RU2558722C1 - Independent three-phase inverter control method - Google Patents
Independent three-phase inverter control method Download PDFInfo
- Publication number
- RU2558722C1 RU2558722C1 RU2014115296/07A RU2014115296A RU2558722C1 RU 2558722 C1 RU2558722 C1 RU 2558722C1 RU 2014115296/07 A RU2014115296/07 A RU 2014115296/07A RU 2014115296 A RU2014115296 A RU 2014115296A RU 2558722 C1 RU2558722 C1 RU 2558722C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- phase
- voltage
- modulating
- reference voltage
- amplitude
- Prior art date
Links
Images
Abstract
Description
Изобретение относится к области преобразовательной техники и предназначено для управления трехфазными автономными инверторами с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) и может быть использовано, в частности, для частотного регулирования скорости асинхронного двигателя. Предложенный способ предназначен для управления трехфазными автономными инверторами, управляемыми посредством биполярных модулирующих и опорных сигналов. Предложенный способ управления может быть использован для управления трехфазными автономными инверторами как с синусоидальными модулирующими сигналами, так и с введенными в синусоидальный модулирующий сигнал компонентами нулевой последовательности.The invention relates to the field of converter technology and is intended to control three-phase autonomous inverters with pulse-width modulation (PWM) and can be used, in particular, for frequency regulation of the speed of an induction motor. The proposed method is designed to control three-phase autonomous inverters controlled by bipolar modulating and reference signals. The proposed control method can be used to control three-phase autonomous inverters with both sinusoidal modulating signals and zero-sequence components introduced into the sinusoidal modulating signal.
Известен способ управления автономным инвертором, заключающийся в сравнении высокочастотного опорного напряжения треугольной или пилообразной формы и низкочастотного модулирующего напряжения прямоугольной формы, результатом которого является формирование серии импульсов одинаковой длительности, величина которой зависит от амплитуды прямоугольного модулирующего напряжения [Руденко B.C., Сенько В.И., Чиженко И.М. Основы преобразовательной техники: Учебник для вузов. - М.: Высш. школа, 1980. - 424 с. (стр.267, рис.4.63)].A known method of controlling an autonomous inverter, which consists in comparing a high-frequency reference voltage of a triangular or sawtooth shape and a low-frequency modulating voltage of a rectangular shape, the result of which is the formation of a series of pulses of the same duration, the magnitude of which depends on the amplitude of the rectangular modulating voltage [Rudenko BC, Senko V.I., Chizhenko I.M. Fundamentals of transformative technology: Textbook for universities. - M .: Higher. School, 1980 .-- 424 p. (p. 267, fig. 4.63)].
Недостатком известного способа управления является низкое качество выходного напряжения, а именно неудовлетворительный спектральный состав напряжения во всем диапазоне его регулирования.A disadvantage of the known control method is the low quality of the output voltage, namely, the unsatisfactory spectral composition of the voltage in the entire range of its regulation.
Известен способ управления автономным инвертором (прототип), заключающийся в сравнении высокочастотного опорного напряжения треугольной или пилообразной формы и низкочастотного модулирующего напряжения, например синусоидальной формы, результатом которого является формирование серии импульсов, длительность которых изменяется по закону модулирующего сигнала [Руденко B.C., Сенько В.И., Чиженко И.М. Основы преобразовательной техники: Учебник для вузов. - М.: Высш. школа, 1980. - 424 с. (стр.244, рис.4.45)].A known method of controlling an autonomous inverter (prototype), which consists in comparing the high-frequency reference voltage of a triangular or sawtooth shape and low-frequency modulating voltage, for example a sinusoidal shape, the result of which is the formation of a series of pulses, the duration of which varies according to the law of the modulating signal [Rudenko BC, Senko V.I. ., Chizhenko I.M. Fundamentals of transformative technology: Textbook for universities. - M .: Higher. School, 1980 .-- 424 p. (p. 244, fig. 4.45)].
Недостатком этого способа управления является ограниченный линейный диапазон регулирования амплитуды первой гармоники выходного напряжения, что приводит к недоиспользованию источника питания и ограничению мощности, отдаваемой инвертором в нагрузку.The disadvantage of this control method is the limited linear range of amplitude control of the first harmonic of the output voltage, which leads to underutilization of the power source and the limitation of the power given by the inverter to the load.
