RU2482620C2 - Radio communication method, base station and user terminal - Google Patents
Radio communication method, base station and user terminal Download PDFInfo
- Publication number
- RU2482620C2 RU2482620C2 RU2011127409A RU2011127409A RU2482620C2 RU 2482620 C2 RU2482620 C2 RU 2482620C2 RU 2011127409 A RU2011127409 A RU 2011127409A RU 2011127409 A RU2011127409 A RU 2011127409A RU 2482620 C2 RU2482620 C2 RU 2482620C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- pilot
- signal
- unit
- user
- base station
- Prior art date
Links
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 25
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 80
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims description 72
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 2
- 239000000126 substance Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 52
- 238000000034 method Methods 0.000 description 40
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 11
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 11
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 9
- 101710039933 PFN1 Proteins 0.000 description 8
- 101710039937 PFN2 Proteins 0.000 description 8
- 102100014927 PRF1 Human genes 0.000 description 8
- 101700016865 PRF1 Proteins 0.000 description 8
- 101710018198 PRF2 Proteins 0.000 description 8
- 101710018203 TPRP-F1 Proteins 0.000 description 8
- 101710018080 ThorAB25_04690 Proteins 0.000 description 8
- 230000000051 modifying Effects 0.000 description 6
- 238000003775 Density Functional Theory Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 230000003044 adaptive Effects 0.000 description 2
- 230000001413 cellular Effects 0.000 description 2
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 2
- 230000000875 corresponding Effects 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 235000009808 lpulo Nutrition 0.000 description 1
- 230000001702 transmitter Effects 0.000 description 1
Images
Abstract
Description
Область техникиTechnical field
Настоящее изобретение относится к способу радиосвязи, его базовой станции и пользовательскому терминалу и, в частности, к способу радиосвязи, его базовой станции и пользовательскому терминалу в системе радиосвязи, в которой каждый пользовательский терминал использует разные назначаемые базовой станцией частоты полосы передачи данных для передачи сигналов данных в эту базовую станцию, выполняет мультиплексирование пилот-сигналов с сигналами данных по схеме мультиплексирования с временным разделением и передает результирующий сигнал в базовую станцию.The present invention relates to a radio communication method, its base station and a user terminal, and in particular, to a radio communication method, its base station and a user terminal in a radio communication system in which each user terminal uses different base band frequencies assigned by the base station for transmitting data signals to this base station, multiplexes the pilot signals with data signals according to the time division multiplexing scheme and transmits the resulting signal the base station.
Уровень техникиState of the art
В системе радиосвязи, такой как сотовая система, принимающая сторона, как правило, используется известный пилот-сигнал для выполнения синхронизации тактирования и оценки тракта распространения (оценки канала) и на основании каждой из перечисленных операций выполняет демодуляцию данных. Более того, в адаптивном способе модуляции, который обеспечивает возможность улучшения пропускной способности путем адаптивного изменения метода модуляции или скорости кодирования согласно качеству канала, принимающая сторона также использует пилот-сигнал при оценке канала, например, для оценки Отношения Сигнала к Шуму (Signal to Interference Ratio, SIR), чтобы определить оптимальный способ модуляции или оптимальную скорость кодирования.In a radio communication system, such as a cellular system, the receiving side typically uses a known pilot signal to perform timing synchronization and estimate the propagation path (channel estimate), and based on each of these operations performs data demodulation. Moreover, in the adaptive modulation method, which provides the ability to improve throughput by adaptively changing the modulation method or coding rate according to the quality of the channel, the receiving side also uses the pilot signal in channel estimation, for example, to estimate the Signal to Noise Ratio , SIR) to determine the optimal modulation method or optimal coding rate.
В качестве способа радиодоступа, который устойчив к селективным частотным замираниям из-за наличия множества каналов распространения при широкополосной радиосвязи, используется способ Мультиплексирования с Ортогональным Частотным Разделением (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM). Тем не менее, с точки зрения энергоэффективности терминала существует проблема, заключающаяся в том, что Отношение Пиковой Мощности к Средней Мощности (Peak to Average Power Ratio, PAPR) сигнала передачи имеет большое значение, и, соответственно, OFDM не подходит в качестве способа передачи по восходящей линии связи. Следовательно, в сотовых системах следующего поколения согласно стандарту Долгосрочной Эволюции Проекта Партнерства 3-го Поколения (3-rd Generation Partnership Project Long Term Evolution, 3GPP LTE) в качестве способа передачи по восходящей линии связи используется передача на одной несущей, где принимающая сторона выполняет выравнивание частоты (см. документ 3GPP TR25814-700, Фиг.9.1.1-1). Передача по одной несущей обозначает, что данные передачи и пилот-сигналы мультиплексируются только по оси времени, и если сравнивать со способом OFDM, согласно которому данные и пилот-сигналы мультиплексируются по оси частоты, то возможно существенно уменьшить PARR.As a radio access method that is resistant to selective frequency fading due to the presence of multiple propagation channels for broadband radio communications, the Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) method is used. Nevertheless, from the point of view of the terminal’s energy efficiency, there is a problem in that the Peak to Average Power Ratio (PAPR) of the transmission signal is of great importance, and, accordingly, OFDM is not suitable as a transmission method for uplink communication. Therefore, in next-generation cellular systems according to the 3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution (3GPP LTE) standard, uplink transmission uses single-carrier transmission where the receiving side performs equalization frequency (see 3GPP document TR25814-700, Fig. 9.1.1-1). Single-carrier transmission means that the transmission data and pilot signals are multiplexed only on the time axis, and when compared with the OFDM method, according to which the data and pilot signals are multiplexed on the frequency axis, it is possible to significantly reduce the PARR.
Передача по одной несущейSingle Carrier Transmission
Фиг.23 представляет собой пример формата кадра при передаче по одной несущей, а Фиг.24 представляет собой схему, иллюстрирующую выравнивание частоты. Кадр содержит данные DATA и пилот-сигналы PILOT, каждый из которых содержит N выборок и которые мультиплексированы по времени, причем согласно иллюстрации с Фиг.23 в один кадр вставлено два блока пилот-сигналов. При выполнении выравнивания частоты блок 1 отделения данных/пилот-сигнала отделяет данные DATA и пилот-сигналы PILOT, а первый блок 2 Быстрого Преобразования Фурье (Fast Fourier Transform, FFT) выполняет обработку FFT на N выборках данных, чтобы сгенерировать N частотных компонентов, и вводит результат в блок 3 компенсации канала. Второй блок 4 FFT выполняет обработку FFT на N выборках пилот-сигнала, чтобы сгенерировать N частотных компонентов, а блок 5 оценки канала использует эти N частотных компонентов известного пилот-сигнала, чтобы оценить характеристики канала для каждой частоты, и вводит сигнал компенсации канала в блок 3 компенсации канала. Блок 3 компенсации канала перемножает N частотных компонентов, которые были выведены из первого блока 2 FFT, с сигналом компенсации канала для каждой частоты, чтобы выполнить компенсацию канала, и блок 6 Обратного Быстрого Преобразования Фурье (Inverse Fast Fourier Transform, IFFT) выполняет IFFT-обработку N частотных компонентов, компенсированных по каналу, преобразует этот сигнал во временной сигнал и выводит результат.FIG. 23 is an example of a frame format for transmission on a single carrier, and FIG. 24 is a diagram illustrating frequency alignment. The frame contains DATA data and PILOT pilots, each of which contains N samples and which are time-multiplexed, moreover, according to the illustration in Fig. 23, two blocks of pilot signals are inserted into one frame. When performing frequency equalization, the data /
Последовательность CAZACCAZAC sequence
При передаче по одной несущей, когда принимающая сторона выполняет выравнивание частоты, чтобы повысить точность оценки канала в частотной области, желательно, чтобы пилот-сигнал имел постоянную амплитуду в частотной области, то есть чтобы автокорреляция после произвольного циклического временного сдвига составляла '0'. С другой стороны, если рассматривать аспект PAPR, то желательно, чтобы пилот-сигнал также имел постоянную амплитуду во временной области. Последовательностью, которая обеспечивает возможность реализации этих особенностей, является последовательность с Постоянной Амплитудой и Нулевой Автокорреляцией (Constant Amplitude Zero Auto Correlation, CAZAC), и в системе 3GPP LTE определено применение последовательностей CAZAC в качестве пилот-сигналов восходящей линии связи. Последовательность CAZAC имеет идеальные свойства автокорреляции, так что пилот-сигналы, полученные путем циклического сдвига одной последовательности CAZAC, ортогональны относительно друг друга. В системе 3GPP LTE принят способ использования последовательностей CAZAC с разными величинами циклического сдвига для мультиплексирования пилот-сигналов разных пользователей или для мультиплексирования пилот-сигналов от одного и того же пользователя, передаваемых с разных антенн, и этот способ называется Мультиплексирование с Кодовым Разделением (Code Division Multiplexing, CDM).In single-carrier transmission, when the receiving side performs frequency equalization in order to improve the accuracy of channel estimation in the frequency domain, it is desirable that the pilot signal has a constant amplitude in the frequency domain, that is, that the autocorrelation after an arbitrary cyclic time shift is '0'. On the other hand, when considering the PAPR aspect, it is desirable that the pilot also has a constant amplitude in the time domain. The sequence that allows these features to be implemented is the Constant Amplitude Zero Auto Correlation (CAZAC) sequence, and the use of CAZAC sequences as uplink pilot signals is defined in the 3GPP LTE system. The CAZAC sequence has ideal autocorrelation properties, so that the pilot signals obtained by cyclically shifting one CAZAC sequence are orthogonal to each other. The 3GPP LTE system adopts a method of using CAZAC sequences with different cyclic shift values to multiplex pilot signals from different users or to multiplex pilot signals from the same user transmitted from different antennas, and this method is called Code Division Multiplexing Multiplexing, CDM).
Последовательность Задоффа-Чу, которая является типовой последовательностью CAZAC, выражается согласно Уравнению (1) (см. B.M. Popovic, "Generalized Chirp-Like Polyphase Sequences with Optimum Correlation Properties", IEEE Trans. Info. Theory, Vol. 38, p. 1406-14 09, July 1992).The Zadoff-Chu sequence, which is a CAZAC type sequence, is expressed according to Equation (1) (see BM Popovic, "Generalized Chirp-Like Polyphase Sequences with Optimum Correlation Properties", IEEE Trans. Info. Theory, Vol. 38, p. 1406 -14 09, July 1992).
Здесь k и L являются простыми числами и выражают номер последовательности и длину последовательности соответственно. Более того, n представляет собой номер символа, q является произвольным целым числом, а L%2 является остатком при делении на 2 и может быть обозначен как Lmod(2). Если принять следующую факторизацию L на простые числаHere k and L are primes and express the sequence number and sequence length, respectively. Moreover, n represents the character number, q is an arbitrary integer, and L% 2 is the remainder when divided by 2 and can be denoted as Lmod (2). If we take the following factorization of L into prime numbers
(gi является простым числом), то количество последовательностей CAZAC может быть задано следующим уравнением. (gi is a prime number), then the number of CAZAC sequences can be given by the following equation.
Более конкретно, в случае когда L=12, L=12=22 × 31, то g1=2, e1=2, g2=3 и e2=1, и согласно Уравнению (3) количество последовательностей (последовательностей CAZAC) становится равным 4. Следовательно, количество последовательностей увеличивается по мере увеличения L и уменьшения количества простых коэффициентов. Иначе говоря, в случае когда L является простым числом, количество (L) последовательностей CAZAC становится равным (L-1).More specifically, in the case where L = 12, L = 12 = 2 2 × 3 1 , then g 1 = 2, e1 = 2, g 2 = 3 and e2 = 1, and according to Equation (3) the number of sequences (CAZAC sequences ) becomes equal to 4. Therefore, the number of sequences increases as L increases and the number of simple coefficients decreases. In other words, in the case when L is a prime number, the number (L) CAZAC sequences become equal to (L-1).
