RU2595565C1 - Способ автокорреляционного приема шумоподобных сигналов - Google Patents

Abstract

Изобретение относится к радиотехнике. Технический результат - расширение функциональных возможностей способа автокорреляционного приема шумоподобных сигналов путем точного и однозначного определения местоположения источника излучения сигнала, размещенного на борту летательного аппарата. Для этого устройство, реализующее предлагаемый способ, содержит измеритель 1 длительности сигнала, частотный детектор 2, счетчик 3 импульсов, арифметические блоки 4 и 19, масштабирующие перемножители 5 и 6, линии задержки 7, 10 и 14, перемножители 8, 11, 15, 22.1, 22.2 и 22.3, полосовые фильтры 9 и 12, генератор 13 пилообразного напряжения, фильтры 16, 26.1, 26.2, 26.3 нижних частот, пороговый блок 17, ключ 18, блок 20 регистрации, приемные антенны 21.1, 21.2 и 21.3, узкополосные фильтры 23.1, 23.2 и 23.3, фазовращатели 24.1 и 24.2 на 90 градусов, фазовые детекторы 25.1, 25.2 и 25.3, измерительные приборы 27.1, 27.2 и 27.3, экстремальные регуляторы 28.1, 28.2 и 28.3, блоки 29.1, 29.2 и 29.3 регулируемой задержки, корреляторы 30.1, 30.3 и 30.3, вычислительный блок 31 и указатель 32 местоположения источника излучения шумоподобных сигналов. 3 ил.

Description

Предлагаемый способ относится к радиотехнике и может быть использован в цифровых системах связи, в частности в устройствах синхронизации и приема шумоподобных фазоманипулированных (Фмн) сигналов и пеленгации источника их излучения в трех плоскостях.

Известны способы и устройства приема шумоподобных Фмн сигналов (авт. свид. СССР №№177.471, 451.187, 543.194, 860.276, 1.417.206; патенты РФ №№2.097.925, 2.121.756, 2.222.111, 2.248.102, 2.296.432; патенты США №№4.146.841, 4.687.999, 4.811.363, 4.912.422; патенты Германии №№2.646.255, 3.935.911; Петрович Н.П. и др. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Сов. радио, 1969, с. 94, рис. 8, а; Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Связь, 1985, с. 18, рис. 1.9, в и другие).

Из известных способов наиболее близким к предлагаемому является «Способ автокорреляционного приема шумоподобных сигналов» (патент РФ №2.296.432, HOYL 27/22, 2005), который и выбран в качестве прототипа.

Известный способ обеспечивает прием шумоподобных сигналов с априорно неизвестной кодовой структурой и обеспечивает точное и однозначное измерение угловых координат α (азимута) и β (угла места) источника излучения сигнала, используя для этого две измерительные базы d₁ и d₂, расположенные в азимутальной и угломестной плоскостях соответственно. При этом не используется третья измерительная база d₃, расположенная в гипотенузной плоскости, что не позволяет определить местоположение источника излучения сигнала, размещенного на борту летательного аппарата (самолет, вертолет, дирижабль, зонд и т.п.).

Технической задачей изобретения является расширение функциональных возможностей способа путем точного и однозначного определения местоположения источника излучения сигнала, размещенного на борту летательного аппарата.

Поставленная задача решается тем, что способ автокорреляционного приема шумоподобных сигналов, заключающийся, в соответствии с ближайшим аналогом, в перемножении принимаемого сигнала с опорным сигналом, измерении длительности принимаемого сигнала, осуществлении частотного детектирования принимаемого сигнала, выделяя тем самым моменты скачкообразного изменения фазы, определении количества и величины тактовых периодов, при этом опорный сигнал формируют путем задержки принимаемого сигнала на время $${\tau }_{{З}_1}={к}_1\cdot {\tau }_{Э}$$

, кратное тактовому периоду τ_э, выделяют суммарное напряжение, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время $${\tau }_{{З}_2}=k_2\cdot {\tau }_{Э}$$