Линейный диапазон регулирования первой гармонии имеет место до тех пор, пока амплитуда модулирующего напряжения не превышает амплитуды опорного сигнала. При дальнейшем увеличении модулирующего напряжения (область перемодуляции) амплитуда первой гармоники также будет возрастать, но по резко выраженному нелинейному закону, что мало приемлемо для целей управления. Упомянутая нелинейность в области перемодуляции обусловлена тем, что по мере увеличения амплитуды модулирующего напряжения происходит слияние соседних импульсов управления ключами автономного инвертора и, соответственно, импульсов выходного напряжения инвертора. И на этих участках теряется управляемость - зависимость ширины импульсов от амплитуды модулирующего сигнала.The linear range of regulation of the first harmony takes place until the amplitude of the modulating voltage does not exceed the amplitude of the reference signal. With a further increase in the modulating voltage (overmodulation region), the amplitude of the first harmonic will also increase, but according to a pronounced nonlinear law, which is hardly acceptable for control purposes. The mentioned non-linearity in the field of overmodulation is due to the fact that as the amplitude of the modulating voltage increases, the adjacent control pulses of the keys of the autonomous inverter and, accordingly, the pulses of the output voltage of the inverter merge. And in these areas controllability is lost - the dependence of the pulse width on the amplitude of the modulating signal.
Задача изобретения заключается в расширении линейного диапазона регулирования амплитуды первой гармоники выходного напряжения трехфазного автономного инвертора.The objective of the invention is to expand the linear range of regulation of the amplitude of the first harmonic of the output voltage of a three-phase autonomous inverter.
Указанная задача достигается тем, что в известном способе управления трехфазным автономным инвертором, основанном на сравнении высокочастотного опорного напряжения треугольной или пилообразной формы и низкочастотного трехфазного модулирующего напряжения, предварительно производят модуляцию амплитуды положительных и отрицательных полуволн опорного напряжения соответственно положительной и отрицательной огибающими максимальных фазных модулирующих напряжений, и далее полученное опорное напряжение сравнивают с фазными модулирующими напряжениями.This problem is achieved by the fact that in the known method of controlling a three-phase autonomous inverter, based on a comparison of a high-frequency reference voltage of a triangular or sawtooth shape and a low-frequency three-phase modulating voltage, the amplitudes of the positive and negative half-waves of the reference voltage are preliminarily modulated, respectively, of the positive and negative envelopes of the maximum phase modulating voltages, and then the obtained reference voltage is compared with phase modulating general stresses.
Сущность изобретения поясняется графическими материалами, где на фиг.1 показано устройство для реализации предложенного способа управления, на фиг.2 - схема трехфазного автономного инвертора для реализации способа, на фиг.3 - диаграммы сигналов, поясняющие принцип формирования модулированного опорного напряжения, на фиг.4 - диаграммы опорного и модулирующих сигналов, а также выходных напряжений и токов трехфазного автономного инвертора, на фиг.5 - выходные характеристики трехфазного автономного инвертора.The invention is illustrated by graphic materials, in which Fig. 1 shows a device for implementing the proposed control method, in Fig. 2 is a diagram of a three-phase autonomous inverter for implementing the method, in Fig. 3 are signal diagrams explaining the principle of formation of a modulated reference voltage, in Fig. 4 - diagrams of the reference and modulating signals, as well as the output voltages and currents of a three-phase autonomous inverter, FIG. 5 - output characteristics of a three-phase autonomous inverter.
