RU2506694C1 - Precision spectrum limiter - Google Patents

Precision spectrum limiter Download PDF

Info

Publication number
RU2506694C1
RU2506694C1 RU2012140984/08A RU2012140984A RU2506694C1 RU 2506694 C1 RU2506694 C1 RU 2506694C1 RU 2012140984/08 A RU2012140984/08 A RU 2012140984/08A RU 2012140984 A RU2012140984 A RU 2012140984A RU 2506694 C1 RU2506694 C1 RU 2506694C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
voltage
inverting input
operational amplifier
frequency
output
Prior art date
Application number
RU2012140984/08A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Григорий Альбертович Свизев
Николай Николаевич Прокопенко
Сергей Георгиевич Крутчинский
Олег Владимирович Дворников
Original Assignee
Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС")
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") filed Critical Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС")
Priority to RU2012140984/08A priority Critical patent/RU2506694C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2506694C1 publication Critical patent/RU2506694C1/en

Links

Images

Landscapes

  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.
SUBSTANCE: invention relates to radio engineering and communication. The precision spectrum limiter has an input voltage source, a first frequency-setting resistor, a first buffer stage, a second buffer stage, a first balancing capacitor, a second frequency-setting resistor, a common power supply bus, a second balancing capacitor, a third frequency-setting resistor, a fourth frequency-setting resistor, a first operational amplifier, having a voltage-to-current converter, a second voltage-to-current converter, a second operational amplifier, having a third voltage-to-current converter and a fourth voltage-to-current converter.
EFFECT: reduced effect of frequency of the single amplifier used in active elements on frequency response unevenness of a spectrum limiter in the pass band.
7 dwg

Description

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в прецизионных аналогово-цифровых интерфейсах, системах связи и телекоммуникаций.The invention relates to the field of radio engineering and communication and can be used in precision analog-to-digital interfaces, communication systems and telecommunications.

Создание современных смешанных систем на кристалле (СнК), ориентированных на техническую диагностику, предполагает разработку входных СФ блоков, обеспечивающих взаимодействие с внешними источниками первичной информации. Одним из базовых устройств таких интерфейсов являются прецизионные ограничители спектра (ПОС или ФНЧ), повышающие потенциальную точность аналогово-цифрового преобразования (АЦ-преобразования). Основной задачей создания таких ПОС является минимизация дрейфа нуля. Именно ее величина в основном ограничивает минимальное значение опорного напряжения и непосредственно влияет на допустимые технологические нормы производства СнК в целом. Кроме этого, высокие требования к стабильности (неравномерности) амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) такого фильтра в полосе пропускания предопределяют целесообразность использования лестничных структур ФНЧ. Параметрические чувствительности таких структур в широком диапазоне частот показывают, что влияние пассивных (частотозадающих) элементов приводит (в основном) только к смещению граничной частоты полосы пропускания, а доминирующими факторами, определяющими точность преобразования сигнала в полосе пропускания, являются активные элементы, в частности, используемые операционные усилителя (ОУ). Для существующих технологий эта проблема является доминирующей и определяет конечную эффективность лестничных ПОС (ФНЧ) в соответствующих СФ блоках.The creation of modern mixed systems on a chip (SOS), focused on technical diagnostics, involves the development of input SF blocks that provide interaction with external sources of primary information. One of the basic devices of such interfaces is precision spectrum limiters (POS or low-pass filters), which increase the potential accuracy of analog-to-digital conversion (AD conversion). The main task of creating such a PIC is to minimize zero drift. It is its value that mainly limits the minimum value of the reference voltage and directly affects the allowable technological standards for the production of SoC in general. In addition, the high requirements for stability (unevenness) of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of such a filter in the passband determine the feasibility of using ladder structures of the low-pass filter. The parametric sensitivities of such structures over a wide frequency range show that the influence of passive (frequency-setting) elements leads (mainly) only to a shift in the cutoff frequency of the passband, and the dominant factors determining the accuracy of the signal conversion in the passband are active elements, in particular, operational amplifier (op amp). For existing technologies, this problem is dominant and determines the final efficiency of the ladder PIC (LPF) in the corresponding SF blocks.

Известны схемы ФНЧ на основе операционных усилителей [1-22]. Особое место в этом классе устройств частотной селекции занимают ФНЧ [8-22], реализованные на основе так называемых частотно-зависимых резисторов с отрицательным сопротивлением (frequency dependent negative resistor). На базе данных функциональных узлов реализуются прецизионные ограничители спектра (ФНЧ) с малым дрейфом нуля. Заявляемое устройство относится к данному классу ФНЧ.Known low-pass filters based on operational amplifiers [1-22]. A special place in this class of frequency selection devices is occupied by low-pass filters [8-22], implemented on the basis of so-called frequency-dependent resistors with negative resistance (frequency dependent negative resistor). Based on the data of functional units, precision spectrum limiters (LPFs) with low zero drift are implemented. The inventive device relates to this class of low-pass filters.