, кратное тактовому периоду τ_Э, выделяют напряжение разностной частоты, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время τ, которое периодически изменяют по линейному закону, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное автокорреляционной функции, сравнивают его с пороговым уровнем, при превышении порогового уровня измеряют циклический сдвиг, по которому определяют кодовую структуру принимаемого сигнала, шумоподобные сигналы принимают на антенны, разнесенные на фиксированные расстояния d₁ и d₂ и расположенные в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают антенну опорного канала, общую для антенн двух пеленгационных каналов, расположенных в азимутальной и угломестной плоскостях, в каждом канале принимаемый шумоподобный сигнал перемножают самого на себя, выделяют гармоническое колебание, сдвигают по фазе на 90 градусов гармоническое колебание опорного канала, измеряют разности фаз между ним и гармоническими колебаниями пеленгационных каналов, формируя тем самым фазовые шкалы отсчета азимута α и угла места β источника излучения шумоподобных сигналов, точные, но неоднозначные, перемножают шумоподобный сигнал опорного канала с задержанными по времени шумоподобными сигналами пеленгационных каналов, выделяют низкочастотные напряжения, пропорциональные взаимно-корреляционным функциям, изменяют время задержки до получения максимального значения взаимно-корреляционных функций, поддерживают эти значения, фиксируют временные задержки τ₁ и τ₂, соответствующие максимальному значению взаимно-корреляционных функций, и определяют азимут α и угол места β источника излучения шумоподобных сигналов

где с - скорость распространения света, формируя тем самым временные шкалы отсчета угловых координат α и β, грубые, но однозначные, отличается от ближайшего аналога тем, что сдвигают по фазе на 90 градусов гармоническое колебание одного из пеленгационных каналов, измеряют разность фаз между ним и гармоническим колебанием другого пеленгационного канала, формируя тем самым фазовую шкалу отсчета угла ориентации γ источника излучения шумоподобных сигналов, точную, но неоднозначную, перемножают шумоподобный сигнал одного из пеленгационных каналов с задержанным по времени шумоподобным сигналом другого пеленгационного канала, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное взаимно-корреляционной функции, изменяют время задержки до получения максимального значения взаимно-корреляционной функции, поддерживают это значение, фиксируют временную задержку τ_З, соответствующую максимальному значению взаимно-корреляционной функции, и определяют угол ориентации γ источника излучения шумоподобных сигналов

где d_з - расстояние между приемными антеннами пеленгационных каналов, формируя тем самым временную шкалу отсчета угловой координаты γ, грубую, но однозначную, вычисляют по измеренным значениям азимута α, угла места β и угла ориентации γ местоположение источника излучения шумоподобных сигналов и фиксируют его.

Структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ, представлена на фиг. 1. Взаимное расположение приемных антенн показано на фиг. 2. Пеленгационная характеристика приведена на фиг. 3.

Устройство содержит последовательно подключенные к выходу приемной антенны 21.1 частотный детектор 2, счетчик 3 импульсов, первый арифметический блок 4, второй вход которого через измеритель 1 длительности сигнала соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый масштабирующий перемножитель 5, первая линия 7 задержки, второй вход которой соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый перемножитель 8, второй вход которого соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый полосовой фильтр 9, второй перемножитель 11, второй вход которого через вторую линию задержки 10 соединен с выходом первой приемной антенны 21.1 и второго масштабирующего перемножителя 6, второй полосовой фильтр 12, третий перемножитель 15, второй вход которого через третью линию задержки 14 соединен с выходом первой приемной антенны 21.1, первый фильтр 16 нижних частот, пороговый блок 17, ключ 18, второй вход которого соединен с выходом линии задержки 14, второй арифметический блок 19, второй вход которого соединен с выходом первого арифметического блока 4, и блок 20 регистрации, второй и третий входы которого соединены с выходами измерителя 1 длительности сигнала и арифметического блока 4 соответственно. Второй вход линии задержки 14 через генератор 13 пилообразного напряжения соединен с выходом порогового блока 17.