Устройство управления трехфазным автономным инвертором (фиг.1) содержит: источник 1 эталонного постоянного напряжения, генератор 2 однополярного опорного напряжения, трехфазный генератор 3 постоянного по амплитуде модулирующего напряжения, потенциометр 4, диодную сборку 5 (3 шт.) с общим катодом, диодную сборку 6 (3 шт.) с общим анодом, блоки 7-9, 11, 13 умножения, сумматоры 10 и 14, формирователь 12 модуля, компараторы 15-17 с прямым и инверсным выходами.The control device for a three-phase autonomous inverter (Fig. 1) contains: a
Генератор однополярного опорного напряжения, например пилообразной формы, может быть построен, например, по схеме RC-генератора на операционном усилителе [Казьмерковский М., Вуйцак А. Схемы управления и измерения в промышленной электронике: Пер. с польск. - М.: Энергоатомиздат, 1983. - 224 с. (стр.76, рис.3.6)]. Трехфазный генератор модулирующего напряжения, например синусоидальной формы, может быть реализован, например, на основе ступенчатой аппроксимации гармонического сигнала путем использования постоянной программируемой памяти и цифроаналогового преобразователя [Казьмерковский М., Вуйцак А. Схемы управления и измерения в промышленной электронике: Пер. с польск. - М.: Энергоатомиздат, 1983. - 224 с. (стр.121, рис.3.49)].A unipolar reference voltage generator, for example, a sawtooth shape, can be built, for example, according to the scheme of an RC generator using an operational amplifier [Kazmerkovsky M., Vuytsak A. Control and measurement schemes in industrial electronics: Per. from polish - M .: Energoatomizdat, 1983 .-- 224 p. (p. 76, fig. 3.6)]. A three-phase modulating voltage generator, for example a sinusoidal shape, can be implemented, for example, on the basis of stepwise approximation of a harmonic signal by using a constant programmable memory and a digital-to-analog converter [Kazmerkovsky M., Vuytsak A. Control and measurement schemes in industrial electronics: Per. from polish - M .: Energoatomizdat, 1983 .-- 224 p. (p. 121, fig. 3.49)].
Выход источника 1 эталонного постоянного напряжения подключен к входу генератора 2 опорного напряжения, к входу трехфазного генератора 3 модулирующего напряжения, к вычитающему входу сумматора 10, а также через потенциометр 4 к одному из входов блоков 7-9 умножения, три выхода трехфазного генератора 3 модулирующего напряжения подключены к соответствующим входам диодных сборок с общим катодом 5 и с общим анодом 6, а также к вторым входам блоков 7-9 умножения, выход генератора 2 опорного напряжения подключен к одному из входов блока 11 умножения и к суммирующему входу сумматора 10, выход которого подключен к одному из входов блока 13 умножения, выход диодной сборки 5 с общим катодом подключен к второму входу блока 11 умножения, выход диодной сборки 6 с общим анодом подключен к входу формирователя 12 модуля, выход которого подключен к второму входу блока 13 умножения, выходы блоков 11 и 13 умножения подключены к входам сумматора 14, выход которого подключен к первому (нумерация снизу) входу компараторов 15-17, выходы блоков 7-9 умножения подключены соответственно к вторым входам компараторов 15-17. Прямой и инверсный выходы компараторов 15-17 далее подключены соответственно к управляющим входам верхнего и нижнего ключа соответствующего полумоста трехфазного автономного инвертора.The output of the reference
Трехфазный автономный инвертор (фиг.2) содержит три полумоста полностью управляемых ключей 18-23 и три полумоста неуправляемых обратных вентилей 24-29. Каждый из полумостов фазы инвертора содержит последовательно соединенные верхний и нижний ключи, подключенные соответственно к положительному и отрицательному выводу источника питания, а средней точкой - к соответствующей фазе нагрузки, например асинхронному двигателю 30.Three-phase autonomous inverter (figure 2) contains three half-bridge fully controlled keys 18-23 and three half-bridge uncontrolled check valves 24-29. Each of the half-bridges of the inverter phase contains serially connected upper and lower keys connected respectively to the positive and negative output of the power source, and the midpoint to the corresponding phase of the load, for example, an