ZCk(n-c), для которой в последовательности CAZAC ZCk(n) циклически смещается только c, выражается следующим образом:ZC k (nc), for which in the CAZAC sequence ZC k (n) only c cyclically shifts, is expressed as follows:
Как показано в Уравнении (5) ниже,As shown in Equation (5) below,
Корреляция R(τ) между ZCk(n) и ZCk(n-c) становится равной '0' в любой точке за исключением точки, где τ=c, так что последовательности, которые получаются путем применения разных величин циклического сдвига к главной последовательности ZCk(n), становятся ортогональны относительно друг друга.The correlation R (τ) between ZC k (n) and ZC k (nc) becomes equal to '0' at any point except for the point where τ = c, so the sequences that are obtained by applying different values of the cyclic shift to the main sequence ZC k (n) become orthogonal with respect to each other.
Когда базовая станция принимает множество пилот-сигналов, которые мультиплексированы путем CDM с использованием циклического сдвига, путем корреляции с главной последовательностью можно отделить пилот-сигналы на основании местоположений, где образуются пики. Способность выдерживать сдвиг множества каналов или сдвиг тактирования приема уменьшается по мере сужения интервала циклического сдвига, так что существует верхний предел для количества пилот-сигналов, которые могут быть мультиплексированы посредством циклического сдвига. Когда количество пилот-сигналов, которые мультиплексируются путем циклического сдвига, принимается равным P, величина cp циклического сдвига, который назначается p-му пилот-сигналу, может быть определена, например, посредством нижеприведенного уравнения (см. документ 3GPP R1-060374, "Text Proposal On Uplink Reference Signal Structure", Texas Instruments).When a base station receives a plurality of pilots that are multiplexed by CDM using a cyclic shift, by correlating with the main sequence, pilots can be separated based on the locations where the peaks are generated. The ability to withstand multiple channel shifts or receive clock shifts decreases as the cyclic shift interval narrows, so there is an upper limit to the number of pilot signals that can be multiplexed by the cyclic shift. When the number of pilot signals that are multiplexed by a cyclic shift is assumed to be P, the cyclic shift value c p that is assigned to the pth pilot signal can be determined, for example, by the equation below (see 3GPP R1-060374, " Text Proposal On Uplink Reference Signal Structure ", Texas Instruments).
(6) (6)
Как описано выше, в восходящей линии 3GPP LTE пилот-сигналы и данные мультиплексируются по схеме мультиплексирования с временным разделением и передаются по способу Множественного доступа к Частотным Разделением на Одной Несущей (Single Carrier-Frequency Division Multiple Access, SC-FDMA). Фиг.25 представляет собой схему, иллюстрирующую строение блока передачи SC-FDMA, где 7' представляет собой блок Дискретного Преобразования Фурье (Discrete Fourier Transform, DFT) размерности NTX, 8' представляет собой блок отображения поднесущих, 9' представляет собой блок Обратного Дискретного Преобразования Фурье (Inverse Discrete Fourier Transform, IDFT) размерности NFFT, 10 представляет собой блок вставки Циклического Префикса (Cyclic Prefix, CP). В 3GPP LTE для уменьшения объема обработки NFFT представляет собой целое число, равное некоторой степени числа 2, а IDFT после отображения поднесущих заменяется на IFFT.As described above, in the 3GPP LTE uplink, the pilots and data are time division multiplexed and transmitted using the Single Carrier-Frequency Division Multiple Access (SC-FDMA) method. 25 is a diagram illustrating the structure of an SC-FDMA transmission block, where 7 'is a N TX Discrete Fourier Transform (DFT) block, 8' is a subcarrier mapping block, 9 'is a Reverse Discrete block The Inverse Discrete Fourier Transform (IDFT) of dimension N FFT , 10 is a Cyclic Prefix, CP insertion unit. In 3GPP LTE, to reduce the amount of processing, the N FFT is an integer equal to some power of 2, and the IDFT, after subcarrier mapping, is replaced by IFFT.
Процесс добавления циклического сдвига c к основной последовательности ZCk(n) может быть выполнен либо до DFT, либо после IFFT. Когда этот процесс выполняется после IFFT, циклический сдвиг может иметь величину c х NFFT/NTX выборок. По существу, процесс является одинаковым, соответственно, в дальнейшем описывается пример, в котором процесс циклического сдвига выполняется до DFT.The process of adding a cyclic shift c to the main sequence ZC k (n) can be performed either before the DFT or after the IFFT. When this process is performed after IFFT, the cyclic shift may have a value of c x N FFT / N TX samples. Essentially, the process is the same, respectively, in the following, an example is described in which the cyclic shift process is performed before the DFT.
Проблемы с предшествующим уровнем техникиProblems with the Related Art
Для уменьшения междуячейковых помех необходимо многократно использовать последовательности CAZAC с разными номерами в качестве пилот-сигналов между ячейками. Основанием для этого является то, что по мере увеличения количества повторений расстояние между ячейками, которые используют одинаковую последовательность, увеличивается, так что вероятность образования серьезных помех уменьшается. Следовательно, возникает необходимость поддерживать большое количество последовательностей CAZAC, и для обеспечения хороших характеристик для последовательностей CAZAC желательно применять длину L последовательности, которая представляет собой большое простое число. Фиг.26 представляет собой схему, иллюстрирующую междуячейковые помехи, где в случае (A), когда количество последовательностей CAZAC, которые могут быть использованы, равно 2, последовательности CAZAC (ZC1) с одинаковыми номером последовательности используются в смежных ячейках, так что между смежными ячейками возникают серьезные помехи. Более того, в случае (B), когда количество используемых последовательностей CAZAC равно 3, последовательности CAZAC с одинаковым номером последовательности не используются, однако количество повторений равно 3, что мало, так что расстояние между ячейками, которые используют последовательности CAZAC с одинаковым номером последовательности, имеет небольшое значение и существует высокая вероятность возникновения помех между смежными ячейками. В случае (C), когда количество последовательностей CAZAC равно 7, количество повторений равно 7, что много, и, соответственно, расстояние между ячейками, которые используют последовательности CAZAC с одинаковым номером, становится большим и вероятность возникновения помех постепенно уменьшается.To reduce inter-cell interference, it is necessary to reuse CAZAC sequences with different numbers as pilot signals between cells. The reason for this is that as the number of repetitions increases, the distance between cells that use the same sequence increases, so that the likelihood of serious interference is reduced. Therefore, the need arises to support a large number of CAZAC sequences, and to provide good performance for CAZAC sequences, it is desirable to use the length L of the sequence, which is a large prime number. 26 is a diagram illustrating inter-cell interference, where in case (A), when the number of CAZAC sequences that can be used is 2, CAZAC sequences (ZC 1 ) with the same sequence number are used in adjacent cells, so that between adjacent cells cause serious interference. Moreover, in case (B), when the number of CAZAC sequences used is 3, CAZAC sequences with the same sequence number are not used, however, the number of repetitions is 3, which is small, so that the distance between cells that use CAZAC sequences with the same sequence number, is of little importance and there is a high probability of interference between adjacent cells. In case (C), when the number of CAZAC sequences is 7, the number of repetitions is 7, which is a lot, and, accordingly, the distance between cells that use CAZAC sequences with the same number becomes large and the probability of interference is gradually reduced.
В этой связи можно отметить, что согласно тренду описания 3GPP LTE количество поднесущих, которые заняты данными, принимается равным кратному 12, а интервал поднесущих для пилот-сигналов принимает равным двукратному интервалу для данных для увеличения эффективности передачи, как показано в случае (A) с Фиг.27. В этом случае, когда длина L последовательности CAZAC равна 6, количество последовательностей (L) становится 2(k=1,2) и используются последовательности CAZAC с одинаковым номером, так что между смежными ячейками возникают помехи из-за пилот-сигналов. Более того, когда длина L последовательности принимается равной 5, то (L) становится 4(k=1,2,3,4), что все еще мало, тем не менее, как показано в (B) с Фиг.27, существуют поднесущие, которые не охватываются пилот-сигналом, так что точность оценки канала уменьшается.In this regard, it can be noted that according to the 3GPP LTE description trend, the number of subcarriers occupied by data is taken to be a multiple of 12, and the subcarrier interval for pilot signals is taken to be twice the data interval to increase transmission efficiency, as shown in case (A) with Fig.27. In this case, when the length L of the CAZAC sequence is 6, the number of sequences (L) becomes 2 (k = 1,2) and CAZAC sequences with the same number are used, so that interference occurs between adjacent cells due to pilot signals. Moreover, when the length L of the sequence is taken equal to 5, then (L) becomes 4 (k = 1,2,3,4), which is still small, however, as shown in (B) of FIG. 27, there are subcarriers that are not covered by the pilot, so accuracy channel estimates are reduced.
Следовательно, предполагается, что путем увеличения ширины полосы передачи для пилот-сигналов до величины, которая больше ширины полосы передачи для данных, и путем выполнения передачи может быть обеспечена достаточная длина L последовательности (см. 3GPP R1-060925, R1-063183). Фиг.28 иллюстрирует пример случая, когда количество мультиплексированных пилот-сигналов равно 2. Если длина L последовательности принимается равной 12, то согласно уравнениям (2) и (3) количество последовательностей CAZAC равно только 4 и междуячейковые помехи становятся большими (k=4). Следовательно, длина L последовательности выбирается равной простому числу 11. Когда L=11, то (L) равно 10 и могут быть использованы 10 последовательностей CAZAC (k=1~10), так что представляется возможность уменьшения междуячейковых помех. Длина L последовательности не может быть равна 13 или больше. Причиной этого является то, что, когда длина L последовательности равна 13 или больше, между смежными частотными диапазонами возникают помехи.Therefore, it is assumed that by increasing the transmission bandwidth for the pilot signals to a value that is larger than the transmission bandwidth for the data, and by performing the transmission, a sufficient length L of the sequence can be provided (see 3GPP R1-060925, R1-063183). 28 illustrates an example of a case where the number of multiplexed pilot signals is 2. If the length L of the sequence is taken to be 12, then according to equations (2) and (3), the number of CAZAC sequences is only 4 and the inter-cell interference becomes large (k = 4) . Therefore, the length L of the sequence is chosen equal to a
Пилот-сигналы от разных пользователей мультиплексируются по способу CDM путем циклического сдвига. Иначе говоря, CAZAC-последовательность ZCk(n), которая имеет длину L=11 и для которой был выполнен циклический сдвиг c1, используется как пилот-сигнал для пользователя 1, а CAZAC-последовательность ZCk(n), для которой был выполнен циклический сдвиг c2, используется как пилот-сигнал для пользователя 2.Pilot signals from different users are multiplexed by the CDM method by cyclic shift. In other words, the CAZAC sequence ZC k (n), which has a length L = 11 and for which cyclic shift c1 was performed, is used as a pilot signal for
Тем не менее, когда CAZAC-последовательность ZCk(n) с длиной L=11 циклически сдвигается и используется для пользователей 1, 2, то, как можно ясно видеть на Фиг.28, отношение между частотной полосой передачи для пилот-сигналов и частотной полосой передачи для данных отличается для пользователя 1 и для пользователя 2, так что точность оценки канала отличается. Иначе говоря, поднесущие 23, 24 частотной полосы передачи для пользователя 2 отличаются от частотной полосы передачи для пилот-сигналов, и точность оценки канала для этих поднесущих уменьшается.However, when the CAZAC sequence ZC k (n) with a length L = 11 is cyclically shifted and used for
Как показано на Фиг.28, согласно текущим спецификациям 3GPP LTE интервал поднесущих для пилот-сигнала равен двукратному интервалу поднесущих для данных. Тем не менее, вышеописанная проблема возникает даже тогда, когда отношение интервалов поднесущих меняется.As shown in FIG. 28, according to current 3GPP LTE specifications, the pilot subcarrier interval is equal to twice the data subcarrier interval. However, the above problem arises even when the ratio of the subcarrier intervals changes.