Устройство содержит также один опорный канал и два пеленгационных канала.

Опорный канал содержит последовательно включенные антенну 21.1, перемножитель 22.1, второй вход которого соединен с выходом антенны 21.1, узкополосный фильтр 23.1 и фазовращатель 24.1 на 90 градусов.

Первый (второй) пеленгационный канал содержит последовательно включенные антенну 21.1 (21.3), перемножитель 22.2 (22.3), второй вход которого соединен с выходом антенны 21.2 (21.3), узкополосный фильтр 23.2 (23.3) и фазовый детектор 25.1 (25.2, 25.3), второй вход которого соединен с выходом фазовращателя 24.1 (24.2) на 90 градусов, а выход подключен к четвертому (пятому, шестому) входу блока 20 регистрации.

К выходу антенны 21.2 (21.3) последовательно подключены блок 29.1 (29.2, 29.3) регулируемой задержки, перемножитель 22.4 (22.5, 22.6), второй вход которого соединен с выходом антенны 21.1 (21.2), фильтр 26.1 (26.2, 26.3) нижних частот и экстремальный регулятор 28.1 (28.2, 28.3), выход которого подключен ко второму входу блока 29.1 (29.2, 29.3) регулируемой задержки. К выходу фильтра 26.1 (26.2, 26.3) подключен измерительный прибор 27.1 (27.2, 27.3). Второй выход блока 29.1 (29.2, 29.3) подключен к седьмому (восьмому, девятому) входу блока 20 регистрации. Блок 29.1 (29.2, 29.3) регулируемый задержки, перемножитель 22.4 (22.5, 22.6), фильтр 26.1 (26.2, 26.3) нижних частот, измерительный прибор 27.1 (27.2, 27.3) и экстремальный регулятор 28.1 (28.2, 28.3) образуют коррелятор 30.1 (30.2, 30.3).

Предлагаемый способ реализуют следующим образом:

Предположим, что в качестве модулирующей функции используется псевдослучайная последовательность (ПСП), символы которой описываются рекуррентным соотношением

x₁=а₁x_i-1⊕а₂x_i-2⊕…⊕а_mх_i-m,

где i={0, 1} - коэффициенты полинома,

А(X)=Х°⊕а₁х¹⊕а₂х²⊕а₂х²⊕…⊕a_m х^m,

⊕ - знак сложения по модулю два,

m - разрядность псевдослучайной последовательности, период которой определяется формулой

N=2^m-1.

Для передачи по каналам связь такой последовательности M(t) манипулируют по фазе высокочастотное гармоническое колебание.

u_c(t)=U_c·Cos(w_ct+φ_c), 0≤t≤T_c,

где U_c, ω_c, φ_c, T_c - амплитуда, несущая частота, начальная фаза и длительность высокочастотного колебания.

В результате образуется фазоманипулированный (Фмн) сигнал (шумоподобный сигнал)

u_c(t)=U_c·Cos[ω_ct+φ_k(t)+φ_с], 0≤t≤Т_с,

где φ_k(t)={0, π} - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с модулирующим кодом M(t) (ПСП), причем φ_k(t)=const при kτ_э<t<(k+1)τ_э и может изменяться скачком при t=kτ_э, т.е. на границах между элементарными посылками (k=1, 2, …, N-1);

τ_э, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью Т_с (Т_с=N·τ_э).