Способ управления трехфазным автономным инвертором осуществляют следующим образом. Регулирование питающих напряжений на нагрузке осуществляют трехфазным автономным инвертором. Формирование и регулирование напряжений осуществляют инвертором (фиг.2) за счет коммутации силовых ключей 18-23, порядок работы которых определяет направление тока в фазах нагрузки, а рассогласование времен включения между верхним и нижним ключом фазы инвертора - величину среднего напряжения фазы на интервале периода опорного напряжения. Для формирования синусоидальных токов в фазах нагрузки используют широтно-импульсную модуляцию напряжений по заданному, например синусоидальному, закону. Расширение линейного диапазона регулирования амплитуды первой гармоники выходного напряжения трехфазного автономного инвертора достигают за счет предварительной модуляции амплитуды положительных и отрицательных полуволн опорного напряжения соответственно положительной и отрицательной огибающими максимальных фазных модулирующих напряжений, и далее полученное опорное напряжение сравнивают с фазными модулирующими напряжениями. В результате этого формируются модулированные по длительности импульсы управления ключами автономного инвертора. Вариант устройства управления трехфазным автономным инвертором для реализации предложенного способа при использовании ШИМ (для примера синусоидальной, далее СШИМ) показан на фиг.1.The method of controlling a three-phase autonomous inverter is as follows. Regulation of the supply voltage at the load is carried out by a three-phase autonomous inverter. The formation and regulation of voltages is carried out by the inverter (figure 2) due to the switching of power switches 18-23, the operating procedure of which determines the direction of the current in the load phases, and the mismatch of the switching times between the upper and lower keys of the inverter phase is the value of the average phase voltage in the interval of the reference period voltage. For the formation of sinusoidal currents in the phases of the load, pulse-width modulation of voltages is used according to a given, for example, sinusoidal law. An extension of the linear range for controlling the amplitude of the first harmonic of the output voltage of a three-phase autonomous inverter is achieved by pre-modulating the amplitudes of the positive and negative half-waves of the reference voltage, respectively, with the positive and negative envelopes of the maximum phase modulating voltages, and then the resulting reference voltage is compared with phase modulating voltages. As a result of this, pulse control pulses of an autonomous inverter modulated in duration are generated. An embodiment of a three-phase autonomous inverter control device for implementing the proposed method using a PWM (for an example, sinusoidal, hereinafter referred to as PWM) is shown in FIG.
Напряжение с источника 1 эталонного постоянного напряжения задает амплитуду треугольного опорного напряжения, а также амплитуду выходных сигналов трехфазного генератора 3 синусоидального модулирующего напряжения. Частота синусоидальных модулирующих напряжений, при необходимости ее изменения, может регулироваться внешним сигналом, поступающим на дополнительный вход (на фиг.1 не показан) генератора 3 синусоидального модулирующего напряжения. Примем для простоты величину эталонного напряжения в относительных величинах, равной единице. Пусть амплитуда однополярного опорного напряжения и амплитуда биполярных модулирующих напряжений будут равны величине эталонного напряжения, т.е. единице. В соответствии с величиной управляющего сигнала, снимаемого с потенциометра 4, и посредством блоков 7-9 умножения амплитуда модулирующих напряжений будет меняться от нуля до единицы. Напомним, что отношение амплитуды модулирующего сигнала к амплитуде опорного сигнала называется глубиной модуляции, и выражение для нее имеет вид:The voltage from the
M=Ем/Еоп,M = E m / E op
где Ем - амплитуда модулирующих напряжений;where E m is the amplitude of the modulating voltage;
Еоп - амплитуда опорного напряжения.E op - the amplitude of the reference voltage.
Как известно, первая гармоника выходного напряжения трехфазного автономного инвертора пропорциональна глубине модуляции. Поскольку Еоп=1, то Ем=М.As you know, the first harmonic of the output voltage of a three-phase autonomous inverter is proportional to the depth of modulation. Since E op = 1, then E m = M.