Принимая во внимание вышеописанные проблемы, целью настоящего изобретения является обеспечение возможности точной оценки канала поднесущих данных, которые отклоняются от частотной полосы передачи пилот-сигналов.In view of the above problems, it is an object of the present invention to provide an accurate estimate of a channel of data subcarriers that deviate from the pilot transmission frequency band.
Еще одной целью настоящего изобретения является обеспечение возможности точной оценки канала поднесущих, назначенных каждому пользователю, даже когда заданная последовательность (например, CAZAC-последовательность ZCk(n)), для которой был выполнен циклический сдвиг на разные величины, используется как пилот-сигналы пользователей, которые требуется мультиплексировать.Another objective of the present invention is the ability to accurately estimate the channel subcarriers assigned to each user, even when a given sequence (for example, the CAZAC sequence ZC k (n)), for which a cyclic shift by different values was performed, is used as user pilot signals to be multiplexed.
Еще одной целью настоящего изобретения является обеспечение возможности точной оценки канала путем отделения пилот-сигналов для каждого пользователя, используя простой способ, даже когда заданная CAZAC-последовательность, для которой был выполнен циклический сдвиг на разные величины, используется как пилот-сигналы пользователей, которые требуется мультиплексировать.Another objective of the present invention is to enable accurate channel estimation by separating pilot signals for each user, using a simple method, even when a given CAZAC sequence for which a cyclic shift by different values has been performed is used as user pilot signals that are required multiplex.
Еще одной целью настоящего изобретения является увеличение точности оценки канала поднесущих данных пользователя, даже при плохом состоянии тракта распространения для этого пользователя.Another objective of the present invention is to increase the accuracy of the channel estimation of the user data subcarriers, even if the propagation path is poor for that user.
Раскрытие изобретенияDisclosure of invention
Настоящее изобретение представляет собой способ радиосвязи, базовую станцию и пользовательский терминал в системе радиосвязи, в которой каждый пользовательский терминал вместе с передачей сигнала данных в базовую станцию, используя разные частоты полосы передачи данных, которые назначаются базовой станцией, выполняет мультиплексирование пилот-сигнала с сигналом данных по схеме мультиплексирования с временным разделением и передает результирующий сигнал в базовую станцию.The present invention is a radio communication method, a base station and a user terminal in a radio communication system in which each user terminal, together with transmitting a data signal to the base station, using different data band frequencies that are assigned by the base station, performs multiplexing of the pilot signal with the data signal according to the time division multiplexing scheme and transmits the resulting signal to the base station.
Способ радиосвязиRadio communication method
Способ радиосвязи настоящего изобретения содержит: этап определения полосы передачи пилот-сигнала для каждого пользовательского терминала таким образом, чтобы полоса передачи пилот-сигнал охватывала полосу передачи данных этого пользовательского терминала с частотным смещением; и этап подачи команды каждому пользовательскому терминалу передавать пилот-сигнал, используя частоты упомянутой определенной полосы передачи пилот-сигнала.The radio communication method of the present invention comprises: a step of determining a pilot transmission band for each user terminal so that the pilot transmission band covers the data band of this user terminal with a frequency offset; and the step of instructing each user terminal to transmit a pilot using the frequencies of said specific pilot transmission band.
Этап подачи команды содержит: этап вычисления величины частотного смещения для каждого пользовательского терминала и величины циклического сдвига для последовательности CAZAC, соответствующей количеству мультиплексированных пользовательских терминалов и величине частотного смещения; и этап подачи команды каждому пользовательскому терминалу выполнить циклический сдвиг упомянутой последовательности CAZAC, используемой в качестве пилот-сигнала, на вычисленную величину циклического сдвига, и подачи команды пользовательскому терминалу выполнить частотное смещение упомянутой полосы передачи пилот-сигнала на вычисленную величину частотного смещения.The step of issuing the command comprises: a step of calculating the frequency offset value for each user terminal and the cyclic shift value for the CAZAC sequence corresponding to the number of multiplexed user terminals and the frequency offset value; and the step of instructing each user terminal to cyclic shift the CAZAC sequence used as the pilot signal by the calculated cyclic shift amount, and instructing the user terminal to frequency shift said pilot transmission band by the calculated frequency offset amount.
Способ радиосвязи, сверх того, содержит: этап суммирования частотных компонентов части пилот-сигналов, которые не перекрывают друг друга, когда базовая станция приняла мультиплексированные пилот-сигналы, которые были переданы из множества пользовательских терминалов; этап перемножения комбинации результата суммирования и принятых мультиплексированных пилот-сигналов с копией пилот-сигнала в частотной области; и этап преобразования результатов перемножения копии в сигнал временной области и, далее, отделение части сигнала заданного пользовательского терминала от сигнала временной области и выполнение оценки канала.The radio communication method further comprises: a step of summing the frequency components of a portion of the pilot signals that do not overlap when the base station has received multiplexed pilot signals that have been transmitted from a plurality of user terminals; the step of multiplying the combination of the summation result and the received multiplexed pilot signals with a copy of the pilot signal in the frequency domain; and the step of converting the results of multiplying the copy into a time-domain signal and, further, separating a portion of the signal of a given user terminal from the time-domain signal and performing channel estimation.
Способ радиосвязи настоящего изобретения, сверх того, содержит: этап получения состояния тракта распространения пользовательских терминалов; и этап назначения в первоочередном порядке средней полосы из всей полосы передачи данных в качестве полосы передачи данных для пользовательского терминала с плохим состоянием тракта распространения и уведомление пользовательских терминалов. Альтернативно, способ радиосвязи настоящего изобретения, сверх того, содержит: этап выполнения скачкообразного управления путем периодического назначения средней полосы и крайней полосы из всей полосы передачи данных в качестве полос передачи данных для пользовательских терминалов.The radio communication method of the present invention further comprises: a step of obtaining a state of a distribution path of user terminals; and the step of assigning, as a matter of priority, the middle band of the entire data band as a data band for a user terminal with a poor state of the propagation path and notifying the user terminals. Alternatively, the radio communication method of the present invention further comprises: performing step-wise control by periodically assigning a middle band and an extreme band of the entire data band as data bands for user terminals.
Базовая станцияBase station
Базовая станция настоящего изобретения содержит блок управления ресурсами, который определяет полосу передачи пилот-сигнала для каждого пользовательского терминала таким образом, чтобы эта полоса передачи пилот-сигнала охватывала полосу передачи данных этого пользовательского терминала с частотным смещением, и подает команду пользовательскому терминалу передать пилот-сигнал, используя частоты упомянутой определенной полосы передачи пилот-сигнала.The base station of the present invention comprises a resource control unit that determines a pilot transmission band for each user terminal so that this pilot signal band covers the data band of this user terminal with a frequency offset, and instructs the user terminal to transmit the pilot using the frequencies of said specific pilot transmission band.
В базовой станции блок управления ресурсами содержит: блок вычисления величины циклического сдвига, который вычисляет величину частотного смещения для каждого пользовательского терминала и величину циклического сдвига для последовательности CAZAC, которая соответствует количеству мультиплексированных пользовательских терминалов и величине частотного смещения; и блок подачи команды, который вместе с подачей команды каждому пользовательскому терминалу на выполнение циклического сдвига упомянутой последовательности CAZAC, используемой в качестве пилот-сигнала, на вычисленную величину циклического сдвига, подает команду пользовательскому терминалу на выполнение частотного смещения пилот-сигнала на величину частотного смещения.In the base station, the resource control unit comprises: a cyclic shift amount calculating unit that calculates a frequency offset value for each user terminal and a cyclic shift value for a CAZAC sequence that corresponds to the number of multiplexed user terminals and the frequency offset value; and a command issuing unit, which, together with issuing a command to each user terminal to perform a cyclic shift of said CAZAC sequence used as a pilot signal by the calculated amount of cyclic shift, instructs the user terminal to perform frequency offset of the pilot signal by the frequency offset value.
Базовая станция, сверх того, содержит блок оценки канала, который выполняет оценку канала для каждого пользовательского терминала, причем блок оценки канала содержит: принимающий блок, который принимает мультиплексированные пилот-сигналы, которые передаются из множества пользовательских терминалов; блок суммирования, который суммирует частотные компоненты части пилот-сигналов, которые не перекрывают друг друга; блок перемножения копии, который перемножает комбинацию результатов суммирования и принятых мультиплексированных пилот-сигналов с копией пилот-сигнала в частотной области; блок преобразования, который преобразует результат перемножения копии в сигнал временной области; блок отделения, который отделяет часть сигнала каждого пользовательского терминала от сигнала временной области; и блок оценки, который преобразует отделенный сигнал временной области в сигнал частотной области, чтобы оценить канал каждой частоты.The base station further comprises a channel estimator that performs channel estimation for each user terminal, the channel estimator comprises: a receiving unit that receives multiplexed pilots that are transmitted from a plurality of user terminals; a summing unit that summarizes the frequency components of the pilot portion of the signals that do not overlap; a copy multiplier unit that multiplies a combination of the summation results and the received multiplexed pilot signals with a copy of the pilot signal in the frequency domain; a conversion unit that converts the result of multiplying the copy into a time-domain signal; a separation unit that separates a portion of the signal of each user terminal from the time domain signal; and an estimator that converts the separated time-domain signal to a frequency-domain signal to estimate the channel of each frequency.
Блок управления ресурсами получает состояния распространения пользовательских терминалов и в первоочередном порядке назначает среднюю полосу из всей полосы передачи данных в качестве полосы передачи данных для пользовательского терминала с плохим состоянием тракта распространения и уведомляет пользовательские терминалы. Альтернативно, блок управления ресурсами выполняет скачкообразное управление путем периодического назначения средней полосы и крайней полосы из всей полосы передачи данных в качестве полос передачи данных для пользовательских терминалов.The resource control unit obtains the distribution states of user terminals and, as a matter of priority, designates the middle band from the entire data transmission band as the data transmission band for a user terminal with a poor distribution path state and notifies user terminals. Alternatively, the resource control unit performs hopping by periodically assigning a middle band and an extreme band from the entire data band as data bands for user terminals.
Пользовательский терминалUser terminal
Пользовательский терминал настоящей системы радиосвязи содержит: принимающий блок, который принимает из базовой станции информацию ресурсов восходящей линии связи; и блок генерации пилот-сигнала, который генерирует пилот-сигнал согласно команде в информации ресурсов восходящей линии связи; причем блок генерации пилот-сигнала содержит: блок генерации последовательности CAZAC, который на основании информации ресурсов генерирует последовательность CAZAC с заданной длиной последовательности и номером последовательности в качестве пилот-сигнала; первый блок преобразования, который преобразует последовательность CAZAC, которая является пилот-сигналом временной области, в пилот-сигнал частотной области; блок отображения поднесущей, который выполняет отображение компонентов поднесущей пилот-сигнала на основании информации частотного смещения, которая входит в состав информации ресурсов; второй блок преобразования, который преобразует пилот-сигнал с отображенными поднесущими в сигнал временной области; и блок циклического сдвига, который выполняет циклический сдвиг последовательности CAZAC на основании величины циклического сдвига, которая входит в состав информации ресурсов, либо до перового преобразования, либо после второго преобразования.The user terminal of the present radio communication system comprises: a receiving unit that receives uplink resource information from the base station; and a pilot generation unit that generates a pilot according to a command in uplink resource information; wherein the pilot signal generating unit comprises: a CAZAC sequence generating unit, which, based on the resource information, generates a CAZAC sequence with a predetermined sequence length and sequence number as a pilot signal; a first conversion unit that converts the CAZAC sequence, which is a time-domain pilot, to a frequency-domain pilot; a subcarrier display unit that performs mapping of the pilot subcarrier components based on frequency offset information that is part of the resource information; a second conversion unit that converts the pilot with the mapped subcarriers into a time domain signal; and a cyclic shift unit that performs a cyclic shift of the CAZAC sequence based on the amount of cyclic shift that is part of the resource information, either before the first conversion or after the second conversion.