Наиболее близким прототипом заявляемого НОС из известных аналогов [8-22] является так называемая схема Антонио (фиг.1), реализуемая на базе двух операционных усилителей (ОУ) и набора пассивных элементов, которая представлена в патенте US 7.088.985 fig.3. Эта схема содержит источник входного напряжения 1, связанный со входом устройства 2, первый 3 частотозадающий резистор, включенный между входом устройства 2 и выходом устройства 4, первый 5 операционный усилитель, выход которого 6 связан с выходом устройства 4 через первый 7 корректирующий конденсатор, второй 8 частотозадающий резистор, включенный между выходом 6 первого 5 операционного усилителя и его инвертирующим входом 9, причем неинвертирующий вход 10 первого 5 операционного усилителя связан по переменному току с общей шиной источника питания 11 через второй 12 корректирующий конденсатор и соединен с выходом 13 второго 14 операционного усилителя через третий 15 частотозадающий резистор, между инвертирующим входом 16 второго 14 операционного усилителя, связанным с инвертирующим входом 9 первого 5 операционного усилителя, и его выходом 13 включен четвертый 17 частотозадающий резистор, а неинвертирущий вход 18 второго 14 операционного усилителя связан с выходом устройства 4.The closest prototype of the claimed FNL of the known analogues [8-22] is the so-called Antonio circuit (Fig. 1), implemented on the basis of two operational amplifiers (op amps) and a set of passive elements, which is presented in US patent 7.088.985 fig.3. This circuit contains an input voltage source 1, connected to the input of the device 2, the first 3 frequency-setting resistor connected between the input of the device 2 and the output of the device 4, the first 5 operational amplifier, the output of which 6 is connected to the output of the device 4 through the first 7 correction capacitor, the second 8 a frequency-setting resistor connected between the output 6 of the first 5 operational amplifier and its inverting input 9, and the non-inverting input 10 of the first 5 operational amplifier is connected by alternating current to the common bus of the power source 11 through the second 12 correction capacitor and is connected to the output 13 of the second 14 operational amplifier through the third 15 frequency-setting resistor, between the inverting input 16 of the second 14 operational amplifier connected to the inverting input 9 of the first 5 operational amplifier, and its output 13 includes a fourth 17 frequency-setting resistor and the non-inverting input 18 of the second 14 operational amplifier is connected to the output of the device 4.

Существенным недостатком известного устройства является достаточно большое влияние частоты единичного усиления fi используемых ОУ на неравномерность АЧХ в полосе пропускания, что ограничивает потенциальную точность АЦ-преобразования. Именно поэтому в практических схемах ФНЧ используются широкополосные ОУ, потребляющие относительно большую мощность от шины питания, которые, в конечном итоге, уменьшают потенциальный уровень интеграции систем на кристалле.A significant drawback of the known device is the rather large influence of the unit gain frequency fi of the op-amps used on the frequency response in the passband, which limits the potential accuracy of the AD conversion. That is why, in practical LPF circuits, broadband op-amps are used, consuming relatively large power from the power bus, which ultimately reduces the potential level of integration of systems on a chip.

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в уменьшении влияния частоты единичного усиления используемых активных элементов (ОУ) на неравномерность АЧХ ограничителя спектра в полосе пропускания.The main objective of the invention is to reduce the influence of the frequency of a single gain used active elements (OS) on the uneven frequency response of the spectrum limiter in the passband.