На выходе сумматора 10, за счет смещения однополярного опорного напряжения на минус единицу, будет формироваться отрицательная полуволна опорного напряжения.At the output of the
На выходе диодной сборки 5 с общим катодом формируют огибающую положительных полуволн максимального (единичного) по амплитуде трехфазного модулирующего напряжения. На выходе диодной сборки 6 с общим анодом формируют огибающую отрицательных полуволн максимального (единичного) по амплитуде трехфазного модулирующего напряжения, которая после прохождения формирователя 12 модуля становится положительной по знаку. Полученные две огибающие, положительных и отрицательных полуволн максимального трехфазного модулирующего напряжения, являются модулирующими сигналами соответственно для отрицательных и положительных полуволн опорного напряжения. Упомянутая модуляция амплитуды опорного напряжения происходит в блоках 11, 13 умножения. Полученные промодулированные полуволны суммируются в сумматоре 14, на выходе которого формируют требуемое биполярное опорное напряжение, а именно: максимальное значение амплитуд полуволн равно единице, огибающая амплитуд положительных полуволн опорного напряжения равна огибающей положительных полуволн максимального трехфазного модулирующего напряжения, а огибающая амплитуд отрицательных полуволн опорного напряжения равна огибающей отрицательных полуволн максимального трехфазного модулирующего напряжения.At the output of the diode assembly 5 with a common cathode, an envelope of positive half-waves of maximum (single) amplitude three-phase modulating voltage is formed. At the output of the
Далее сформированное опорное напряжение сравнивается с изменяемым (в общем случае) по амплитуде трехфазным модулирующим напряжением в компараторах 15-17, на выходе которых формируют три комплементарные (противофазные) последовательности модулированных по длительности импульсов управления ключами трехфазного автономного инвертора.Next, the generated reference voltage is compared with a variable (in the general case) amplitude three-phase modulating voltage in comparators 15-17, at the output of which three complementary (antiphase) sequences of pulse-width-modulated keys for managing keys of a three-phase autonomous inverter are formed.
Такая форма опорного треугольного напряжения обеспечивает следующее. Во-первых, обеспечивается тот факт, что амплитуды положительных и отрицательных полуволн опорного напряжения «следуют» за амплитудой полуволны той фазы единичного трехфазного модулирующего напряжения, которая в настоящий момент (по модулю) максимальная. В течение периода модулирующего напряжения амплитуда полуволн каждой полярности опорного напряжения модулируется последовательно, через треть периода (120 градусные зоны), каждой фазой (А, В, С). Таким образом, при изменении трехфазного модулирующего напряжения от нуля до единицы все его фазы будут находиться в области существования опорного напряжения, т.е. перемодуляции не будет.This form of the reference triangular voltage provides the following. Firstly, it is ensured that the amplitudes of the positive and negative half-waves of the reference voltage “follow” the amplitude of the half-wave of that phase of a single three-phase modulating voltage, which is currently maximum (modulo). During the period of the modulating voltage, the half-wave amplitude of each polarity of the reference voltage is modulated sequentially, through a third of the period (120 degree zones), by each phase (A, B, C). Thus, when the three-phase modulating voltage changes from zero to unity, all its phases will be in the region of existence of the reference voltage, i.e. there will be no overmodulation.
Во-вторых, уменьшение амплитуды треугольного опорного напряжение по краям упомянутых выше 120-градусных зон приводит, согласно выражению для глубины модуляции (см. выше), к локальному ее увеличению, следовательно, к локальному увеличению амплитуды первой гармоники фазного напряжения, а значит, и к увеличению первой гармоники в целом. Другими словами, при М=1, с точки зрения управляющего сигнала, снимаемого с потенциометра 4, фактическая величина глубины модуляции будет больше, и больше будет амплитуда 1-й гармоники. Но так как при этом перемодуляции нет, то сохраняется линейная зависимость между глубиной модуляции и амплитудой первой гармоники.Secondly, a decrease in the amplitude of the triangular reference voltage at the edges of the 120-degree zones mentioned above leads, according to the expression for the modulation depth (see above), to its local increase, therefore, to a local increase in the amplitude of the first harmonic of the phase voltage, and hence to increase the first harmonic as a whole. In other words, at M = 1, from the point of view of the control signal taken from potentiometer 4, the actual value of the modulation depth will be greater, and the amplitude of the 1st harmonic will be larger. But since there is no overmodulation, a linear relationship is maintained between the depth of modulation and the amplitude of the first harmonic.