Краткое описание чертежейBrief Description of the Drawings
Фиг.1 - схема, иллюстрирующая первый принцип настоящего изобретения;1 is a diagram illustrating a first principle of the present invention;
Фиг.2 - схема, иллюстрирующая второй принцип настоящего изобретения;2 is a diagram illustrating a second principle of the present invention;
Фиг.3 - схема, иллюстрирующая третий принцип настоящего изобретения;3 is a diagram illustrating a third principle of the present invention;
Фиг.4 - схема, иллюстрирующая процесс генерации пилот-сигнала на передающей стороне, который обеспечивает возможность частотного смещения d поднесущих и циклического сдвига (c2-s(k, d, L));4 is a diagram illustrating a process for generating a pilot signal at a transmitting side, which enables frequency offset d of subcarriers and cyclic shift (c 2 -s (k, d, L));
Фиг.5 - схема, иллюстрирующая смещение, выполняемое блоком отображения поднесущих;5 is a diagram illustrating an offset performed by a subcarrier mapping unit;
Фиг.6 - схема, иллюстрирующая процесс оценки канала на принимающей стороне;6 is a diagram illustrating a channel estimation process at a receiving side;
Фиг.7 - схема, иллюстрирующая второй процесс генерации пилот-сигнала;7 is a diagram illustrating a second pilot signal generation process;
Фиг.8 - схема, иллюстрирующая способ копирования в передатчике;8 is a diagram illustrating a copy method in a transmitter;
Фиг.9 - схема, иллюстрирующая второй процесс оценки канала на принимающей стороне;9 is a diagram illustrating a second channel estimation process at a receiving side;
Фиг.10 - схема, иллюстрирующая конфигурацию кадра;10 is a diagram illustrating a frame configuration;
Фиг.11 - схема, иллюстрирующая способ отделения пилот-сигнала;11 is a diagram illustrating a method of separating a pilot signal;
Фиг.12 - схема, иллюстрирующая третий процесс оценки канала на принимающей стороне;12 is a diagram illustrating a third channel estimation process at a receiving side;
Фиг.13 - схема структуры мобильной станции;13 is a diagram of a structure of a mobile station;
Фиг.14 - схема структуры блока генерации пилот-сигнала;Fig - structural diagram of the block generating the pilot signal;
Фиг.15 - схема структуры базовой станции;15 is a diagram of a structure of a base station;
Фиг.16 - схема структуры блока оценки канала;Fig. 16 is a structural diagram of a channel estimator;
Фиг.17 - схема структуры блока генерации пилот-сигнала и блока оценки канала, который выполняет второй процесс генерации пилот-сигнала и процесс оценки канала;17 is a structural diagram of a pilot signal generating unit and a channel estimating unit that performs a second pilot signal generating process and a channel estimating process;
Фиг.18 - схема структуры блока генерации пилот-сигнала и блока оценки канала, который выполняет третий процесс генерации пилот-сигнала и процесс оценки канала;Fig. 18 is a structural diagram of a pilot signal generating unit and a channel estimating unit that performs a third pilot signal generating process and a channel estimating process;
Фиг.19 - схема, иллюстрирующая назначение частот, когда количество мультиплексированных пилот-сигналов равно 4;19 is a diagram illustrating frequency assignment when the number of multiplexed pilot signals is 4;
Фиг.20 - схема, иллюстрирующая скачкообразное управление, при котором полосы передачи, которые назначаются пользователям, переключаются после каждого кадра, а также иллюстрирующая назначение для нечетного кадра;20 is a diagram illustrating hopping in which transmission bands that are assigned to users are switched after each frame, and also illustrating an assignment for an odd frame;
Фиг.21 - схема, иллюстрирующая скачкообразное управление, при котором полосы передачи, которые назначаются пользователям, переключаются после каждого кадра, а также иллюстрирующая назначение для четного кадра;21 is a diagram illustrating hopping in which transmission bands that are assigned to users are switched after each frame, and also illustrating an assignment for an even frame;
Фиг.22 - схема структуры блока генерации пилот-сигнала при выполнении скачкообразного управления;Fig. 22 is a structural diagram of a pilot signal generating unit when performing jump control;
Фиг.23 - пример формата кадра для передачи по одной несущей;23 is an example of a frame format for transmission on a single carrier;
Фиг.24 - схема для описания выравнивания частоты;24 is a diagram for describing frequency equalization;
Фиг.25 - схема структуры блока передачи SC-FDMA;25 is a structural diagram of an SC-FDMA transmission block;
Фиг.26 - схема, иллюстрирующая межъячейковые помехи;Fig. 26 is a diagram illustrating intercell interference;
Фиг.27 - первая схема, иллюстрирующая обычную полосу передачи данных и полосу передачи пилот-сигналов;27 is a first diagram illustrating a conventional data transmission band and a pilot transmission band;
Фиг.28 - вторая схема, иллюстрирующая обычную полосу передачи данных и полосу передачи пилот-сигналов.28 is a second diagram illustrating a conventional data transmission band and a pilot transmission band.
Лучший вариант осуществления изобретенияThe best embodiment of the invention
(A) Принципы изобретения(A) Principles of the invention
Как показано в части (A) с Фиг.1, когда CAZAC-последовательность ZCk(n), к которой был применен циклический сдвиг c1, используется в качестве пилот-сигнала для пользователя 1, и CAZAC-последовательность ZCk(n), к которой был применен циклический сдвиг c2, используется в качестве пилот-сигнала для пользователя 2, то, как было описано со ссылкой на Фиг.28, поднесущие 23, 24 частотной полосы передачи для данных пользователя 2 отличаются от частотной полосы передачи для пилот-сигнала, и точность оценки канала для этой поднесущей уменьшается. На Фиг.1 DFT{ZCk(n-c1)} и DFT{ZCk(n-c2)} представляют собой пилот-сигналы, которые получаются путем выполнения циклических сдвигов c1, c2 CAZAC-последовательности ZCk(n) с длиной L=11, после чего выполняется DFT-обработка последовательностей ZCk(n-c1) и ZCk(n-c2).As shown in part (A) of FIG. 1, when the CAZAC sequence ZC k (n) to which cyclic shift c1 was applied is used as a pilot for
Следовательно, как показано в части (B) Фиг.1, в результате применения частотного смещения к пилот-сигналам каждого пользователя для обеспечения соответствия полосе передачи и дальнейшего мультиплексирования пилот-сигналов, полоса пропускания для этих пилот-сигналов всегда будет охватывать полосу передачи для этих данных. В примере, показанном в части (B) Фиг.1, пилот-сигнал DFT{ZCk(n-c2)} для пользователя 2 может быть смещен на величину одной поднесущей.Therefore, as shown in part (B) of FIG. 1, as a result of applying a frequency offset to the pilot signals of each user to ensure matching the transmission band and further multiplexing the pilot signals, the bandwidth for these pilots will always cover the transmission band for these data. In the example shown in part (B) of FIG. 1, the DFT pilot {ZC k (n-c2)} for
Тем не менее, когда пилот-сигнал DFT{ZCk(n-c2)} смещается, на принимающей стороне корреляция между принятым пилот-сигналом и копией ZCk(n) известного пилот-сигнала не достигает пика при τ=c2 и местоположение пика сдвигается, в результате чего будет невозможно корректно восстановить этот пилот-сигнал и получить оценку канала. Причина, по которой местоположение пика корреляции сдвигается, описана ниже.However, when the DFT pilot {ZC k (n-c2)} is shifted, on the receiving side, the correlation between the received pilot and the copy ZCk (n) of the known pilot does not reach a peak at τ = c2 and the peak location is shifted As a result, it will be impossible to correctly restore this pilot signal and obtain a channel estimate. The reason why the location of the correlation peak is shifted is described below.
Взаимосвязь между частотным смещением и циклическим сдвигом во временной области.The relationship between the frequency shift and the cyclic shift in the time domain.
Сначала будет рассмотрена взаимосвязь между частотным смещением и циклическим сдвигом сдвигом во временной области. Если обозначить результат выполнения DFT-преобразования CAZAC-последовательности ZCk(n) как F(m), то F(m) может быть выражено следующим образом:First, the relationship between the frequency offset and the cyclic shift in the time domain will be considered. If we denote the result of the DFT transform of the CAZAC sequence ZCk (n) as F (m), then F (m) can be expressed as follows:
Используя Уравнения (7) и (4), выражение может быть приведено к следующему виду:Using Equations (7) and (4), the expression can be reduced to the following form:
(8) (8)
где d(mod L) обозначает, что после деления kc и d на L получается одинаковый остаток.where d (mod L) means that after dividing kc and d by L, we get the same remainder.
Можно заметить и выражения (8), что во временной области применение циклического сдвига c к CAZAC-последовательности эквивалентно применению циклического сдвига величиной d поднесущих и фазовым вращением Q k,c в частотной области. Здесь k и L являются простыми числами относительно друг друга, так что c(<L) однозначно определяется согласно k и d. Для облегчения понимания того, что c определяется согласно k, d и L, новое значение c принимается равным c=s(k,d, L). В Таблице 1 показаны величины c, которые соответствуют разным комбинациям s(k,d,L) и k для случая, когда L=11. Например, когда k=1, d=1, L=11 и c=1; и когда k=2, d=1, L=11 и c=6.You can also notice expressions (8) that, in the time domain, applying a cyclic shift c to a CAZAC sequence is equivalent to applying a cyclic shift with d subcarriers and phase rotation Q k, c in the frequency domain. Here k and L are primes relative to each other, so c (<L) is uniquely determined according to k and d. To facilitate the understanding that c is determined according to k, d and L, the new value of c is taken to be c = s (k, d, L). Table 1 shows the values of c that correspond to different combinations of s (k, d, L) and k for the case when L = 11. For example, when k = 1, d = 1, L = 11 and c = 1; and when k = 2, d = 1, L = 11 and c = 6.
s(k,d,L), когда L=11Table 1
s (k, d, L) when L = 11
Таким образом, применение частотного смещения величиной в одну поднесущую к пилот-сигналу 2, как показано в части (A) Фиг.2, соответствует перемещению компонента p11 с поднесущей 1 на поднесущую 12 после добавления циклического сдвига величиной в одну поднесущую в частотной области, как показано в части (B) Фиг.2. Как результат, согласно Уравнению (8) местоположение пика корреляции (см. Уравнение (5)) пилот-сигнала 2 сдвигает только s(k,d,L) (τ=c2+s(k,d,L)). Положение пика корреляции пилот-сигнала 1 (τ=c1) не сдвигается, так что пик корреляции пилот-сигнала 2 и пилот-сигнала 1 меняет, соответственно, только s(k, d=1, L=11), и на принимающей стороне будет невозможно корректно восстановить пилот-сигнал, в результате чего становится невозможным выполнить оценку канала.Thus, applying a frequency offset of one subcarrier to
Для получения местоположения обычного пика корреляции величина циклического сдвига может быть заменена с c2 на (c2-s(k,d,L). Иначе говоря, как показано в части (A) Фиг.3, в результате применения как частотного смещения величиной d поднесущих (в данной фигуре d=1), так и циклического сдвига (c2-s(k,d,L), отношение между пилот-сигналом 1 и пилот-сигналом 2 становится таким, как показано в части (B) Фиг.3. В результате описанных операций местоположения пиков корреляции пилот-сигнала 1 и пилот-сигнала 2 не сдвигаются и на принимающей стороне можно корректно восстановить эти пилот-сигналы, в результате чего можно повысить точность оценки канала. То есть можно отделить пилот-сигнал 1 и пилот-сигнал 2 с помощью местоположений (τ=c1,τ=c2) пиков корреляции, как в случае, когда частотное смещение не применяется.In order to obtain the location of the usual correlation peak, the cyclic shift value can be changed from c2 to (c 2 -s (k, d, L). In other words, as shown in part (A) of Figure 3, as a result of applying the frequency shift by d subcarriers (d = 1 in this figure) and cyclic shift (c 2 -s (k, d, L), the relationship between
(a) Первый процесс генерации пилот-сигнала и процесс оценки канала(a) The first pilot signal generation process and the channel estimation process
Фиг.4 представляет собой схему для разъяснения процесса генерации пилот-сигнала на передающей стороне, что обеспечивает возможность частотного смещения величиной d поднесущих и циклического сдвига (c2-s(k,d,L), которые были описаны со ссылкой на Фиг.3.FIG. 4 is a diagram for explaining the process of generating a pilot signal at the transmitting side, which allows frequency offset by d subcarriers and cyclic shift (c 2 -s (k, d, L), which have been described with reference to FIG. 3 .