Поставленная задача достигается тем, что в прецизионном ограничителе спектра фиг.2, содержащем источник входного напряжения 1, связанный со входом устройства 2, первый 3 частотозадающий резистор, включенный между входом устройства 2 и выходом устройства 4, первый 5 операционный усилитель, выход которого 6 связан с выходом устройства 4 через первый 7 частотозадающий конденсатор, второй 8 частотозадающий резистор, включенный между выходом 6 первого 5 операционного усилителя и его инвертирующим входом 9, причем неинвертирующий вход 10 первого 5 операционного усилителя связан по переменному току с общей шиной источника питания 11 через второй 12 частотозадающий конденсатор и соединен с выходом 13 второго 14 операционного усилителя через третий 15 частотозадающий резистор, между инвертирующим входом 16 второго 14 операционного усилителя, связанным с инвертирующим входом 9 первого 5 операционного усилителя и его выходом 13 включен четвертый 17 частотозадающий резистор, а неинвертирущий вход 18 второго 14 операционного усилителя связан с выходом устройства 4, предусмотрены новые элементы и связи - первый 5 операционный усилитель содержит первый 19 преобразователь «напряжение-ток» с первым 20 и вторым 21 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 22 и вторым 23 противофазными входами первого 24 буферного каскада, выход которого является выходом 6 первого 5 операционного усилителя, второй 25 преобразователь «напряжение-ток» с первым 26 и вторым 27 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 22 и вторым 23 противофазными входами первого 24 буферного каскада, инвертирующий вход 28 второго 25 преобразователя «напряжение-ток» связан с выходом устройства 4, а неинвертирующий вход 29 соединен с инвертирующим входом 9 первого 5 операционного усилителя, связанным с неинвертирующим входом первого 19 преобразователя «напряжение-ток», а инвертирующий вход первого 19 преобразователя «напряжение-ток» является неинвертирующим входом 10 первого 5 операционного усилителя, второй 14 операционный усилитель содержит третий 30 преобразователь «напряжение-ток» с первым 31 и вторым 32 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 33 и вторым 34 противофазными входами второго 35 буферного каскада, выход которого является выходом второго 13 операционного усилителя, четвертый 36 преобразователь «напряжение-ток» с первым 37 и вторым 38 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 33 и вторым 34 противофазными входами второго 35 буферного каскада, инвертирующий вход третьего 30 преобразователя «напряжение-ток» является неинвертирующим входом 18 второго 14 операционного усилителя, неинвертирующий вход третьего 30 преобразователя «напряжение-ток» является инвертирующим входом 16 второго 14 операционного усилителя, неинвертирующий вход 39 четвертого 36 преобразователя «напряжение-ток» соединен с инвертирующим входом первого 19 преобразователя «напряжение-ток», а инвертирующий вход 40 четвертого 36 преобразователя «напряжение-ток» соединен с неинвертирующим входом третьего 30 преобразователя «напряжение-ток».The problem is achieved in that in the precision spectrum limiter of FIG. 2, containing an input voltage source 1, connected to the input of the device 2, the first 3 frequency-setting resistor connected between the input of the device 2 and the output of the device 4, the first 5 operational amplifier, the output of which 6 is connected with the output of device 4 through the first 7 frequency-setting capacitor, the second 8 frequency-setting resistor connected between the output 6 of the first 5 operational amplifier and its inverting input 9, and the non-inverting input 10 of the first 5 op the amplifier is connected through alternating current to the common bus of the power source 11 through the second 12 frequency-setting capacitor and connected to the output 13 of the second 14 operational amplifier through the third 15 frequency-setting resistor, between the inverting input 16 of the second 14 operational amplifier connected to the inverting input 9 of the first 5 operational amplifier and its output 13 includes a fourth 17 frequency-setting resistor, and the non-inverting input 18 of the second 14 operational amplifier is connected to the output of the device 4, new elements and ide - the first 5 operational amplifier contains the first 19 voltage-current converter with the first 20 and second 21 antiphase current outputs associated with the first 22 and second 23 antiphase inputs of the first 24 buffer stage, the output of which is output 6 of the first 5 operational amplifier, the second 25 voltage-current converter with the first 26 and second 27 antiphase current outputs associated with the first 22 and second 23 antiphase inputs of the first 24 buffer cascade, inverting the input 28 of the second 25 the voltage-current converter is connected to the output of the device 4, and the non-inverting input 29 is connected to the inverting input 9 of the first 5 operational amplifier, connected to the non-inverting input of the first 19 voltage-current converter, and the inverting input of the first 19 voltage-current converter is a non-inverting input 10 of the first 5 operational amplifier, the second 14 operational amplifier contains a third 30 voltage-current converter with the first 31 and second 32 antiphase current outputs associated with the first 33 and second 34 antiphase inputs of the second 35 buffer cascade, the output of which is the output of the second 13 operational amplifier, the fourth 36 voltage-current converter with the first 37 and second 38 antiphase current outputs associated with the first 33 and second 34 antiphase inputs of the second 35 of the buffer stage, the inverting input of the third 30 voltage-current converter is the non-inverting input 18 of the second 14 operational amplifier, the non-inverting input of the third 30 voltage-current converter i is inverted input 16 of the second 14 operational amplifier, the non-inverting input 39 of the fourth 36 voltage-current converter is connected to the inverting input of the first 19 voltage-current converter, and the inverting input 40 of the fourth 36 voltage-current converter is connected to the non-inverting input of the third 30 voltage-current converter.

На чертеже фиг.1 показана схема ограничителя спектра-прототипа.The drawing of figure 1 shows a diagram of a spectrum limiter prototype.

На чертеже фиг.2 приведена схема заявляемого устройства.In the drawing of figure 2 shows a diagram of the inventive device.

На чертеже фиг.3 показана схема ФНЧ третьего порядка с малым дрейфом нуля, реализованная на базе известного устройства фиг.1.The drawing of figure 3 shows a diagram of the third-order low-pass filter with a small zero drift, implemented on the basis of the known device of figure 1.

На чертеже фиг.4 приведены результаты моделирования АЧХ оптимального (Чебышевского) ФНЧ фиг.3 при следующих параметрах элементов: R41=475 Ом, C7=C12=C4=1 нФ, R3=R15=1 кОм, R8=R17=2 кОм.The drawing of figure 4 shows the simulation results of the frequency response of the optimal (Chebyshevsky) low-pass filter of figure 3 with the following parameters of the elements: R 41 = 475 Ohm, C 7 = C 12 = C 4 = 1 nF, R 3 = R 15 = 1 kOhm, R 8 = R 17 = 2 kOhm.

Схема ФНЧ фиг.5 реализована на основе заявляемого устройства фиг.2 добавлением (так же как и в схеме фиг.3) выходного RC фильтра (резистор 43, конденсатор 44).The low-pass filter circuit of FIG. 5 is implemented based on the inventive device of FIG. 2 by adding (as in the circuit of FIG. 3) an output RC filter (resistor 43, capacitor 44).

На чертеже фиг.6 показана АЧХ оптимального (Чебышевского) ФНЧ третьего порядка фиг.5 на базе заявляемого устройства фиг.2 при разных значениях частоты единичного усиления f1 используемых активных элементов и следующих параметрах элементов: R43=475 Ом, C44=C7=C12=1 нФ, R3=R15=1 кОм, R8=R17=2 кОм.The drawing of Fig. 6 shows the frequency response of the optimal (Chebyshevsky) third-order low-pass filter of Fig. 5 based on the inventive device of Fig. 2 for different values of the unit gain frequency f 1 of the used active elements and the following element parameters: R 43 = 475 Ohm, C 44 = C 7 = C 12 = 1 nF, R 3 = R 15 = 1 kOhm, R 8 = R 17 = 2 kOhm.