На фиг.3 приведены диаграммы сигналов, поясняющие принцип формирования модулированного по амплитуде опорного напряжения. На фиг.4 показаны диаграммы сигналов системы управления, а также выходных напряжений и токов трехфазного автономного инвертора для разных величин глубины модуляции: М=0.5 (фиг.4,а) и М=0.9 (фиг.4,б). Данные кривые получены в процессе моделирования предлагаемого способа управления в среде моделирования PSIM, при работе на пассивную RL-нагрузку. На диаграммах используются следующие обозначения, обусловленные особенностями синтаксиса использованной программы:Figure 3 shows a diagram of the signals explaining the principle of formation of the amplitude-modulated reference voltage. Figure 4 shows the signal diagrams of the control system, as well as the output voltages and currents of a three-phase autonomous inverter for different values of the modulation depth: M = 0.5 (Fig. 4, a) and M = 0.9 (Fig. 4, b). These curves were obtained during the simulation of the proposed control method in the PSIM simulation environment, when working on a passive RL load. The following notation is used in the diagrams, due to the syntax of the used program:
Vcar - модулированное по амплитуде треугольное опорное напряжение;Vcar - amplitude modulated triangular reference voltage;
Vcar1, Vcar2 - модулированные по амплитуде соответственно положительные и отрицательные полуволны треугольного опорного напряжения;Vcar1, Vcar2 - modulated in amplitude, respectively, positive and negative half-waves of a triangular reference voltage;
Vma, Vmb, Vmc - синусоидальные модулирующие напряжения соответственно фаз А, В, С;Vma, Vmb, Vmc are sinusoidal modulating voltages of phases A, B, C, respectively;
Vm_car1, Vm_car2 - сигналы модуляции амплитуды соответственно положительных и отрицательных полуволн треугольного опорного напряжения фазы;Vm_car1, Vm_car2 - amplitude modulation signals of the positive and negative half-waves of the triangular phase voltage reference, respectively;
Ua - напряжение на нагрузке фазы А;Ua is the voltage at the phase A load;
Ia - ток в нагрузке фазы А.Ia is the current in the load of phase A.
На фиг.5 приведены выходные характеристики трехфазного автономного инвертора напряжения, также снятые в PSIM, для способов управления СШИМ, синусоидальной ШИМ с добавлением 3-й гармоники (СШИМ + 3) и предложенного способа (ПрСШИМ) в зависимости от глубины модуляции М. Кривые сняты при отношении частот опорного и модулирующего напряжений, равном 18, частоте выходного напряжения 50 Гц, напряжении источника питания автономного инвертора 100 В.Figure 5 shows the output characteristics of a three-phase autonomous voltage inverter, also taken in PSIM, for control methods for RMS, sinusoidal PWM with the addition of the 3rd harmonic (RMS + 3) and the proposed method (RMS), depending on the modulation depth M. The curves are taken when the ratio of the frequencies of the reference and modulating voltages is 18, the frequency of the output voltage is 50 Hz, the voltage of the power source of the autonomous inverter is 100 V.
На фиг.5,а представлены регулировочные характеристики - зависимости амплитуды 1-й гармоники линейного напряжения автономного инвертора (U(1)m) от глубины модуляции. Предложенный способ управления обеспечивает линейную регулировочную характеристику. Вертикальной штрихпунктирной линией на фиг.5,а обозначен предел линейной зоны регулирования для способа СШИМ + 3. По сравнению со способом СШИМ выигрыш при использовании предложенного способа управления составляет 21% (от 86.6 В к 105 В), а по сравнению со способом СШИМ + 3 выигрыш составляет 5% (от 100 В к 105 В). Как показали результаты моделирования, модуляция амплитуды опорного сигнала в соответствии с огибающими, соответствующими способу управления СШИМ + 3 (синусоида с добавлением третьей гармоники), приводит к той же регулировочной характеристике, что и для огибающих чисто синусоидального сигнала.Figure 5, a presents the adjustment characteristics - the dependence of the amplitude of the 1st harmonic of the linear voltage of the autonomous inverter (U (1) m) on the modulation depth. The proposed control method provides a linear adjustment characteristic. The vertical dash-dotted line in Fig. 5a denotes the limit of the linear regulation zone for the SRM + 3 method. Compared to the SRM method, the gain when using the proposed control method is 21% (from 86.6 V to 105 V), and compared to the SRM + method 3 gain is 5% (from 100 V to 105 V). As the simulation results showed, the modulation of the amplitude of the reference signal in accordance with the envelopes corresponding to the control method of SHIM + 3 (a sinusoid with the addition of the third harmonic) leads to the same adjustment characteristic as for envelopes of a purely sinusoidal signal.