Блок 11 генерации CAZAC-последовательности генерирует CAZAC-последовательность ZCk(n) в качестве пилот-сигнала с L=11, и блок 12 циклического сдвига циклически смещает CAZAC-последовательность ZCk(n) на величину c2-s(k,d,L), чтобы сгенерировать ZCk(n-c2+s(k,d,L)), и вводит результат в блок 13 DFT. Блок 11 DFT с размерностью NTX (NTX=L=11) выполняет процесс вычисления DFT для ZCk(n-c2+s(k,d,L)), чтобы сгенерировать пилот-сигнал DFT{ZCk(n-c2+s(k,d,L))}. Блок 14 отображения поднесущей смещает 11 компонентов p1~p11 пилот-сигнала частотной области на величину d поднесущих (в данной фигуре d=1) и вводит результат в блок 15 IFFT.The CAZAC
Фиг.5 представляет собой схему, иллюстрирующую смещение, выполняемый блоком 14 отображения поднесущей, где (A) иллюстрирует случай, где смещение отсутствует (d=0), и блок 14 отображения поднесущей вводит 11 компонентов p1~p11 пилот-сигнала в частотные терминалы fi, fi+1, fi+2,..., fi+10 блока 15 IFFT и вводит 0 в другие терминалы. В данной фигуре часть (B) иллюстрирует случай, где есть некоторое смещение (d=1), и блок 14 отображения поднесущих вводит 11 компонентов p1~p11 пилот-сигнала в частотные терминалы fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+11 и вводит 0 в другие терминалы. Блок 15 IFFT с размерностью NFFT (например, NFFT=128) выполняет обработку вычисления IFFT для введенных компонентов поднесущей, чтобы преобразовать сигнал в сигнал временной области, и блок 16 вставки CP добавляет циклический префикс для предотвращения помех и выводит результат. На Фиг.5 часть (C) иллюстрирует еще один пример случая, когда присутствует смещение (d=1). В этом случае блок 12 циклического сдвига циклически сдвигает CAZAC-последовательность ZCk(n) только на величину c2, чтобы сгенерировать ZCk(n-c2), и вводит результат в блок 13 DFT. Блок 13 DFT выполняет обработку вычисления DFT для ZCk(n-c2), чтобы сгенерировать пилот-сигнал DFT{ZCk(n-c2)}. Блок 14 отображения поднесущей вводит компоненты p2~p11 пилот-сигнала в терминалы fi, fi+1, fi+2,..., fi+10 блока 15 IFFT и вводит компонент p1 пилот-сигнала в терминал fi+11 блока 15 IFFT.5 is a diagram illustrating the offset performed by the
Фиг.6 представляет собой схему, иллюстрирующую процесс оценки канала на принимающей стороне.6 is a diagram illustrating a channel estimation process at a receiving side.
Пилот-сигнал 1 и пилот-сигнал 2, которые соответственно передаются от пользователя 1 и пользователя 2 (см. Фиг.3), мультиплексируются, чтобы стать компонентами (p1~p12) поднесущей для частот fi, fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+11, и вводятся в блок оценки канала. Блок 52 суммирования поднесущих суммирует компоненты p12 и p1 поднесущей, которые не перекрывают друг друга, и принимает результат суммирования в качестве нового компонента p1 поднесущей для частоты f1.The
Блок 53 перемножения копии сигнала перемножает копию пилот-сигнала qi и принятый пилот-сигнал pi для каждой поднесущей, блок 54 IDFT выполняет обработку вычисления IDFT для результатов перемножения копии и выводит профиль задержки во временной области. Копия пилот-сигнала получается путем выполнения обработки вычисления DFT известной CAZAC-последовательности ZCk(n) для нулевого циклического сдвига.A copy copy
Профиль задержки временной области имеет длину L выборок с пиками корреляции в точках t=c1, t=c2, и блок 55 извлечения профиля отделяет пики корреляции посредством t=(c1+c2)/2, чтобы сгенерировать профили PRF1, PRF2 с длиной L/2 выборок для пользователя 1 и пользователя 2. Блок 56a DFT с размерностью L вставляет L/4 нулей с обеих сторон профиля PRF1 длиной L/2, чтобы получить длину L, и выполняет вычисление DFT. Таким образом, величины h1~h11 оценки канала для пользователя 1 получаются из блока 56a DFT на частотах fi, fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+10 поднесущей. Аналогично, блок 56b DFT с размерностью L вставляет L/4 нулей с обеих сторон профиля PRF2 длиной L/2, чтобы получить длину L, и выполняет вычисление DFT. Таким образом, величины h2~h12 оценки канала для пользователя 2 получаются из блока 56b DFT на частотах fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+11 поднесущей. Тем не менее, поскольку блок 52 суммирования поднесущих суммирует p1 и p12 для получения компонента поднесущей частоты fi, величина оценки канала частоты fi поднесущей, которая выводится из блока 56b DFT принимает в качестве величины h12 оценки канала частоты fi+11 поднесущей.The time-domain delay profile has a length L of samples with correlation peaks at t = c1, t = c2, and the
Исходя из вышеизложенного при условии, что искажение из-за состояний тракта распространения имеет малую величину, предоставляется возможность отделять пилот-сигнал 1 и пилот-сигнал 2 в полностью ортогональной форме в профиле задержки временной области после того, как компоненты, которые не перекрывают друг друга на принимающей стороне, суммируются и перемножаются с копией сигнала, как показано на Фиг.6. Когда искажение из-за состояний распространения имеет большое значение, предоставляется возможность пропустить суммирование поднесущих и отделить пилот-сигнал 1 и пилот-сигнал 2 в профиле задержки временной области после прямого перемножения с копией.Based on the foregoing, provided that the distortion due to the states of the propagation path is small, it is possible to separate the
(a) Второй процесс генерации пилот-сигнала и процесс оценки канала(a) Second pilot signal generation process and channel estimation process
В первом процессе оценки канала, описанном выше, компоненты p12~p1 поднесущей, которые не перекрывают друг друга, суммируются и результат суммы принимается в качестве компонента частоты fi поднесущей. Тем не менее, когда компонент поднесущей для частоты fi поднесущей принятого сигнала уже получен путем суммирования p12 и p1, то нет необходимости в суммировании поднесущих на принимающей стороне.In the first channel estimation process described above, the subcarrier components p12 ~ p1 that do not overlap are added up and the sum result is taken as a component of the subcarrier frequency f i . However, when the subcarrier component for the received signal subcarrier frequency f i is already obtained by summing p12 and p1, then there is no need to sum the subcarriers on the receiving side.
Фиг.7 представляет собой схему, иллюстрирующую второй процесс генерации пилот-сигнала, причем часть (A) иллюстрирует поднесущие данных для пользователя 1 и пользователя 2.7 is a diagram illustrating a second pilot signal generation process, wherein part (A) illustrates data subcarriers for
Как показано в части (B) Фиг.7, передающая сторона (пользователь 1) копирует компонент p1 поднесущей частоты fi пилот-сигнала 1 таким образом, что он становится компонентом поднесущей частоты fi+11 и выполняет передачу, и, как показано в части (C) с Фиг.7, пользователь 2 копирует компонент 12 поднесущей частоты fi+11 пилот-сигнала 2, так что он становится компонентом поднесущей частоты fi и выполняет передачу. Таким образом, как показано в части (D) Фиг.7, эти пилот-сигналы мультиплексируются и принимаются принимающей стороной, и компонент поднесущей частоты fi становится суммой p1 и p2, так что отпадает необходимость в суммировании поднесущих на принимающей стороне.As shown in part (B) of FIG. 7, the transmitting side (user 1) copies the component p1 of the subcarrier frequency f i of the pilot signal 1 so that it becomes a component of the subcarrier frequency f i + 11 and performs transmission, and, as shown in of part (C) of FIG. 7,
Фиг.8 представляет собой схему, иллюстрирующую способ копирования на передающей стороне, где часть (A) иллюстрирует способ копирования для пилот-сигнала 1 пользователем 1, и в этом способе блок 14 отображения поднесущих вводит компонент p1 поднесущей частоты fi пилот-сигнала 1 также в терминал частоты fi+11 блока 15 IFFT, так что он также является компонентом поднесущей частоты fi+11. В этой фигуре часть (B) иллюстрирует способ копирования для пилот-сигнала 2 пользователем 2, и в этом способе блок 14 отображения поднесущих вводит компонент p12 поднесущей частоты fi+11 пилот-сигнала 12 также и в терминал частоты fi блока 15 IFFT, так что он также является компонентом поднесущей частоты fi. В этой фигуре часть (C) представляет пример реализации способа копирования для пилот-сигнала 2 пользователем 2, и она соответствует части (C) Фиг.5.Fig. 8 is a diagram illustrating a copying method on a transmitting side, where part (A) illustrates a copying method for
Фиг.9 представляет собой схему, иллюстрирующую процесс оценки канала, который выполняется принимающей стороной. Пилот-сигнал 1 и пилот-сигнал 2 (см. (B) и (C) с Фиг.7), которые соответственно передаются от пользователя 1 и пользователя 2, мультиплексируются, чтобы стать компонентами (p1~p12) поднесущей для частот fi, fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+11, и вводятся в блок оценки канала (см. (D) с Фиг.7).9 is a diagram illustrating a channel estimation process that is performed by a receiving side.
Блок 53 перемножения копии сигнала для пользователя 1 перемножает копии пилот-сигналов qi (q1~q11) с принятыми пилот-сигналами pi (p1~p11) для каждой поднесущей, и после этого блок 54 IDFT, блок 55 отделения корреляции и блок 56 DFT выполняют обработку тем же образом, что и в случае Фиг.6, чтобы сгенерировать величины h1~h11 оценки канала для пользователя 1.