Принимаемые Фмн сигналы (шумоподобные сигналы):

u₁(t)=Uc·Cos[ω_ct+φ_k(t)+φ₁],

u₂(t)=Uc·Cos[ω_c(t-τ₁)+φ_k(t-τ₁)+φ₂],

u₃(t)=Uc·Cos[ω_c(t-τ₁)+φ_k(t-τ₁)+φ₃], 0≤t≤T_c,

где φ₁, φ₂, φ₃ - начальные фазы сигналов;

- время запаздывания сигнала, приходящего на антенну 21.2 по отношению к сигналу, приходящему на антенну 21.1 (фиг. 2);

- время запаздывания сигнала, приходящего на антенну 21.3 по отношению к сигналу, приходящему на антенну 21 азимутальной. 1;

d₁, d₂ - измерительные фазы;

α, β - углы прихода радиоволн в азимутальной и угломестной плоскостях (угол места, азимут);

с - скорость распространения света, с выходов антенн 21.1, 21.2, и 21.3 соответственно поступают на входы перемножителей 22.1, 22.2, и 22.3, на выходе которых образуются гармонические колебания:

u₄(t)=U₄·Cos[2ω_ct+2φ₁],

u₅(t)=U₄·Cos[2ω_c(t-τ₁)+2φ₂],

u₆(t)=U₄·Cos[2ω_c(t-τ₂)+2φ₃], 0≤t≤Tc,

где

2φ_k(t)={0, 2π}; 2φ_k(t-τ₁)={0, 2π}, 2φ_k(t-τ₂)={0, 2π}.

Следует отметить, что ширина спектра Δf_c принимаемых Фмн сигналов u₁(t), u₂(t), u₃(t) определяется длительностью их элементарных посылок τ_э (тактовым периодом)

тогда как ширина спектра Δf₂ вторых гармоник u₄(t), u₅(t) и u₆(t) определяется длительностью Т_с сигнала

Следовательно, при перемножении Фмн сигналов самих на себя фазовая манипуляция устраняется и их спектр «сворачивается» в N раз

Это обстоятельство помогает выделить гармонические колебания u₄(t), u₅(t), u₆(τ) с помощью узкополосных фильтров 23.1, 23.2 и 23.3 соответственно, отфильтровав значительную часть шумов и помех.

Если гармонические колебания u₄(t), u₅(t), u₆(t) выходов узкополосных фильтров 23.1 и 23.2, 23.1 и 23.3, 23.2 и 23.3 непосредственно подать на фазовые детекторы 25.1, 25.2 и 25.3, на выход последних получим:

где

d₃ - измерительная база (расстояние между антеннами 21.2 и 21.3);

γ - угол прихода радиоволн в гипотенузной плоскости (угол ориентации);

- время запаздывания сигнала, приходящего на антенну 21.2, по отношению к сигналу, приходящему на антенну 21.3.

Из приведенных соотношений видно, что напряжения на выходе фазовых детекторов 25.1, 25.2 и 25.3 зависят от углов α, β и γ соответственно.

Однако вследствие того, что косинус - функция четная, знаки u_вых(α), u_вых(β) и u_вых(γ) не зависят от стороны отклонения. Для устранения указанного недостатка используются фазовращатели 24.1 и 24.2 на 90 градусов. В этом случае напряжения рассогласования на выходе фазовых детекторов 25.1, 25.2 и 25.3 определяются выражениями:

Приведенные зависимости обычно называются пеленгационными характеристиками (фиг. 3).

Крутизна характеристик в области малых углов α, β и γ, где характеристики практически линейны, равна:

Таким образом, крутизна характеристик определяется величинами отношений $$\frac{d_1}{\lambda }$$

, $$\frac{d_2}{\lambda }$$

и $$\frac{d_{З}}{\lambda }$$

. Увеличение измерительных баз d₁, d₂ и d_З и уменьшение длины волны повышают крутизну К_α, К_β, К_γ и увеличивают точность пеленгации источника излучения Фмн сигналов. Однако при этом возникает неоднозначность отсчета углов α, β и γ. Крутизна характеристик определяет зоны нечувствительности 2α_min, 2β_min, 2γ_min при заданном значении шумов U_ш (фиг. 3).

Число зон неоднозначности, т.е. областей, где разности фаз:

изменяются на величину, равную 2π, определяются соотношениями:

Для однозначного отсчета необходимо выбрать n₁=1, n₂=1, n₃=1, т.е. выбрать измерительные базы исходя из следующих условий:

.