Кроме того, в широком диапазоне изменения глубины модуляции предложенный способ управления обеспечивает и лучшее качество выходного тока по сравнению с СШИМ и СШИМ + 3. На фиг.5,б для упомянутых выше способов управления и условий представлены графики зависимости от глубины модуляции взвешенного коэффициента гармоник (WTHD) выходного напряжения. Последний учитывает как амплитуду гармоник, так и их номер в спектре выходного напряжения. Коэффициент определяется следующим образом:In addition, in a wide range of modulation depths, the proposed control method also provides better output current quality compared to SCHM and SCHM + 3. Figure 5, b shows graphs of the weighted harmonics coefficient (depending on the modulation depth) for the above control methods and conditions ( WTHD) output voltage. The latter takes into account both the amplitude of the harmonics and their number in the spectrum of the output voltage. The coefficient is determined as follows:
где k - номер гармоники в спектре выходного напряжения;where k is the number of harmonics in the spectrum of the output voltage;
U(1)m и U(k)m - соответственно амплитуды 1-й и k-й гармоники.U (1) m and U (k) m are the amplitudes of the 1st and kth harmonics, respectively.
Данный коэффициент по своему значению близок к коэффициенту гармоник тока в RL-нагрузке, поэтому он более информативен, чем обычный коэффициент гармоник. Из приведенных кривых видно, что в диапазоне изменения глубины модуляции 0.4<М<1.0 предложенный способ управления обеспечивает меньшее значение взвешенного коэффициента гармоник выходного напряжения трехфазного автономного инвертора (а значит, и выходного тока) по сравнению со способом СШИМ, а в диапазоне 0.45<М<0.93 - по сравнению со способом СШИМ + 3.This coefficient is close in value to the harmonic coefficient of the current in the RL load, so it is more informative than the usual harmonic coefficient. It can be seen from the curves that in the range of modulation depth changes 0.4 <M <1.0, the proposed control method provides a lower value of the weighted harmonic coefficient of the output voltage of the three-phase autonomous inverter (and, therefore, the output current) as compared to the NWM method, and in the range 0.45 <M <0.93 - compared with the method of SCHM + 3.
Таким образом, предложенный способ управления трехфазным автономным инвертором обеспечивает расширение линейного диапазона регулирования амплитуды первой гармоники выходного напряжения трехфазного автономного инвертора.Thus, the proposed method for controlling a three-phase autonomous inverter provides an extension of the linear range for controlling the amplitude of the first harmonic of the output voltage of a three-phase autonomous inverter.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2014115296/07A RU2558722C1 (en) | 2014-04-16 | 2014-04-16 | Independent three-phase inverter control method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2014115296/07A RU2558722C1 (en) | 2014-04-16 | 2014-04-16 | Independent three-phase inverter control method |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2558722C1 true RU2558722C1 (en) | 2015-08-10 |
Family
ID=53796000
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2014115296/07A RU2558722C1 (en) | 2014-04-16 | 2014-04-16 | Independent three-phase inverter control method |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2558722C1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2654295C1 (en) * | 2016-11-23 | 2018-05-18 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Новосибирский государственный технический университет" | Autonomous voltage inverter control method |
| RU2661938C1 (en) * | 2017-11-02 | 2018-07-23 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Национальный исследовательский университет "МЭИ" (ФГБОУ ВО "НИУ "МЭИ") | Bridge circuit three-phase voltage inverter control method |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7031172B2 (en) * | 2002-06-12 | 2006-04-18 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | PMW inverter control apparatus and control method |
| RU2326486C1 (en) * | 2007-04-06 | 2008-06-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Ульяновский государственный технический университет" | Method of width-pulse signals formation for control of autonomous inverter |
| RU2389128C1 (en) * | 2008-12-12 | 2010-05-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Ульяновский государственный технический университет" | Method of width-pulse signals formation for control of autonomous inverter |
| RU2406216C1 (en) * | 2008-07-25 | 2010-12-10 | Хонда Мотор Ко., Лтд. | Inverter generator and method of its control |