С другой стороны, блок 53' перемножения копии сигнала для пользователя 2 перемножает копии qi (q1~q11) пилот-сигнала с принятыми пилот-сигналами pi (p2~p12) для каждой поднесущей, и после этого блок 54' IDFT, блок 55' отделения корреляции и блок 56' DFT выполняют такую же обработку, что и для пользователя 1, чтобы сгенерировать величины h2~h12 оценки канала для пользователя 2.On the other hand, the copy copy signal multiplying unit 53 'for
(c) Третий процесс генерации пилот-сигнала и процесс оценки канала(c) Third pilot generation process and channel estimation process
В первом процессе оценки канала, описанном выше, блок 55 отделения корреляции отделяет компоненты пилот-сигнала для пользователя 1 и компоненты пилот-сигнала для пользователя 2, тем не менее, как показано на Фиг.10, когда два блока пилот-сигнала включены в состав одного кадра, например, они могут быть отделены согласно нижеописанному способу. Фиг.11 представляет собой схему, иллюстрирующую способ отделения пилот-сигнала, причем часть (A) иллюстрирует поднесущие данных для пользователя 1 и пользователя 2.In the first channel estimation process described above, the
Как показано в части (B) и (C) с Фиг.11, каждый из компонентов поднесущей первого пилот-сигнала 1 (= DFT {ZCk(n-c1)}) и пилот-сигнала 2 (= DFT {ZCk(n-c2+s(k,d,L))}) пользователя 1 и пользователя 2 умножаются на +1 и передаются, как показано в частях (D) и (E), и каждый из компонентов следующего пилот-сигнала 1 и пилот-сигнала 2 умножаются на +1 и -1 соответственно и передаются.As shown in parts (B) and (C) of FIG. 11, each of the subcarrier components of the first pilot signal 1 (= DFT {ZC k (n-c1)}) and pilot signal 2 (= DFT {ZC k ( n-c2 + s (k, d, L))}) of
Таким образом, принимающая сторона сначала принимает следующий мультиплексированный пилот-сигналThus, the receiving side first receives the next multiplexed pilot signal
DFT{ZCk(n-c1)}×(+1)+DFT{ZCk(n-c2+s(k,d,L)}×(+1),DFT {ZC k (n-c1)} × (+1) + DFT {ZC k (n-c2 + s (k, d, L)} × (+1),
далее, принимается мультиплексированный пилот-сигналfurther, a multiplexed pilot signal is received
DFT{ZCk(n-c1)}×(+1)+DFT{ZCk(n-c2+s(k,d,L)}×(-1).DFT {ZC k (n-c1)} × (+1) + DFT {ZC k (n-c2 + s (k, d, L)} × (-1).
Следовательно, для того чтобы принимающая сторона генерировала пилот-сигналы для пользователя 1, следующий мультиплексированный пилот-сигнал может быть прибавлен к первому мультиплексированному пилот-сигналу. Иначе говоря, полярности пилот-сигналов 2 отличаются, так что путем суммирования сигналов пилот-сигналы 2 отбрасываются и остается только пилот-сигнал 1. Более того, чтобы принимающая сторона сгенерировала пилот-сигналы для пользователя 2, следующий мультиплексированный пилот-сигнал может быть вычтен из первого мультиплексированного пилот-сигнала. Иначе говоря, полярности пилот-сигналов 1 одинаковы, так что путем вычитания сигналов пилот-сигналы 1 отбрасываются и остается только пилот-сигнал 2.Therefore, in order for the receiving side to generate pilot signals for
Фиг.12 представляет собой схему, иллюстрирующую процесс оценки канала на принимающей стороне. Пилот-сигнал 1 и пилот-сигнал 2, которые соответственно передаются от пользователя 1 и пользователя 2 (см. (B), (C), (D) и (E) с Фиг.11), мультиплексируются, чтобы стать компонентами (p1~p12) поднесущей для частот fi, fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+11, и вводятся в блок оценки канала.12 is a diagram illustrating a channel estimation process at a receiving side.
Блок 61 суммирования поднесущих между блоками принимает и сохраняет первый принятый пилот-сигнал. Далее, после приема второго принятого пилот-сигнала при генерации пилот-сигналов для пользователя 1 блок 61 суммирования поднесущих между блоками суммирует первый и второй принятые пилот-сигналы для каждой поднесущей для генерации компонентов p1~p11 поднесущей для частот fi, fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+10 пилот-сигнала 1. Блок 53 перемножения копии сигнала для пользователя 1 перемножает копии qi (q1~q11) пилот-сигналов с принятыми пилот-сигналами pi (p1~p11) для каждой поднесущей, и после этого блок 54 IDFT, блок 55 отделения корреляции и блок 56 DFT выполняют обработку тем же образом, что и в случае Фиг.6, чтобы сгенерировать величины h1~h11 оценки канала для пользователя 1.The
С другой стороны, при генерации пилот-сигналов для пользователя 2 блок 61 суммирования поднесущих между блоками вычитает первый и второй пилот-сигналы для каждой поднесущей, чтобы сгенерировать компоненты P2~p12 поднесущей для частот fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+11 пилот-сигнала 2. Блок 53' перемножения копии сигнала для пользователя 2 перемножает копии qi (q1~q11) пилот-сигнала с принятыми пилот-сигналами pi (p2~p12) для каждой поднесущей, и после этого блок 54' IDFT, блок 55' отделения корреляции и блок 56' DFT выполняют такую же обработку, что и для пользователя 1, чтобы сгенерировать величины h2~h12 оценки канала для пользователя 2.On the other hand, when generating pilot signals for
Выше был описан случай, когда количество блоков пилот-сигналов равно двум, однако данный третий процесс генерации пилот-сигнала и процесс оценки канала также могут быть применены в случае, когда присутствует четное количество блоков пилот-сигналов. В этом случае базовая станция подает команду определенному пользовательскому терминалу перемножить пилот-сигналы всех блоков на +1, а также подает команду другим пользовательским терминалам перемножить половину пилот-сигналов на +1 и перемножить другую половину пилот-сигналов на -1. Кроме того, когда базовая станция принимает мультиплексированные пилот-сигналы, которые были переданы из каждого пользовательского терминала, базовая станция выполняет вычислительный процесс суммирования или вычитания для пилот-сигналов для всех блоков, так что остается только пилот-сигнал из заданного пользовательского терминала (пользовательского терминала 1 или 2), далее перемножает результат вычисления с копией пилот-сигнала, преобразует результат умножения копии в сигнал временной области, после чего он отделяет часть сигнала пользовательского терминала от сигнала временной области и выполняет оценку канала.The case has been described above when the number of pilot blocks is two, however, this third pilot generation process and the channel estimation process can also be applied when there is an even number of pilot blocks. In this case, the base station instructs a specific user terminal to multiply the pilot signals of all blocks by +1, and also instructs other user terminals to multiply half the pilot signals by +1 and multiply the other half of the pilot signals by -1. In addition, when the base station receives the multiplexed pilot signals that have been transmitted from each user terminal, the base station performs the computation process of adding or subtracting the pilot signals for all blocks, so that only the pilot signal from the given user terminal (user terminal) remains 1 or 2), then multiplies the result of the calculation with a copy of the pilot signal, converts the result of multiplying the copy into a time-domain signal, after which it separates part of the signal by the user terminal from the time domain signal and performs channel estimation.
(B) Мобильная станция(B) Mobile station
Фиг.13 представляет собой иллюстрацию структуры мобильной станции.13 is an illustration of a structure of a mobile station.
В случае когда генерируются данные передачи по восходящей линии связи, мобильная станция (пользовательский терминал) передает в базовую станцию запрос для назначения ресурсов, и согласно этому запросу базовая станция назначает ресурсы на основании состояния тракта распространения мобильной станции и уведомляет мобильную станцию об информации назначения ресурсов. Блок 21 радиосвязи мобильной станции преобразует радиосигнал, который принимается от базовой станции, в немодулированный сигнал и вводит этот немодулированный сигнал в блок 22 обработки немодулированных сигналов. Блок 22 обработки немодулированных сигналов отделяет от принятого сигнала данные и другую управляющую информацию, а также информацию назначения ресурсов и вводит информацию назначения ресурсов в блок 23 управления ресурсами передачи. В добавление к частотной полосе передачи, тактированию, способу модуляции и т.п. информация назначения ресурсов включает в себя частотную полосу передачи пилот-сигнала, номер k последовательности и длину L CAZAC-последовательности, которая используется в качестве пилот-сигнала, величину циклического сдвига, величину частотного смещения d и т.п.In the case where uplink transmission data is generated, the mobile station (user terminal) transmits a request for resource assignment to the base station, and according to this request, the base station allocates resources based on the state of the propagation path of the mobile station and notifies the mobile station of the resource assignment information. The
Блок 23 управления ресурсами передачи вводит информацию, необходимую для передачи управляющей информации, в блок 24 обработки данных и вводит информацию, необходимую для генерации и передачи пилот-сигнала, в блок 25 генерации пилот-сигнала. На основании введенной информации блок 24 обработки данных выполняет модуляцию данных и обработку передачи на одной несущей для данных и управляющей информации и выводит результат и согласно инструкции из блока 23 управления ресурсами передачи, блок 25 генерации пилот-сигнала выполняет обработку, такую как генерация CAZAC-последовательности, циклический сдвиг, частотное смещение и т.п., чтобы сгенерировать пилот-сигнал, после чего блок 26 генерации кадра, как показано, например, на Фиг.10, выполняет мультиплексирование с временным разделением шести блоков данных и двух блоков пилот-сигналов, чтобы сгенерировать кадр, и блок 21 радиосвязи передает этот кадр в базовую станцию.The transmission
Фиг.14 представляет собой схему, иллюстрирующую структуру блока 25 генерации пилот-сигнала, на данной фигуре показан случай, когда пилот-сигналы генерируются согласно первому процессу генерации пилот-сигнала, описанному со ссылкой на Фиг.3, причем часть (A) иллюстрирует случай, когда циклический сдвиг выполняется до DFT, а часть (B) иллюстрирует случай, когда циклический сдвиг выполняется после IFFT.14 is a diagram illustrating the structure of the
В части (A) с Фиг.14 блок 23 управления ресурсами передачи вводит параметры (номер CAZAC-последовательности, длину последовательности, величину циклического сдвига и частотное смещение), которые входят в информацию назначения ресурсов, принятую от базовой станции, и которые необходимы для генерации и передачи пилот-сигналов в соответствующие блоки.In part (A) of FIG. 14, the transmission
Блок 11 генерации CAZAC-последовательности генерирует CAZAC-последовательность ZCk(n) с заданной длиной L последовательности и номером k последовательности в качестве пилот-сигнала, и блок 12 циклического сдвига выполняет циклический сдвиг CAZAC-последовательности ZCk(n) на величину c выборок согласно инструкции и вводит полученную последовательность ZCk(n-c) в блок 13 DFT. Например, для пилот-сигнала 1, показанного в части (B) с Фиг.3, блок 12 циклического сдвига сдвигает ZCk(n) точно на величину c1, чтобы сгенерировать ZCk(n-c1), а для пилот-сигнала 2 блок 12 циклического сдвига сдвигает ZCk(n) точно на величину c2-s(k,d,L), чтобы сгенерировать ZCk(n-c2+s(k,d,L)), и вводит результаты в блок 13 DFT. Блок 13 DFT с размерностью NTX (NTX=L) выполняет обработку DFT на введенном пилот-сигнале ZCk(n-c), чтобы сгенерировать пилот-сигнал DFT{ZCk(n-c)} частотной области. На основании величины частотного смещения согласно инструкции блок 14 отображения поднесущей управляет позицией отображения пилот-сигнала и выполняет частотное смещение, а блок 15 IFFT с размерностью NFFT (NFFT=128) выполняет обработку IFFT на введенных компонентах поднесущей и преобразует этот сигнал в сигнал временной области и вводит его в блок 26 генерации кадра.The CAZAC
Часть (B) Фиг.14 иллюстрирует структуру блока 25 генерации пилот-сигнала для случая, когда циклический сдвиг выполняется после IFFT, где выполняется циклический сдвиг величиной c х NFFT/NTX выборок, в данном случае блок 12 циклического сдвига обеспечивает такой же результат, что и в случае, показанном в части (A) Фиг.14.Part (B) Fig. 14 illustrates the structure of the
(C) Базовая станция(C) Base station
Фиг.15 представляет собой схему, иллюстрирующую структуру базовой станции.15 is a diagram illustrating a structure of a base station.