Графики фиг.7 характеризуют АЧХ сравниваемых ФНЧ фиг.3 и фиг.5 в широком диапазоне частот.The graphs of Fig. 7 characterize the frequency response of the compared low-pass filters of Fig. 3 and Fig. 5 over a wide frequency range.

Прецизионный ограничитель спектра (ПОС) фиг.2 содержит источник входного напряжения 1, связанный со входом устройства 2, первый 3 частотозадающий резистор, включенный между входом устройства 2 и выходом устройства 4, первый 5 операционный усилитель, выход которого 6 связан с выходом устройства 4 через первый 7 корректирующий конденсатор, второй 8 частотозадающий резистор, включенный между выходом 6 первого 5 операционного усилителя и его инвертирующим входом 9, причем неинвертирующий вход 10 первого 5 операционного усилителя связан по переменному току с общей шиной источника питания 11 через второй 12 корректирующий конденсатор и соединен с выходом 13 второго 14 операционного усилителя через третий 15 частотозадающий резистор, между инвертирующим входом 16 второго 14 операционного усилителя, связанным с инвертирующим входом 9 первого 5 операционного усилителя, и его выходом 13 включен четвертый 17 частотозадающий резистор, а неинвертирущий вход 18 второго 14 операционного усилителя связан с выходом устройства 4. Первый 5 операционный усилитель содержит первый 19 преобразователь «напряжение-ток» с первым 20 и вторым 21 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 22 и вторым 23 противофазными входами первого 24 буферного каскада, выход которого является выходом 6 первого 5 операционного усилителя, второй 25 преобразователь «напряжение-ток» с первым 26 и вторым 27 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 22 и вторым 23 противофазными входами первого 24 буферного каскада, инвертирующий вход 28 второго 25 преобразователя «напряжение-ток» связан с выходом устройства 4, а неинвертирующий вход 29 соединен с инвертирующим входом 9 первого 5 операционного усилителя, связанным с неинвертирующим входом первого 19 преобразователя «напряжение-ток», а инвертирующий вход первого 19 преобразователя «напряжение-ток» является неинвертирующим входом 10 первого 5 операционного усилителя, второй 14 операционный усилитель содержит третий 30 преобразователь «напряжение-ток» с первым 31 и вторым 32 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 33 и вторым 34 противофазными входами второго 35 буферного каскада, выход которого является выходом второго 13 операционного усилителя, четвертый 36 преобразователь «напряжение-ток» с первым 37 и вторым 38 противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым 33 и вторым 34 противофазными входами второго 35 буферного каскада, инвертирующий вход третьего 30 преобразователя «напряжение-ток» является неинвертирующим входом 18 второго 14 операционного усилителя, неинвертирующий вход третьего 30 преобразователя «напряжение-ток» является инвертирующим входом 16 второго 14 операционного усилителя, неинвертирующий вход 39 четвертого 36 преобразователя «напряжение-ток» соединен с инвертирующим входом первого 19 преобразователя «напряжение-ток», а инвертирующий вход 40 четвертого 36 преобразователя «напряжение-ток» соединен с неинвертирующим входом третьего 30 преобразователя «напряжение-ток».The precision spectrum limiter (PIC) of FIG. 2 contains an input voltage source 1 connected to the input of the device 2, a first 3 frequency-setting resistor connected between the input of the device 2 and the output of the device 4, the first 5 operational amplifier, the output of which 6 is connected to the output of the device 4 through the first 7 correction capacitor, the second 8 frequency-setting resistor connected between the output 6 of the first 5 operational amplifier and its inverting input 9, and the non-inverting input 10 of the first 5 operational amplifier mu current with a common bus power source 11 through the second 12 correction capacitor and is connected to the output 13 of the second 14 operational amplifier through the third 15 frequency-setting resistor between the inverting input 16 of the second 14 operational amplifier connected to the inverting input 9 of the first 5 operational amplifier and its output 13 includes a fourth 17 frequency-setting resistor, and the non-inverting input 18 of the second 14 operational amplifier is connected to the output of the device 4. The first 5 operational amplifier contains the first 19 voltage converter Ie-current ”with the first 20 and second 21 antiphase current outputs connected respectively to the first 22 and second 23 antiphase inputs of the first 24 buffer cascade, the output of which is output 6 of the first 5 operational amplifier, the second 25 is a voltage-current converter with the first 26 and the second 27 antiphase current outputs connected respectively to the first 22 and second 23 antiphase inputs of the first 24 buffer cascade, the inverting input 28 of the second 25 voltage-current converter is connected to the output of the device 4, but it is non-inverting the first input 29 is connected to the inverting input 9 of the first 5 operational amplifier, connected to the non-inverting input of the first 19 voltage-current converter, and the inverting input of the first 19 voltage-current converter is the non-inverting input 10 of the first 5 operational amplifier, the second 14 operational amplifier contains the third 30 voltage-current converter with the first 31 and second 32 antiphase current outputs connected respectively to the first 33 and second 34 antiphase inputs of the second 35 buffer cascade, the output of which the second is the output of the second 13 operational amplifier, the fourth 36 voltage-current converter with the first 37 and second 38 antiphase current outputs associated with the first 33 and second 34 antiphase inputs of the second 35 buffer cascade, inverting the input of the third 30 voltage-current converter "Is a non-inverting input 18 of the second 14 operational amplifier, non-inverting input of the third 30 of the voltage-current converter is an inverting input 16 of the second 14 operational amplifier, non-inverting 39 th input of the fourth inverter 36, "voltage-current" is connected to the inverting input of the first inverter 19, "voltage-current", and the inverting input 40 of the fourth inverter 36, "voltage-current" is connected to the non-inverting input "voltage-current" of the third converter 30.