Разности фаз Δφ₁, Δφ₂, Δφ₃ фиксируются блоком 20 регистрации.

Так формируются фазовые шкалы отсчета угловых координат α, β и γ: точные, но неоднозначные.

Принимаемые Фмн сигналы u₁(t) и u₂(t), u(t) и u₃(t), u₂(t) и u₃(t) одновременно поступают с выходов антенн 21.1 и 21.2, 21.1 и 21.3 на два входа коррелятора 30.1 (30.2, 30.3), состоящего из блока 29.1 (29.2, 29.3) регулируемой задержки, перемножителя 22.4 (22.5, 22.6), фильтра 26.1 (26.2, 26.3) нижних частот. Получаемые на выходе корреляторов 30.1, 30.2 и 30.3 взаимно корреляционные функции R₁(τ), R₂(τ) и R₃(τ), измеряемые измерительными приборами 27.1, 27.2 и 27.3, имеют максимум при значении введенного регулируемого запаздывания:

τ₁=t₂-t₁, τ₂=t₃-t₁, τ₃=t₃-t₂,

где t₁, t₂, t₃ - время прохождения сигналом расстояний R₁, R₂, R₃ от источника излучения до первой 21.1, второй 21.2 и третьей 21.3 приемных антенн:

ΔR₁=R₂-R₁, ΔR₂=R₃-R₁, ΔR₃=R₃-R₂.

Максимальные значения R₁(τ), R₂(τ) и R₃(τ) поддерживаются с помощью экстремальных регуляторов 28.1, 28.2 и 28.3, воздействующих на вторые входы блоков 29.1, 29.2 и 29.3 регулируемых задержек. Шкалы блоков 29.1, 29.2 и 29.3 регулируемых задержек (указатели углов) градуируются непосредственно в значениях угловых координат α, β и γ источника излучения Фмн сигналов:

,

,

,

где τ₁, τ₂, τ₃ - введенные задержки сигналов, соответствующие максимуму взаимно-корреляционных функций R₁(τ), R₂(τ) и R₃(τ).

Значения угловых координат α, β и γ фиксируются блоком 20 регистрации. Так формируются временные шкалы отсчета угловых координат α, β и γ: грубые, но однозначные.

По существу, указанными шкалами измеряются полные разности фаз:

ΔФ₁=m+Δφ₁, ΔФ₂=m+Δφ₂, ΔФ₃=l+Δφ₃,

где m, n, l - количество полных циклов измеряемых разностей фаз, определяемых временными шкалами;

Δφ₁, Δφ₂, Δφ₃ - разности фаз, измеряемые фазовыми шкалами (0≤Δφ₁≤2π, 0≤Δφ₂≤2π, 0≤Δφ₂≤2π).

Угловые координаты α, β и γ с выходов указателей 27.1, 27.2 и 27.3 поступают в вычислительный блок 31, где вычисляется местоположение источника излучения Фмн сигналов в пространстве, которое фиксируется указателем 32.

Следует отметить, что расположение приемных антенн 21.1, 21.2 и 21.3 в виде геометрического прямого угла, в вершине которого располагается первая приемная антенна 21.1 опорного канала, продиктовано самой идеологией пеленгации источника излучения Фмн сигналов в пространстве.

Принимаемый Фмн сигнал u₁(t) с выхода приемной антенны 21.2 одновременно поступает на входы измерителя 1 длительности сигнала, частотного детектора 2, перемножителя 8, линий 7, 10, 14 задержки.

На выходе частотного детектора 2 образуются короткие раскополярные импульсы, временное положение которых соответствует моментам скачкообразного изменения фазы принимаемого Фмн сигнала u₁(t).

Эти импульсы поступают на вход счетчика 3 импульсов, где подсчитывается число υ скачков фазы. Между числом скачков фазы υ и количеством N элементарных посылок существует следующая зависимость:

υ=0,5(N-1).