Когда генерируются данные передачи по восходящей линии связи, мобильная станция (пользовательский терминал) выполняет процедуру для установления линии связи с базовой станцией, и в этой процедуре передает состояние тракта распространения в базовую станцию. Иначе говоря, мобильная станция принимает общий пилот-сигнал, который был передан из базовой станции, и выполняет радиоизмерение (измерение SIR или SNR), после чего она передает результаты этого радиоизмерения в базовую станцию в качестве состояния тракта распространения. Например, базовая станция разделяет полосу передачи на множество частотных полос передачи и передает общие пилот-сигналы для каждой частотной полосы передачи, после чего мобильная станция выполняет радиоизмерения для каждой частотной полосы передачи и передает результат измерения в базовую станцию. После приема запроса назначения ресурсов вместе с получением состояния тракта распространения от мобильной станции базовая станция назначает ресурсы на основании состояния тракта распространения от мобильной станции и передает информацию назначения ресурсов в мобильную станцию.When uplink transmission data is generated, the mobile station (user terminal) performs the procedure for establishing a communication link with the base station, and in this procedure transmits the state of the propagation path to the base station. In other words, the mobile station receives a common pilot signal that was transmitted from the base station and performs a radio measurement (SIR or SNR measurement), after which it transmits the results of this radio measurement to the base station as the state of the propagation path. For example, the base station divides the transmission band into multiple transmission frequency bands and transmits common pilot signals for each transmission frequency band, after which the mobile station performs radio measurements for each transmission frequency band and transmits the measurement result to the base station. After receiving the resource assignment request together with receiving the state of the propagation path from the mobile station, the base station allocates resources based on the state of the propagation path from the mobile station and transmits the resource assignment information to the mobile station.
Блок 21 радиосвязи преобразует радиосигнал, который был принят от мобильной станции, в немодулированный сигнал, и блок 32 отделения отделяет данные/управляющую информацию и пилот-сигналы, после чего он вводит эти данные/управляющую информацию в блок 33 обработки данных и вводит пилот-сигналы в блок 34 оценки канала. Блок 33 обработки данных и блок 34 оценки канала содержат структуру выравнивания частоты, показанную на Фиг.24.The
Блок 33 обработки данных демодулирует информацию состояния тракта распространения, которая была передана из мобильной станции в момент установления линии связи, и вводит эту информацию в блок 35 управления ресурсами восходящей линии связи. Блок 35 управления ресурсами восходящей линии связи назначает ресурсы на основании состояния тракта распространения, создает информацию назначения ресурсов и вводит эту информацию в блок 36 обработки немодулированных сигналов нисходящей линии связи. В добавление к частотной полосе передачи, тактированию, способу модуляции и т.п. информация назначения ресурсов включает в себя номер k последовательности и длину L CAZAC-последовательности, которая используется в качестве пилот-сигнала, величину циклического сдвига, величину частотного смещения d и т.п. Блок 36 обработки немодулированных сигналов нисходящей линии связи выполняет мультиплексирование с временным разделением для данных, управляющей информации и информации назначения ресурсов и передает результирующий сигнал из блока 31 радиосвязи.The
После приема информации назначения ресурсов мобильная станция выполняет обработку так, как описано со ссылкой на Фиг.13 и 14, и передает кадр, содержащий данные и пилот-сигналы.After receiving the resource assignment information, the mobile station performs processing as described with reference to FIGS. 13 and 14, and transmits a frame containing data and pilot signals.
Блок 34 оценки канала использует пилот-сигналы, которые были отделены и введены блоком 32 отделения, чтобы выполнить первый процесс оценки канала, как было описано со ссылкой на Фиг.6, и, далее, вводит величины оценки канала в блок 33 обработки данных. Блок 33 обработки данных выполняет компенсацию канала на основании величин оценки канала и на основании результатов компенсации канала демодулирует данные. Блок 35 управления ресурсами восходящей линии связи содержит блок 35a вычисления величины циклического сдвига и блок 35b формирования инструкции информации назначения линии.The
Фиг.16 представляет собой схему, иллюстрирующую структуру блока 34 оценки канала, где одинаковые ссылочные номера обозначают одинаковые элементы, показанные на Фиг.6.FIG. 16 is a diagram illustrating the structure of a
Блок 51 DFT выполняет DFT-обработку пилот-сигнала, который вводится из блока отделения, и преобразует этот сигнал в пилот-сигнал частотной области (компоненты p1~p12 поднесущей). Блок 52 суммирования поднесущих суммирует компоненты p12 и p1 поднесущей, которые не перекрывают друг друга, и назначает результат суммирования в качестве нового компонента p1 поднесущей для частоты f1.The
Блок 53 перемножения копии сигнала перемножает копии qi пилот-сигналов с принятыми пилот-сигналами pi для каждой поднесущей, а блок 54 IDFT выполняет IDFT-обработку результата перемножения копии, чтобы вывести пилот-сигнал временной области. Блок 55 извлечения профиля отделяет выведенный сигнал IDFT в точке t=(c1+c2)/2, и когда этот сигнал является сигналом, принятым от пользователя 1, он выбирает профиль PRF1 (см. Фиг.6), далее блок 56 DFT выполняет DFT-обработку профиля PRF1 и выводит величины h1~h11 оценки канала. С другой стороны, когда упомянутый сигнал является сигналом, принятым от пользователя 2, блок 55 извлечения профиля выбирает профиль PRF2, далее блок 56 DFT выполняет DFT-обработку профиля PRF2 и выводит величины h2~h12 оценки канала.A signal
(D) Второй блок генерации пилот-сигнала и блок оценки канала(D) Second pilot generation unit and channel estimation unit
Часть (A) Фиг.17 представляет собой схему, иллюстрирующую структуру блока генерации пилот-сигнала, который выполняет второй процесс генерации пилот-сигнала, описанный выше со ссылкой на Фиг.7, причем на данной схеме одинаковые ссылочные номера обозначают одинаковые элементы, показанные в части (A) Фиг.14. Этот блок генерации пилот-сигнала отличается тем, что выполняются две дополнительные операции: блок 14 отображения поднесущей на основании величины частотного смещения d выполняет отображение поднесущей, и выполняется копирование компонентов пилот-сигнала специфицированных поднесущих; остальные операции те же.Part (A) of FIG. 17 is a diagram illustrating the structure of a pilot signal generation unit that performs the second pilot signal generation process described above with reference to FIG. 7, wherein in this diagram, the same reference numbers denote the same elements shown in part (A) Fig. 14. This pilot generation unit is characterized in that two additional operations are performed: the
Блок 11 генерации CAZAC-последовательности генерирует CAZAC-последовательность ZCk(n) с длиной L последовательности и номером k последовательности согласно инструкции в качестве пилот-сигнала, и блок 12 циклического сдвига выполняет циклический сдвиг CAZAC-последовательности ZCk(n) на заданную величину в c выборок и вводит полученную последовательность ZCk(n-c) в блок 13 DFT. Например, в случае пилот-сигнала 1 для пользователя 1, показанного в части (B) с Фиг.7, блок 12 циклического сдвига сдвигает ZCk(n) на величину c1, чтобы сгенерировать ZCk(n-c1), а в случае пилот-сигнала 2 для пользователя 2 блок 12 циклического сдвига сдвигает ZCk(n) на величину c2-s(k,d,L), чтобы сгенерировать ZCk(n-c2+s(k,d,L)), и вводит результаты в блок 13 DFT. Блок 13 DFT с размерностью NTX (NTX=L) выполняет DFT-обработку пилот-сигнала ZCk(n-c), чтобы сгенерировать пилот-сигнал DFT{ZCk(n-c)} частотной области.The CAZAC
Блок 14 отображения поднесущей выполняет отображение поднесущей на основании информации копии и информации частотного смещения, которая была задана из блока 23 управления ресурсами передачи. Например, для пилот-сигнала 1 пользователя 1, показанного в части (B) Фиг.7, блок 14 отображения поднесущей выполняет процесс отображения поднесущей, показанный в части (A) Фиг.8, а для пилот-сигнала 2 пользователя 2, показанного в части (C) Фиг.7, блок 14 отображения поднесущей выполняет отображение поднесущей, показанное в части (B) Фиг.8. Блок 15 IFFT с размерностью NFFT (например, NFFT=128) выполняет IFFT-обработку компонентов поднесущей, которые вводятся для преобразования сигнала в пилот-сигнал временной области, и вводит результат в блок 26 генерации кадра.