В схеме фиг.3 для получения придаточных функций третьего порядка на базе известного ФНЧ введены дополнительный резистор 41 и дополнительный конденсатор 42.In the circuit of FIG. 3, an additional resistor 41 and an additional capacitor 42 are introduced to obtain third-order secondary functions based on the known low-pass filter.

В схеме фиг.5 для получения передаточных функций третьего порядка на базе заявляемого ПОС фиг.2 введены вспомогательный резистор 43 и вспомогательный конденсатор 44.In the circuit of FIG. 5, an auxiliary resistor 43 and an auxiliary capacitor 44 are introduced to obtain third-order transfer functions based on the inventive PIC of FIG. 2.

Рассмотрим вначале работу ограничителя спектра-прототипа фиг.1.Consider first the operation of the spectrum limiter prototype of figure 1.

Для идеализированных ОУ 5 и 14 (бесконечно большие статический коэффициент усиления и частота единичного усиления) характеристический полином схемы фиг.1 определяется следующим соотношением:For idealized op amps 5 and 14 (infinitely large static gain and frequency of unity gain), the characteristic polynomial of the circuit of Fig. 1 is determined by the following relation:

Figure 00000001
Figure 00000001

где τ1=C7R3, τ2=C12R15,

Figure 00000002
where τ 1 = C 7 R 3 , τ 2 = C 12 R 15 ,
Figure 00000002

Влияние частотных свойств ОУ 5 и 14 приводит к изменению характеристического полинома и искажениям (в основном в полосе пропускания) амплитудно-частотных характеристик фильтра. Анализ схемы фиг.1 показывает, что относительное изменение под действием f1 характеристического полинома определяется следующим соотношениемThe influence of the frequency properties of op-amps 5 and 14 leads to a change in the characteristic polynomial and distortions (mainly in the passband) of the amplitude-frequency characteristics of the filter. Analysis of the circuit of figure 1 shows that the relative change under the action of f 1 characteristic polynomial is determined by the following relation

Figure 00000003
Figure 00000003

где П1=2πf1.5, П2=2πf1.14 - площади усиления ОУ5 и ОУ14.where P 1 = 2πf 1.5 , P 2 = 2πf 1.14 - gain areas of OU5 and OU14.

Подтверждением этого анализа являются результаты моделирования фиг.4 простейшего ограничителя спектра (фиг.3), реализующего оптимальный (Чебышевский) фильтр третьего порядка. Как видно из результатов моделирования схемы в среде SPISE (фиг.4), даже при оптимальном предварительном увеличении полосы пропускания ФНЧ на 8% погрешность АЧХ в полосе пропускания фильтра превышает 0,6 дБ. Это на 0,5 дБ больше оптимального значения для АЧХ идеального фильтра. Причем изменение частоты единичного усиления f1 на 40% (характерные для современной технологии погрешности изготовления ОУ) приводит к неконтролируемому изменению неравномерности АЧХ на 0,2 дБ и, следовательно, превышает ожидаемое значение погрешности.Confirmation of this analysis are the simulation results of figure 4 of the simplest spectrum limiter (figure 3), which implements the optimal (Chebyshevsky) filter of the third order. As can be seen from the simulation results of the circuit in the SPISE environment (Fig. 4), even with an optimal preliminary increase in the passband of the low-pass filter by 8%, the frequency response error in the passband of the filter exceeds 0.6 dB. This is 0.5 dB higher than the optimum value for the frequency response of an ideal filter. Moreover, a change in the frequency of a single gain f 1 by 40% (typical for modern technology errors in the manufacture of op-amps) leads to an uncontrolled change in the frequency response unevenness by 0.2 dB and, therefore, exceeds the expected value of the error.

Существенное уменьшение влияния частот единичного усиления f1 активных элементов 5 и 14 достигается применением в схеме фиг.2 дополнительных компенсирующих обратных связей, которые реализуются изменением структуры входных цепей ОУ и их оригинальным подключением в соответствии с формулой изобретения.A significant reduction in the influence of frequencies of unit gain f 1 of the active elements 5 and 14 is achieved by using additional compensating feedbacks in the circuit of FIG. 2, which are realized by changing the structure of the input circuits of the op-amp and their original connection in accordance with the claims.

Покажем аналитически, что заявляемый эффект реализуется в предлагаемой схеме фиг.2.Let us show analytically that the claimed effect is realized in the proposed scheme of figure 2.

При использовании идеальных ОУ 5 и 14 характеристический полином схемы фиг.2 не изменяется и описывается соотношением (2). Учет влияния частот единичного усиления этих ОУ приводит к следующему относительному изменению характеристического полинома:When using ideal op-amps 5 and 14, the characteristic polynomial of the scheme of Fig. 2 does not change and is described by relation (2). Taking into account the influence of the unit gain frequencies of these op-amps leads to the following relative change in the characteristic polynomial:

Figure 00000004
Figure 00000004

где K1=K36/K30, K2=K19/K25; K36, K30 (K19, K25) - коэффициенты передачи входных преобразователей «напряжение-ток» 36, 30 (19, 25) операционного усилителя 5 (14).where K 1 = K 36 / K 30 , K 2 = K 19 / K 25 ; K 36 , K 30 (K 19 , K 25 ) are the transmission coefficients of the input voltage-current converters 36, 30 (19, 25) of the operational amplifier 5 (14).