Число скачков фазы υ, подсчитанное счетчиком 3, поступает на первый вход арифметического блока 4, на второй вход которого подается измеренная измерителем 1 длительность Т сигнала.

В арифметическом блоке 4 определяется длительность τ_э элементарных посылок (тактовый период)

Одновременно принимаемый Фмн сигнал u₁(t) поступает на первый вход перемножителя 8. Значение τ_э через масштабирующие перемножители 5 и 6 поступают на управляющие входы линии 7 и 10 задержки соответственно, где устанавливаются задержки

кратные тактовому периоду τ_э.

На второй вход перемножителя 8 подается принимаемый Фмн сигнал, задержанный на величину t_з1

На выходе перемножителя 8 образуется следующее колебание:

из которого полосовым фильтром 9, настроенным на 2ω_с, выделяется суммарное напряжение

которое поступает на первый вход перемножителя 11, на второй вход которого подается принимаемый Фмн сигнал, задержанный на величину $${\tau }_{{З}_2}$$

линией 10 задержки

на выходе перемножителя 11 образуется следующее колебание:

где

из которого полосовым фильтром 12, настроенным на ω_с, выделяется напряжение разностной частоты

манипулируемая фаза которого имеет вид

где θ - циклический сдвиг, выраженный числом тактовых периодов (элементарных посылок).

Напряжение u_p(t) с выхода полосового фильтра поступает на первый вход перемножителя 15, на второй вход которого подается принимаемый Фмн сигнал, задержанный на величину τ с помощью линии 14 задержки, которая периодически перестраивается по линейному закону с помощью генератора 13 пилообразного напряжения

где τ - переменное значение величины задержки линии 14 задержки.

На выходе перемножителя 15 образуется следующее напряжение:

где

Фильтром 16 нижних частот выделяется низкочастотное напряжение, пропорциональное автокорреляционной функции

которое сравнивается с пороговым уровнем в пороговом блоке 12. Пороговое напряжение U_пор превышается только при максимальном значении напряжения U_H(t), которое получается при выполнении следующего условия:

k=1, 2, …

В случае превышения порогового уровня U_пор в пороговом блоке 17 формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход генератора 13 пилообразного напряжения, прекращая его перестройку, и на управляющий вход ключа 18, открывая его. В исходном состоянии ключ 18 всегда закрыт. При этом значение величины задержки τ₀=θ·τ_э, соответствующее максимуму автокорреляционной функции R(τ), через открытый ключ 18 поступает в арифметический блок 19, куда поступает и значение длительности τ_э элементарных посылок с выхода арифметического блока 4. В арифметическом блоке 19 определяется циклический сдвиг

который фиксируется блоком 20 регистрации, где фиксируются также измеренные значения длительности τ_э элементарных посылок и длительности Т_с принимаемого Фмн сигнала.

Указанный сдвиг устанавливает однозначное соответствие между кодовой структурой принимаемого Фмн сигнала и функцией преобразования, которая задается параметрами $${\tau }_{{З}_1}$$

и $${\tau }_{{З}_2}$$

:

где A(Х) - формирующий полином, определяющий кодовую структуру принимаемого Фмн сигнала;

В(Х)=В_OХ^O+B₁X¹+…+B_nXⁿ - функция преобразования, номера нулевых коэффициентов которой определяются как

и

, а коэффициент в₀=1.

Так, например, для

А(X)=X⁰⊕X²⊕X⁵;

B(X)=Х⁰⊕Х²⊕X³.

Измерив циклический сдвиг θ, по таблице соответствия можно определить кодовую структуру (закон фазовой манипуляции) принимаемого Фмн сигнала. Это обеспечивает возможность принимать шумоподобные сигналы с априорно неизвестной структурой.

