослабление 30 дБ, развязку более 60 дБ. Далее программой проводится параметрическая оптимизация, параметрами которой выступают значения емкостей, геометрические размеры микрополосковых линий и расстояние между линиями. Первоначальное расстояние между связанными линиями выбирают из условия равенства переходного ослабления исходного НО на связанных линиях заданному значению. В итоге емкостной элемент связи с емкостью связи С1, включенный между линиями НО и изображенный на фиг. 2г, реализуется в виде короткого микрополоскового отрезка с уширением па конце и близко расположенного участка связанной линии НО, а емкости на землю С2 реализуются в виде двух коротких шлейфов (фиг. 2к).For example (see Fig. 2i), the value of the frequency range (lying within the 1-2 GHz frequency band) and the parameters of the substrate: relative permittivity, thickness of the substrate are set in the software package. Losses are not taken into account. Then choose the configuration of BUT, where they set the values of the width, length, distance between the lines and the number of capacitive elements. Here, take into account the unitarity of the scattering matrix S, from which for the eight-terminal path consistent with the path the equality S 24 = S 13 follows, where S 24 , S 13 are the elements of the scattering matrix, and 1, 2, 3, 4 are the port numbers of the NO. This equality is useful when choosing the number of loops in the main and secondary channels of the BUT. Then the optimization goal is set - the data of the device output parameters: SWR less than 1.03,
Используя результаты схемотехнического моделирования, осуществляем переход к электродинамической модели, в которой путем вариаций геометрических параметров подбирают окончательный вариант топологии микрополоскового НО с большим (в 30 дБ) переходным ослаблением, которая приведена на фигуре 3а. Длину короткого микрополоскового отрезка с уширением определяют исходя из расстояния между связанными линиями, а его ширину, равно как и ширину узкой линии НО, находят эмпирическим путем, отталкиваясь от условия наилучшего согласования вторичного канала НО с трактом. Параметры основного канала НО - ширину микрополосковых линий и параметры коротких шлейфов - вычисляют исходя из требований к согласованию канала, переходному ослаблению и развязке. На фигуре 3б приведены результаты программных расчетов, выполненные для подложки из поликора с относительной диэлектрической проницаемостью ε=9,8, толщиной 1 мм.Using the results of circuit simulation, we make the transition to an electrodynamic model, in which, by varying the geometric parameters, we select the final version of the topology of the microstrip BUT with a large (30 dB) transition attenuation, which is shown in Figure 3a. The length of a short microstrip segment with broadening is determined based on the distance between the connected lines, and its width, as well as the width of the narrow line of the BUT, is found empirically, starting from the condition of the best matching of the secondary channel of the BUT with the path. The parameters of the main channel BUT - the width of the microstrip lines and the parameters of short loops - are calculated based on the requirements for channel matching, transition attenuation and isolation. Figure 3b shows the results of software calculations performed for a polycor substrate with a relative permittivity ε = 9.8 and a thickness of 1 mm.
На фиг. 4а (электродинамическая модель) представлен пример топологии микрополоскового НО с умеренным переходным ослаблением 8,5 дБ, выполненной на связанных линиях одинаковой ширины. Здесь в отличие от прототипа в местах подключения емкости связи присутствуют также паразитные емкости на землю, обозначенные на фиг. 4б (являющейся схемотехнической моделью НО) через С1. Из-за них сформулированные выше требования к характеристикам НО в части согласования с трактом приводят к некоторому уменьшению ширин связанных линий в топологии НО. Необходимо заметить, что требования равенства коэффициентов передачи основного и дополнительного каналов здесь отсутствуют в силу симметрии конструкции. Результаты программных расчетов для НО с переходным ослаблением 8,5 дБ на подложке из поликора с относительной диэлектрической проницаемостью ε=9,8, толщиной 1 мм показаны на фиг. 4в.In FIG. 4a (electrodynamic model) presents an example of the topology of a microstrip BUT with a moderate transitional attenuation of 8.5 dB, performed on connected lines of the same width. Here, in contrast to the prototype, in the places where the communication capacitance is connected, parasitic capacitances to the ground, indicated in FIG. 4b (which is the circuitry model of BUT) through C1. Because of them, the requirements formulated above for the characteristics of the BUT in terms of matching with the path lead to a certain decrease in the width of the connected lines in the topology of the BUT. It should be noted that there are no requirements for the equality of transmission coefficients of the main and additional channels due to the symmetry of the structure. The results of software calculations for nonlinear transients with a transition attenuation of 8.5 dB on a polycor substrate with a relative dielectric constant ε = 9.8 and a thickness of 1 mm are shown in FIG. 4c.