Из (4) следует, что при выполнении параметрических условий K1=K2=1 влияние площадей усиления операционных усилителей 5 и 14 минимизируется и поэтому доминирующими факторами, ограничивающими реализуемые параметры ограничителя спектра фиг.2 являются параметры неучтенных полюсов их передаточных функций.From (4) it follows that when the parametric conditions K 1 = K 2 = 1 are fulfilled, the influence of the gain areas of the operational amplifiers 5 and 14 is minimized, and therefore, the parameters of the unaccounted poles of their transfer functions are the dominant factors limiting the realizable parameters of the spectrum limiter of Fig. 2.

Подтверждением полученных аналитических результатов является моделирование Чебышевского фильтра третьего порядка фиг.5, показанное на чертеже фиг.6.Confirmation of the obtained analytical results is the simulation of the Chebyshev filter of the third order of Fig.5, shown in the drawing of Fig.6.

Как видно из результатов моделирования схемы ПОС (ФНЧ) (фиг.6), погрешность АЧХ в полосе пропускания при изменении частоты единичного усиления f1 ОУ на 40% (от 6 МГц до 4 МГц) равна 0,05 дБ, что точно соответствует погрешности идеализированного Чебышевского фильтра. Далее, только на границе полосы пропускания (fгр=160 кГц) эта погрешность достигает уровня 0,075 дБ, что практически легко устраняется предварительным увеличением полосы пропускания фильтра на 3,5%.As can be seen from the simulation results of the PIC (low-pass filter) scheme (Fig. 6), the frequency response error in the passband when the unit gain frequency f 1 of the op-amp is changed by 40% (from 6 MHz to 4 MHz) is 0.05 dB, which exactly corresponds to the error idealized Chebyshev filter. Further, only at the border of the passband ( fg = 160 kHz) this error reaches the level of 0.075 dB, which is almost easily eliminated by a preliminary increase in the passband of the filter by 3.5%.

На фиг.7 показаны результаты сопоставительного моделирования сравниваемых схем в широком диапазоне частот, которые показывают, что в случае применения заявляемого ПОС наблюдается также и увеличение селективности фильтра, которое при необходимости можно использовать для дальнейшего уменьшения неравномерности АЧХ за счет предварительного (целенаправленного) увеличения его полосы пропускания.Figure 7 shows the results of comparative modeling of the compared circuits in a wide frequency range, which show that in the case of the application of the proposed PIC there is also an increase in filter selectivity, which, if necessary, can be used to further reduce the frequency response unevenness due to a preliminary (targeted) increase in its band transmittance.

Таким образом, заявляемый прецизионный ограничитель спектра характеризуется слабой зависимостью неравномерности АЧХ от частоты единичного усиления применяемых активных элементов.Thus, the claimed precision spectrum limiter is characterized by a weak dependence of the frequency response on the frequency of unit gain of the active elements used.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОКBIBLIOGRAPHIC LIST

1. Патент US 4.001.735, fig.4.1. Patent US 4.001.735, fig. 4.

2. Патент US 6.344.773, fig.4.2. Patent US 6.344.773, fig. 4.

3. Патент US 4.132.966, fig.3.3. Patent US 4.132.966, fig. 3.

4. Патент US 6.008.691, fig.3.4. Patent US 6.008.691, fig. 3.

5. Патент US 4.253.069.5. Patent US 4.253.069.

6. Патент US 5.489.873, fig.3.6. Patent US 5.489.873, fig. 3.

7. Патент US 4.860.839.7. Patent US 4.860.839.

8. Патент US 4.737.725, fig.3.8. Patent US 4.737.725, fig. 3.

9. Патентная заявка US 2006/0068749, fig.5.9. Patent application US 2006/0068749, fig. 5.

10. Патент US 7.619.472, fig.310. Patent US 7.619.472, fig. 3

11. Патентная заявка US 2001/0038309, fig.2.11. Patent application US 2001/0038309, fig. 2.

12. Патент US 4.686.486, fig.8.12. Patent US 4.686.486, fig. 8.

13. Патентная заявка US 2004/0222871, fig.6.13. Patent application US 2004/0222871, fig.6.

14. Патент US 4.185.250, fig.1.14. Patent US 4.185.250, fig. 1.

15. Патент US 3.984.639, fig.5.15. Patent US 3.984.639, fig. 5.

16. Патент WO 9602975, fig.3.16. Patent WO 9602975, fig. 3.

17. Патентная заявка US 2008/0297239, fig.3а.17. Patent application US 2008/0297239, fig.3a.

18. Патент US 4.229.716.18. Patent US 4.229.716.

19. Патент US 4.091.340, fig.5-7.19. Patent US 4.091.340, fig. 5-7.

20. Патент US 7.088.985, fig.3.20. Patent US 7.088.985, fig. 3.

21. Патент US 7.005.950, fig.6.21. Patent US 7.005.950, fig. 6.

22. Патентная заявка US 2010/0001803, fig.7.22. Patent application US 2010/0001803, fig. 7.