| JP2012167135A (en) * | 2011-02-09 | 2012-09-06 | Idemitsu Kosan Co Ltd | Resin composition for wire harness water cutoff material |
| WO2014005428A1 (en) * | 2012-07-03 | 2014-01-09 | 华为技术有限公司 | Inverter and pwm modulation method thereof |
-
2014
- 2014-04-16 RU RU2014115296/07A patent/RU2558722C1/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7031172B2 (en) * | 2002-06-12 | 2006-04-18 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | PMW inverter control apparatus and control method |
| RU2326486C1 (en) * | 2007-04-06 | 2008-06-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Ульяновский государственный технический университет" | Method of width-pulse signals formation for control of autonomous inverter |
| RU2406216C1 (en) * | 2008-07-25 | 2010-12-10 | Хонда Мотор Ко., Лтд. | Inverter generator and method of its control |
| RU2389128C1 (en) * | 2008-12-12 | 2010-05-10 | Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Ульяновский государственный технический университет" | Method of width-pulse signals formation for control of autonomous inverter |
| JP2012167135A (en) * | 2011-02-09 | 2012-09-06 | Idemitsu Kosan Co Ltd | Resin composition for wire harness water cutoff material |
| WO2014005428A1 (en) * | 2012-07-03 | 2014-01-09 | 华为技术有限公司 | Inverter and pwm modulation method thereof |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2654295C1 (en) * | 2016-11-23 | 2018-05-18 | Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Новосибирский государственный технический университет" | Autonomous voltage inverter control method |
| RU2661938C1 (en) * | 2017-11-02 | 2018-07-23 | федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Национальный исследовательский университет "МЭИ" (ФГБОУ ВО "НИУ "МЭИ") | Bridge circuit three-phase voltage inverter control method |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Rao et al. | Design and analysis of various inverters using different PWM techniques | |
| Gaikwad et al. | Study of cascaded H-Bridge multilevel inverter | |
| KR102009512B1 (en) | Apparatus and method for generating offset voltage of 3-phase inverter | |
| ATE35489T1 (en) | REACTIVE POWER COMPENSATOR FOR COMPENSATION OF A REACTIVE CURRENT COMPONENT IN AN AC VOLTAGE NETWORK. | |
| US11646676B2 (en) | Method and apparatus for generating a three-phase voltage | |
| RU2558722C1 (en) | Independent three-phase inverter control method | |
| Babu | Comparative analysis of cascadeded multilevel inverter for phase disposition and phase shift carrier PWM for different load | |
| KR20160059077A (en) | Voltage compensaton apparatus for driving induction motor and voltage compensaton method usinig the same | |
| Lee et al. | A carrier-based PWM method for neutral-point ripple reduction of a 3-level inverter | |
| Morey et al. | Space vector modulation topology for two level three phase voltage source inverter | |
| RU2556874C1 (en) | Control method of self-commutated inverter | |
| RU2654295C1 (en) | Autonomous voltage inverter control method | |
| Bradaschia et al. | A generalized scalar pulse-width modulation for nine-switch inverters: An approach for non-sinusoidal modulating waveforms | |
| KR20170015946A (en) | Voltage compensaton apparatus for driving induction motor and voltage compensaton method usinig the same | |
| Adzic et al. | Space vector modulated three-phase current source converter for dc motor drive | |
| KR101648002B1 (en) | Switching signal generator and Switching signal generating method for 3-phase 3-level rectifier | |
| Solomon et al. | A novel approach for evaluating performance of discontinuous pulse width modulation schemes for three phase voltage source inverter | |
| RU2564991C1 (en) | Method of control of stand-alone inverter | |
| Makhubele et al. | Analysis on modulation techniques of an AC drive with respect to harmonic content and efficiency | |
| Charles et al. | Design and specifications of SVPWM controlled three phase three wire shunt active power filter for harmonic mitigation | |
| Rao et al. | Hybrid 5-level inverter fed induction motor drive | |
| Nguyen et al. | Adaptive carrier-based PWM for a four-switch three-phase inverter under DC-link voltage ripple conditions | |
| Ng et al. | A reduced switching loss PWM strategy to eliminate common mode voltage in multilevel inverters | |
| Kundu et al. | A carrier-based fast capacitor voltage balancing PWM scheme for three-level NPC inverter | |
| Anusha et al. | Performance evaluation of sinusoidal PWM technique for a hybrid multilevel power conversion system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20180417 |