Таким образом, предлагаемый способ по сравнению с прототипом и другими техническими решениями аналогичного назначения обеспечивает не только прием сигналов с априорно неизвестной кодовой структурой и точную и однозначную пеленгацию источника их излучения в двух плоскостях, но и точное и однозначное определение местоположения источника излучения Фмн сигналов в пространстве. Это достигается использованием третьей измерительной базы d₃, расположенной в гипотенузной плоскости, и трех угловых координат: азимута α, угла места β и угла ориентации γ. Тем самым функциональные возможности способа расширены.

Claims (1)

1. Способ автокорреляционного приема шумоподобных сигналов, заключающийся в перемножении принимаемого сигнала с опорным сигналом, измерении длительности принимаемого сигнала, определении частного детектирования принимаемого сигнала, осуществлении частотного детектирования принимаемого сигнала, выделяя тем самым моменты скачкообразного изменения фазы, определения количества и величины тактовых периодов, при этом опорный сигнал формируют путем задержки принимаемого сигнала на время

   

   , кратное тактовому периоду τ_э, выделяют суммарное напряжение, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время

   

   , кратное тактовому периоду τ_э, выделяют напряжение разностной частоты, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время

   

   , кратное тактовому периоду τ_э, выделяют суммарное напряжение разностной частоты, перемножают его с принимаемым сигналом, задержанным на время τ, которое периодически изменяют по линейному закону, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное автокорреляционной функции, сравнивают его с пороговым уровнем, при превышении порогового уровня измеряют циклический сдвиг, по которому определяют кодовую структуру принимаемого сигнала, шумоподобные сигналы принимают на антенны, разнесенные на фиксированные расстояния d₁, d₂ и расположенные в виде геометрического прямого угла, в вершине которого помещают антенну опорного канала, общую для антенн двух пеленгационных каналов, расположенных в азимутальной и угломестной плоскостях, в каждом канале принимаемый шумоподобный сигнал перемножают самого на себя, выделяют гармоническое колебание, сдвигают по фазе на 90 градусов гармоническое колебание опорного канала, измеряют разности фаз между ним и гармоническими колебаниями пеленгационных каналов, формируя тем самым фазовые шкалы отсчета азимута α и угла места β источника излучения шумоподобного сигнала, точные, но неоднозначные, перемножают шумоподобный сигнал опорного канала с задержанными по времени шумоподобными сигналами пеленгационных каналов, выделяют низкочастотные напряжения, пропорциональные взаимно-корреляционным функциям, изменяют время задержки до получения максимального значения взаимно-корреляционных функций, поддерживают эти значения, фиксируют временные задержки τ₁ и τ₂, соответствующие максимальному значению взаимно-корреляционных функций, и определяют азимут α и угол места β источника излучения шумоподобных сигналов
   

   

   
   где с - скорость распространения света, формируя тем самым временные шкалы отсчета угловых координат α и β, грубые, но однозначные, отличающийся тем, что сдвигают по фазе на 90 градусов гармоническое колебание одного из пеленгационных каналов, измеряют разность фаз между ним и гармоническим колебанием другого пеленгационного канала, формируя тем самым фазовую шкалу отсчета угла ориентации γ источника излучения шумоподобных сигналов, точную, но неоднозначную, перемножают шумоподобный сигнал одного из пеленгационных каналов с задержанным по времени шумоподобным сигналом другого пеленгационного канала, выделяют низкочастотное напряжение, пропорциональное взаимно-корреляционной функции, изменяют время задержки до получения максимального значения взаимно-корреляционной функции, поддерживают это значение, фиксируют временную задержку τ_з, соответствующую максимальному значению взаимно-корреляционной функции, и определяют угол ориентации γ источника излучения шумоподобных сигналов
   

   

   
   где d₃ - расстояние между приемными антеннами пеленгационных каналов, формируя тем самым временную шкалу отсчета угловой координаты γ, грубую, но однозначную, вычисляемую по измеренным значениям азимута α, угла места β и угла ориентации γ местоположения источника излучения шумоподобных сигналов, и фиксируют его.

Images