Claims (1)

Прецизионный ограничитель спектра, содержащий источник входного напряжения (1), связанный со входом устройства (2), первый (3) частотозадающий резистор, включенный между входом устройства (2) и выходом устройства (4), первый (5) операционный усилитель, выход которого (6) которого связан с выходом устройства (4) через первый (7) корректирующий конденсатор, второй (8) частотозадающий резистор, включенный между выходом (6) первого (5) операционного усилителя и его инвертирующим входом (9), причем неинвертирующий вход (10) первого (5) операционного усилителя связан по переменному току с общей шиной источника питания (11) через второй (12) корректирующий конденсатор и соединен с выходом (13) второго (14) операционного усилителя через третий (15) частотозадающий резистор, между инвертирующим входом (16) второго (14) операционного усилителя, связанным с инвертирующим входом (9) первого (5) операционного усилителя, и его выходом (13) включен четвертый (17) частотозадающий резистор, а неинвертирущий вход (18) второго (14) операционного усилителя связан с выходом устройства (4), отличающийся тем, что первый (5) операционный усилитель содержит первый (19) преобразователь «напряжение-ток» с первым (20) и вторым (21) противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым (22) и вторым (23) противофазными входами первого (24) буферного каскада, выход которого является выходом (6) первого (5) операционного усилителя, второй (25) преобразователь «напряжение-ток» с первым (26) и вторым (27) противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым (22) и вторым (23) противофазными входами первого (24) буферного каскада, инвертирующий вход (28) второго (25) преобразователя «напряжение-ток» связан с выходом устройства (4), а неинвертирующий вход (29) соединен с инвертирующим входом (9) первого (5) операционного усилителя, связанным с неинвертирующим входом первого (19) преобразователя «напряжение-ток», а инвертирующий вход первого (19) преобразователя «напряжение-ток» является неинвертирующим входом (10) первого (5) операционного усилителя, второй (14) операционный усилитель содержит третий (30) преобразователь «напряжение-ток» с первым (31) и вторым (32) противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым (33) и вторым (34) противофазными входами второго (35) буферного каскада, выход которого является выходом второго (13) операционного усилителя, четвертый (36) преобразователь «напряжение-ток» с первым (37) и вторым (38) противофазными токовыми выходами, связанными соответственно с первым (33) и вторым (34) противофазными входами второго (35) буферного каскада, инвертирующий вход третьего (30) преобразователя «напряжение-ток» является неинвертирующим входом (18) второго (14) операционного усилителя, неинвертирующий вход третьего (30) преобразователя «напряжение-ток» является инвертирующим входом (16) второго (14) операционного усилителя, неинвертирующий вход (39) четвертого (36) преобразователя «напряжение-ток» соединен с инвертирующим входом первого (19) преобразователя «напряжение-ток», а инвертирующий вход (40) четвертого (36) преобразователя «напряжение-ток» соединен с неинвертирующим входом третьего (30) преобразователя «напряжение-ток». A precision spectrum limiter containing an input voltage source (1) connected to the input of the device (2), a first (3) frequency-setting resistor connected between the input of the device (2) and the output of the device (4), the first (5) operational amplifier, the output of which (6) which is connected to the output of the device (4) through the first (7) correction capacitor, the second (8) frequency-setting resistor connected between the output (6) of the first (5) operational amplifier and its inverting input (9), and the non-inverting input ( 10) the first (5) operational amplifier with knitted by alternating current with a common bus of the power source (11) through the second (12) correction capacitor and connected to the output (13) of the second (14) operational amplifier through the third (15) frequency-setting resistor, between the inverting input (16) of the second (14) an operational amplifier connected to the inverting input (9) of the first (5) operational amplifier and its output (13) includes a fourth (17) frequency-setting resistor, and a non-inverting input (18) of the second (14) operational amplifier is connected to the output of the device (4) characterized in that the first (5) operational The first amplifier contains the first (19) voltage-current converter with the first (20) and second (21) antiphase current outputs associated with the first (22) and second (23) antiphase inputs of the first (24) buffer stage, the output of which is the output (6) of the first (5) operational amplifier, the second (25) voltage-current converter with the first (26) and second (27) antiphase current outputs associated with the first (22) and second (23) antiphase inputs the first (24) buffer stage, inverting the input (28) of the second (25) pre The voltage-current generator is connected to the output of the device (4), and the non-inverting input (29) is connected to the inverting input (9) of the first (5) operational amplifier connected to the non-inverting input of the first (19) voltage-current converter, and the inverting input of the first (19) voltage-current converter is a non-inverting input (10) of the first (5) operational amplifier, the second (14) operational amplifier contains a third (30) voltage-current converter with the first (31) and second ( 32) antiphase current outputs connected respectively but with the first (33) and second (34) antiphase inputs of the second (35) buffer stage, the output of which is the output of the second (13) operational amplifier, the fourth (36) voltage-current converter with the first (37) and second (38 ) antiphase current outputs associated with the first (33) and second (34) antiphase inputs of the second (35) buffer stage, the inverting input of the third (30) voltage-current converter is a non-inverting input (18) of the second (14) operational amplifier non-inverting input of the third (30) converter I “voltage-current” is the inverting input (16) of the second (14) operational amplifier, the non-inverting input (39) of the fourth (36) voltage-current converter is connected to the inverting input of the first (19) voltage-current converter, and the inverting input (40) of the fourth (36) voltage-current converter is connected to the non-inverting input of the third (30) voltage-current converter.
RU2012140984/08A 2012-09-25 2012-09-25 Precision spectrum limiter RU2506694C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2012140984/08A RU2506694C1 (en) 2012-09-25 2012-09-25 Precision spectrum limiter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2012140984/08A RU2506694C1 (en) 2012-09-25 2012-09-25 Precision spectrum limiter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2506694C1 true RU2506694C1 (en) 2014-02-10