На фиг. 5а представлен упрощенный вариант топологии НО с переходным ослаблением 30 дБ. Здесь в качестве емкостного элемента используется отрезок широкой микрополосковой линии с близко расположенным к связанной линии основного канала торцом. В основном канале поперечные шлейфы вообще отсутствуют, а близкая к нулю разность фаз между коэффициентами передачи в каналах обеспечивается замедлением волны в основном канале, где связанная полосковая линия значительно шире. На фиг. 5б приведены расчетные (программные) и экспериментальные характеристики такого НО, изготовленного на подложке из материала Rodgers с относительной диэлектрической проницаемостью ε=10,2, толщиной 1,27 мм. Экспериментальные характеристики обозначены штрихпунктирной линией.In FIG. 5a presents a simplified version of the topology of the BUT with a transient attenuation of 30 dB. Here, a segment of a wide microstrip line with an end face close to the connected line of the main channel is used as a capacitive element. In the main channel, there are no transverse loops at all, and a close to zero phase difference between the transmission coefficients in the channels is provided by the deceleration of the wave in the main channel, where the connected strip line is much wider. In FIG. Figure 5b shows the calculated (software) and experimental characteristics of such a BF made on a substrate of Rodgers material with a relative permittivity ε = 10.2 and a thickness of 1.27 mm. The experimental characteristics are indicated by a dash-dot line.
Также с помощью заявляемого способа можно получать различные варианты топологий микрополосковых НО в зависимости от поставленных задач. Так, при решении задачи по повышению уровня пропускаемой по основному каналу НО мощности, топология устройства примет вид, представленный на фиг. 6, где конфигурация открытого конца шлейфа в виде Т-образного уширения, заменена участком металлизации в виде круга.Also, using the proposed method, you can get various options for the topology of microstrip BUT, depending on the tasks. So, when solving the problem of increasing the level of power transmitted through the main channel of the BUT, the device topology will take the form shown in FIG. 6, where the configuration of the open end of the loop in the form of a T-shaped broadening is replaced by a metallization section in the form of a circle.
Реализация устройства с двумя вторичными каналами представлена на фиг. 7.An implementation of a device with two secondary channels is shown in FIG. 7.
На фиг. 8 изображена топология НО с увеличенной шириной рабочей полосы.In FIG. 8 depicts the topology of the BUT with an increased width of the working strip.
Таким образом, предложен способ построения микрополосковых направленных ответвителей на связанных микрополосковых линиях, позволяющий создавать широкую номенклатуру НО с повышенной направленностью в широком диапазоне его переходных ослаблений при улучшенной технологичности изготовления для различных применений в интегральных СВЧ устройствах и, в частности, в малогабаритных модулях ФАР.Thus, a method is proposed for constructing microstrip directional couplers on coupled microstrip lines, which allows creating a wide range of BUTs with an increased directivity in a wide range of its transient attenuation with improved manufacturability for various applications in integrated microwave devices and, in particular, in small-sized PAR modules.
Список использованной литературыList of references
1. Стародубровский Р.К. Компенсирующие структуры связанных линий для широкополосных и сверхширокополосных микрополосковых направленных ответвителей. Антенны, вып. 7, 2004, стр. 40-45.1. Starodubrovsky R.K. Compensating coupled line structures for broadband and ultra-wideband microstrip directional couplers.
2. Микроэлектронные устройства СВЧ / Под ред. проф. Г.И. Веселова, М.: «Высшая школа», 1988, 280 с.2. Microelectronic devices microwave / Ed. prof. G.I. Veselova, Moscow: Higher School, 1988, 280 p.
3. Темнов В.М., Суворов В.Н. Увеличение направленности микрополосковых ответвителей. Вопросы радиоэлектроники, сер. РИТ, 1973, вып. 5, стр. 115-120.3. Temnov V.M., Suvorov V.N. Increased directivity of microstrip couplers. Questions of radio electronics, ser. RIT, 1973, no. 5, pp. 115-120.
4. Будурис Ж., Шеневье П. Цепи сверхвысоких частот. (Теория и применение): Пер. с франц. / Под ред. проф. А.Л. Зиновьева, М.: «Советское радио», 1979, 288 с.4. Buduris J., Schenevie P. Chains of superhigh frequencies. (Theory and application): Per. with french / Ed. prof. A.L. Zinoviev, Moscow: “Soviet Radio”, 1979, 288 pp.