Family

ID=50032377

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2012140984/08A RU2506694C1 (en) 2012-09-25 2012-09-25 Precision spectrum limiter

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2506694C1 (en)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2536674C1 (en) * 2013-05-16 2014-12-27 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") Broadband attenuator with controlled transmission ratio
RU2702496C1 (en) * 2019-03-15 2019-10-08 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) Universal active rc-filter based on multi-differential operational amplifiers
RU2702499C1 (en) * 2019-03-14 2019-10-08 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) Universal active rc-filter

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3984639A (en) * 1975-05-01 1976-10-05 The Anaconda Company Active filter
US4229716A (en) * 1979-05-15 1980-10-21 Northern Telecom Limited Amplitude equalizer circuit
US4686486A (en) * 1984-07-05 1987-08-11 British Telecommunications Public Limited Company Active filter having series resonant active filter terminated by parallel resonant active filter
US20050107064A1 (en) * 2003-11-18 2005-05-19 Ismail Aly M. Low-noise filter for a wireless receiver
US20060068749A1 (en) * 2004-09-25 2006-03-30 Aly Ismail Low noise filter for a wireless receiver
US20090009245A1 (en) * 2006-01-31 2009-01-08 Micro-Epsilon Messtechnik Gmbh & Co. Kg Circuit for Adjusting an Impedance
RU2444114C1 (en) * 2011-03-11 2012-02-27 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ГОУ ВПО "ЮРГУЭС") Operational amplifier with low-resistance load

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3984639A (en) * 1975-05-01 1976-10-05 The Anaconda Company Active filter
US4229716A (en) * 1979-05-15 1980-10-21 Northern Telecom Limited Amplitude equalizer circuit
US4686486A (en) * 1984-07-05 1987-08-11 British Telecommunications Public Limited Company Active filter having series resonant active filter terminated by parallel resonant active filter
US20050107064A1 (en) * 2003-11-18 2005-05-19 Ismail Aly M. Low-noise filter for a wireless receiver
US20060068749A1 (en) * 2004-09-25 2006-03-30 Aly Ismail Low noise filter for a wireless receiver
US20090009245A1 (en) * 2006-01-31 2009-01-08 Micro-Epsilon Messtechnik Gmbh & Co. Kg Circuit for Adjusting an Impedance
RU2444114C1 (en) * 2011-03-11 2012-02-27 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ГОУ ВПО "ЮРГУЭС") Operational amplifier with low-resistance load

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2536674C1 (en) * 2013-05-16 2014-12-27 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") Broadband attenuator with controlled transmission ratio
RU2702499C1 (en) * 2019-03-14 2019-10-08 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) Universal active rc-filter
RU2702496C1 (en) * 2019-03-15 2019-10-08 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Донской государственный технический университет" (ДГТУ) Universal active rc-filter based on multi-differential operational amplifiers

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2874313B1 (en) Analog active low-pass filters
RU2704530C1 (en) Broadband band-pass filter with independent adjustment of pole frequency, pole attenuation and transmission coefficient
RU2506694C1 (en) Precision spectrum limiter
RU2656728C1 (en) Arc-filter of bottom frequencies with an independent setting of main parameters
CN106850055A (en) A kind of wideband low noise analog front circuit for optical fiber hit detecting system
RU2694135C1 (en) High-frequency arc-filter with independent adjustment of main parameters
RU2694134C1 (en) Band pass arc-filter on two operational amplifiers with increase in pole frequency and independent adjustment of main parameters
US9124251B2 (en) Two stage source-follower based filter
TW488128B (en) Linearized integrated frequency demodulator
US20200220509A1 (en) Trans-Impedance Amplifier, Chip, and Communications Device
RU2701038C1 (en) Band-pass filter on two operational amplifiers with independent adjustment of main parameters
RU2718830C1 (en) Band-pass filter of the second order with independent adjustment of main parameters
RU2772314C1 (en) High-pass filter of the sallen-key family with independent tuning of main parameters
Koksal Realization of a general all‐pole current transfer function by using CBTA
RU2720558C1 (en) Band-pass filter on two operational amplifiers with independent adjustment of main parameters
RU2517681C1 (en) Selective amplifier with extended frequency band
JP6695262B2 (en) Variable low-pass filter circuit
US20060068741A1 (en) Reducing Noise and Distortion in a Receiver System
RU2752254C1 (en) Fourth order band filter
RU2452078C1 (en) Double-channel differential amplifier
EP1176711A2 (en) Apparatus and method for electrical signal amplification
RU2790610C1 (en) Two-channel sallen-key family low-pass filter with tunable upper cut-off frequency
RU2722752C1 (en) Band-pass filter with independent adjustment of pole frequency, pole attenuation and transmission coefficient
Chen et al. Voltage-mode multifunction filter with single input and three outputs based on single plus-type DVCC
RU2760871C1 (en) Fourth-order bandpass filter

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20140926