5. Разевиг В.Д., Потапов Ю.В., Курушин А.А. Проектирование СВЧ устройств с помощью Microwave Office / Под ред. В.Д. Разевига, М.: СОЛОН-Пресс, 2003, 496 с. 5. Razevig V.D., Potapov Yu.V., Kurushin A.A. Designing Microwave Devices Using Microwave Office / Ed. V.D. Razeviga, Moscow: SOLON-Press, 2003, 496 p.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2015132510/28A RU2601233C1 (en) | 2015-08-04 | 2015-08-04 | Method of designing microstrip directional couplers |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2015132510/28A RU2601233C1 (en) | 2015-08-04 | 2015-08-04 | Method of designing microstrip directional couplers |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2601233C1 true RU2601233C1 (en) | 2016-10-27 |
Family
ID=57216387
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2015132510/28A RU2601233C1 (en) | 2015-08-04 | 2015-08-04 | Method of designing microstrip directional couplers |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2601233C1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2696947C1 (en) * | 2018-12-03 | 2019-08-07 | Общество с ограниченной ответственностью "НПК ТАИР" | Microstrip directional coupler |
| CN117452061A (en) * | 2023-12-26 | 2024-01-26 | 深圳市瀚强科技股份有限公司 | Radio frequency power detection device and system |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5159298A (en) * | 1991-01-29 | 1992-10-27 | Motorola, Inc. | Microstrip directional coupler with single element compensation |
| US7576626B2 (en) * | 2006-09-08 | 2009-08-18 | Stmicroelectronics Ltd. | Directional couplers for RF power detection |
| CN103066364A (en) * | 2012-12-28 | 2013-04-24 | 成都泰格微电子研究所有限责任公司 | Surface mounting microwave component feed point coupling circuit and standing wave and isolating control method thereof |
-
2015
- 2015-08-04 RU RU2015132510/28A patent/RU2601233C1/en active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5159298A (en) * | 1991-01-29 | 1992-10-27 | Motorola, Inc. | Microstrip directional coupler with single element compensation |
| US7576626B2 (en) * | 2006-09-08 | 2009-08-18 | Stmicroelectronics Ltd. | Directional couplers for RF power detection |
| CN103066364A (en) * | 2012-12-28 | 2013-04-24 | 成都泰格微电子研究所有限责任公司 | Surface mounting microwave component feed point coupling circuit and standing wave and isolating control method thereof |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Дмитриев Е.Е., Основы моделирования в Microwave Office 2009, 2011, стр.143-149. * |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2696947C1 (en) * | 2018-12-03 | 2019-08-07 | Общество с ограниченной ответственностью "НПК ТАИР" | Microstrip directional coupler |
| WO2020117103A1 (en) * | 2018-12-03 | 2020-06-11 | Общество с ограниченной ответственностью "НПК ТАИР" | Microstrip directional coupler |
| CN117452061A (en) * | 2023-12-26 | 2024-01-26 | 深圳市瀚强科技股份有限公司 | Radio frequency power detection device and system |
| CN117452061B (en) * | 2023-12-26 | 2024-03-19 | 深圳市瀚强科技股份有限公司 | Radio frequency power detection device and system |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4469009B2 (en) | Method and apparatus for improving performance in a waveguide-based spatial power combiner | |
| US20160380362A1 (en) | Array antenna | |
| US9343795B1 (en) | Wideband unbalanced waveguide power dividers and combiners | |
| JP2012019281A (en) | Antenna device, and wireless device | |
| US20180108969A1 (en) | Improved antenna | |
| JP7468937B2 (en) | Fourth-order Ka-band bandpass filter based on printed ridge gap waveguides | |
| CN112272900A (en) | Spiral ultra-wideband microstrip orthogonal directional coupler | |
| Bulashenko et al. | Technique of mathematical synthesis of waveguide iris polarizers | |
| CN103022619A (en) | Microwave phase inverter based one-to-three power divider and power dividing method thereof | |
| RU2601233C1 (en) | Method of designing microstrip directional couplers | |
| Belyaev et al. | Investigation of frequency-selective devices based on a microstrip 2D photonic crystal | |
| CN113013642A (en) | Array antenna and communication equipment | |
| CN109672012B (en) | Broadband RWG and SIW differential transition structure applied to millimeter wave frequency band | |
| Wincza et al. | Ultrabroadband 4× 4 Butler matrix with the use of multisection coupled-line directional couplers and phase shifters | |
| Taravati et al. | Generalised single-section broad-band asymmetrical Wilkinson power divider | |
| US9240623B2 (en) | Wide-band microwave hybrid coupler with arbitrary phase shifts and power splits | |
| Noumi et al. | Complex beam steering from substrate integrated waveguide leaky wave antenna array | |
| Zhang et al. | Compact composite right/left-handed transmission line unit cell for the design of true-time-delay lines | |
| RU2364997C1 (en) | Directional coupler | |
| Abdallah et al. | A tunable circuit model for the modeling of dielectric resonator antenna array | |
| Belen et al. | Modeling and realization of cavity-backed dual band SIW antenna | |
| Zürcher et al. | A new power divider architecture for suspended strip line | |
| US10069202B1 (en) | Wide band patch antenna | |
| Yin et al. | Characterization and design of millimeter-wave full-band waveguide-based spatial power divider/combiner | |
| Sane et al. | Dual band pattern reconfigurable MIMO antenna system design for 5G wireless applications |