Часть (B) Фиг.17 представляет собой схему, иллюстрирующую структуру блока 34 оценки канала, который выполняет второй процесс оценки канала, описанный выше со ссылкой на Фиг.9, причем на данной схеме одинаковые ссылочные номера обозначают одинаковые элементы, показанные на Фиг.16. Этот блок 34 оценки канала отличается тем, что блок 52 суммирования поднесущих был исключен и добавлен предопределенный процесс перемножения, который выполняется блоком 53 умножения копии сигнала.Part (B) of FIG. 17 is a diagram illustrating the structure of a
В добавление к DFT-обработке пилот-сигнала, вводимого из блока 32 отделения, блок 51 DFT преобразует этот сигнал в пилот-сигнал частотной области (компоненты p1~p12 поднесущей). В случае пилот-сигнала 1 от пользователя 1 блок 53 умножения копии сигнала перемножает компоненты p1~p11 поднесущих fi, fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+10 принятого пилот-сигнала, который выводится из блока 51 DFT, с копиями q1~q11 сигнала, а в случае пилот-сигнала 2 от пользователя 2 перемножает компоненты p2~p12 поднесущих fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+11 принятого пилот-сигнала, который выводится из блока 51 DFT с копиями сигналов.In addition to the DFT processing of the pilot signal input from the
После этого блок 54 IDFT выполняет IDFT-обработку результата перемножения копии и выводит профиль задержки временной области. Блок 55 извлечения профиля отделяет выведенный IDFT сигнал в точке t=(c1+c2)/2, и когда этот сигнал является сигналом, принятым от пользователя 1, выбирает профиль PRF1 (см. Фиг.6), далее блок 56 DFT выполняет DFT-обработку профиля PRF1 и выводит величины h1~h11 оценки канала. С другой стороны, когда упомянутый принятый сигнал является сигналом, принятым от пользователя 2, блок 55 извлечения профиля выбирает профиль PRF2, далее блок 56 DFT выполняет DFT-обработку профиля PRF2 и выводит величины h2~h12 оценки канала.After that, the
(E) Третий блок генерации пилот-сигнала и блок оценки канала(E) Third pilot generation unit and channel estimation unit
Часть (A) Фиг.18 представляет собой схему, иллюстрирующую структуру блока генерации пилот-сигнала, который выполняет третий процесс генерации пилот-сигнала, описанный выше со ссылкой на Фиг.11, причем на данной схеме одинаковые ссылочные номера обозначают одинаковые элементы, показанные в части (A) Фиг.14. Этот блок генерации пилот-сигнала отличается только тем, что был добавлен блок 61 назначения полярности; остальные операции те же.Part (A) of FIG. 18 is a diagram illustrating the structure of a pilot signal generation unit that performs the third pilot signal generation process described above with reference to FIG. 11, wherein in this diagram, the same reference numbers denote the same elements shown in part (A) Fig. 14. This pilot generation unit differs only in that a
Блок 11 генерации CAZAC-последовательности генерирует CAZAC-последовательность ZCk(n) с заданной длиной L последовательности и номером k последовательности в качестве пилот-сигнала, и блок 12 циклического сдвига выполняет циклический сдвиг CAZAC-последовательности ZCk(n) на заданную величину в c выборок и вводит полученную последовательность ZCk(n-c) в блок 13 DFT. Например, в случае пилот-сигнала 1 для пользователя 1, показанного в части (B) и (D) с Фиг.11, блок 12 циклического сдвига сдвигает ZCk(n) на величину c1, чтобы сгенерировать ZCk(n-c1), а в случае пилот-сигнала 2 для пользователя 2 блок 12 циклического сдвига сдвигает ZCk(n) на величину c2-s(k,d,L), чтобы сгенерировать ZCk(n-c2+s(k,d,L)), и вводит результат в блок 13 DFT. Блок 13 DFT с размерностью NTX (NTX=L) выполняет DFT-обработку введенного пилот-сигнала ZCk(n-c), чтобы сгенерировать пилот-сигнал DFT{ZCk(n-c)} частотной области.The CAZAC
Блок 14 отображения поднесущей выполняет отображение поднесущей на основании информации частотного смещения, которая была задана из блока 23 управления ресурсами передачи. Блок 61 прикрепления полярности прикрепляет полярность, задаваемую из блока 23 управления ресурсами передачи, к выводу из блока 14 отображения поднесущей и выводит результат в блок 15 IFFT. Например, в случае пилот-сигнала 1 для пользователя 1 для первого и второго блоков пилот-сигналов (см. (B) и (D) с Фиг.11) задается полярность +1, и блок 61 прикрепления полярности перемножает все компоненты поднесущей, которые выводятся из блока 14 отображения поднесущей, на +1 и вводит результат в блок 15 IFFT. Кроме того, в случае пилот-сигнала 2 для пользователя 2 для первого блока пилот-сигналов задается полярность +1, а для второго блока пилот-сигналов задается полярность -1 (см. (C) и (E) с Фиг.11), и блок 61 прикрепления полярности перемножает все компоненты поднесущей, которые выводятся из блока 14 отображения поднесущей, на +1 для первого блока пилот-сигналов и на -1 для второго блока пилот-сигналов и вводит результат в блок 15 IFFT.The
Блок 15 IFFT с размерностью NFFT (например, NFFT=128) выполняет IFFT-обработку введенных компонентов поднесущей, чтобы преобразовать сигнал в пилот-сигнал временной области, и вводит результат в блок 26 генерации кадра.An N FFT IFFT block 15 (e.g., N FFT = 128) performs IFFT processing of the introduced subcarrier components to convert the signal to a time domain pilot, and inputs the result to the
Часть (B) Фиг.18 представляет собой схему, иллюстрирующую структуру блока 34 оценки канала, который выполняет третий процесс оценки канала, описанный выше со ссылкой на Фиг.12, причем на данной схеме одинаковые ссылочные номера обозначают одинаковые элементы, показанные на Фиг.16. Этот блок оценки канала отличается тем, что вместо блока 52 суммирования поднесущих предоставлен блок 62 суммирования поднесущих между блоками.Part (B) of FIG. 18 is a diagram illustrating the structure of a
В добавление к выполнению DFT-обработки первого блока пилот-сигналов, вводимого из блока 32 отделения, блок 51 DFT преобразует сигнал в пилот-сигнал частотной области (компоненты p1~p12 поднесущей), и блок 62 суммирования поднесущих между блоками сохраняет этот пилот-сигнал (компоненты поднесущей p1~p12) во внутренней памяти. После этого в добавление к выполнению DFT-обработки второго блока пилот-сигналов, вводимого из блока 32 отделения, блок 51 DFT преобразует сигнал в пилот-сигнал частотной области (компоненты p1~p12 поднесущей) и вводит этот сигнал в блок 62 суммирования поднесущих между блоками.In addition to performing DFT processing of the first pilot block input from the
Когда принимается пилот-сигнал 1 от пользователя 1, блок 62 суммирования поднесущих между блоками суммирует пилот-сигнал (компоненты p1~p12) поднесущей сохраненного первого блока и пилот-сигнал (компоненты p1~p12 поднесущей) второго блока для каждой поднесущей. Таким образом, мультиплексированные компоненты пилот-сигнала от другого пользователя (например, пользователя 2) удаляются. Более того, когда принимается пилот-сигнал 2 от пользователя 2, блок 62 суммирования поднесущих между блоками вычитает пилот-сигнал (компоненты p1~p12 поднесущей) второго блока из пилот-сигнала (компоненты p1~p12 поднесущей) сохраненного первого блока для каждой поднесущей. Таким образом, мультиплексированные компоненты пилот-сигнала от другого пользователя (например, пользователя 1) удаляются.When
Когда принимается пилот-сигнал 1 от пользователя 1, блок 53 умножения копии сигнала перемножает компоненты p1~p11 поднесущих fi, fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+10 принятого пилот-сигнала, который выводится из блока 62 суммирования поднесущих между блоками, с копиями q1~q11 сигнала, а когда принимается пилот-сигнал 2 от пользователя 2, перемножают компоненты p2~p12 поднесущих fi+1, fi+2, fi+3,..., fi+11 принятого пилот-сигнала, который выводится из блока 62 суммирования поднесущих между блоками, с копиями q1~q11 сигнала.When
После этого блок 54 IDFT выполняет IDFT-обработку результата перемножения копии и выводит пилот-сигнал временной области. Блок 55 извлечения профиля отделяет выведенный IDFT сигнал в точке t=(c1+c2)/2, и когда этот сигнал является сигналом, принятым от пользователя 1, выбирает профиль PRF1 (см. Фиг.6), далее блок 56 DFT выполняет DFT-обработку профиля PRF1 и выводит величины h1~h11 оценки канала. С другой стороны, когда упомянутый сигнал является сигналом, принятым от пользователя 2, блок 55 извлечения профиля выбирает профиль PRF2, далее блок 56 DFT выполняет DFT-обработку профиля PRF2 и выводит величины h2~h12 оценки канала.After that, the
(F) Адаптивное управление(F) Adaptive management
Как описано выше, входящий в состав базовой станции (см. Фиг.15) блок 35 управления ресурсами восходящей линии связи определяет частотные полосы передачи для пилот-сигналов, номер и длину L CAZAC-последовательности, величину циклического сдвига, частотное смещение d и т.п. на основании состояния тракта распространения мобильной станции и уведомляет об этом мобильную станцию. Более того, блок 35 управления ресурсами восходящей линии связи базовой станции также определяет количество мультиплексирования в частотной полосе передачи на основании состояния тракта распространения каждой мобильной станции.As described above, the uplink
Фиг.19 представляет собой схему, иллюстрирующую назначения частот, когда количество мультиплексирования равно 4, причем первые 12 поднесущих назначаются пользователю 1, вторые 12 поднесущих назначаются пользователю 2, третьи 12 поднесущих назначаются пользователю 3, а последние 12 поднесущих назначаются пользователю 4, причем CAZAC-последовательность ZCk(n) с длиной L=19 используется в качестве пилот-сигнала для каждого пользователя путем изменения величины циклического сдвига.19 is a diagram illustrating frequency assignments when the multiplexing number is 4, with the first 12 subcarriers being assigned to
Частотное смещение пилот-сигнала определяется так, чтобы полоса передачи данных для каждого пользователя как можно больше охватывалась полосой передачи пилот-сигнала. Блок 35a циклического сдвига (см.Фиг.15) вычисляет величину циклического сдвига для каждого пользователя согласно следующему уравнению.The frequency offset of the pilot signal is determined so that the data transmission band for each user is covered as much as possible by the pilot signal transmission band. The
Здесь i и p обозначают номер полосы передачи данных и номер пользователя соответственно. Кроме того, s(k,d,L) представляет собой величину циклического сдвига для последовательности номер k с длиной L и частотного смещения d, соотношение которых задается согласно следующему уравнению.Here, i and p denote the data band number and the user number, respectively. In addition, s (k, d, L) represents the amount of cyclic shift for sequence number k with length L and frequency offset d, the ratio of which is set according to the following equation.
где cp для p-го пользователя может быть вычислено, например, согласно следующему уравнению:where c p for the p-th user can be calculated, for example, according to the following equation:
где P выражает количество пилот-сигналов (количество пользователей), которые мультиплексируются посредством циклического сдвига. В случае с Фиг.19 величины циклических сдвигов c1~c4 для пользователей 1~4 принимают следующие значения:where P expresses the number of pilot signals (number of users) that are multiplexed by a cyclic shift. In the case of Fig. 19, the values of cyclic shifts c 1 ~ c 4 for
c1=0c1 = 0
c2=[L/4]c2 = [L / 4]
c3=[2 · L/4]-s(k,d,L)c3 = [2 · L / 4] -s (k, d, L)
c4=[3 · L/4]-s(k,d,L)c4 = [3 · L / 4] -s (k, d, L)
Таким образом, в зависимости от способа приема пилот-сигналов характеристики оценки канала на обоих концах полосы передачи пилот-сигнала могут быть плохими, а характеристики оценки канала для средней части могут быть хорошими. Иначе говоря, в полосе пропускания для поднесущих 1~12 и 37~48 на Фиг.19, точность оценки канала может быть низкой, и в полосе передачи для поднесущих 13~24 и 25~36, точность оценки канала может быть высокой.Thus, depending on the method of receiving the pilot signals, the channel estimation characteristics at both ends of the pilot transmission band may be poor, and the channel estimation characteristics for the middle portion may be good. In other words, in the bandwidth for
Следовательно, середина полосы передачи для поднесущих 13~24 и 25~36 назначается для пользователей с плохим состоянием тракта распространения, а оба конца полосы передачи для поднесущих 1~12 и 37~48 назначаются пользователям с хорошим состоянием тракта распространения. Таким образом, исключается ситуация, когда есть пользователи, для которых точность оценки канала будет чрезвычайно плохой. Фиг.19 иллюстрирует пример назначения пользователю 2 и пользователю 3 средней полосы передачи.Therefore, the middle of the transmission band for
Более того, как показано на Фиг.20 и 21, возможно выполнять управление (скачкообразное управление), так чтобы полоса передачи, назначенная пользователям, менялась для каждого кадра. Фиг.20 представляет собой схему, иллюстрирующую назначение для нечетного кадра, а Фиг.21 представляет собой схему, иллюстрирующую назначение для четного кадра.Moreover, as shown in FIGS. 20 and 21, it is possible to perform control (hop control) so that the transmission band assigned to users changes for each frame. FIG. 20 is a diagram illustrating an assignment for an odd frame, and FIG. 21 is a diagram illustrating an assignment for an even frame.
Как показано на Фиг.20, для нечетного кадра, поднесущие 1~12 и 37~48 на обоих концах назначаются пользователю 1 и пользователю 4, а средние поднесущие 13~24 и 25~36 назначаются пользователю 2 и пользователю 3. Кроме того, как показано на Фиг.21, для четного кадра, средние поднесущие 13~24 и 25~36 назначаются пользователю 4 и пользователю 1, а поднесущие 1~12 и 37~48 на обоих концах назначаются пользователю 3 и пользователю 2. Частотное смещение применяется к пилот-сигналам пользователя 3 и пользователя 4 для нечетного кадра, и частотное смещение применяется к пилот-сигналам пользователя 1 и пользователя 2 для четного кадра. Таким образом, исключается ситуация, когда есть пользователи, для которых точность оценки канала будет чрезвычайно плохой.As shown in FIG. 20, for an odd frame,
Фиг.22 представляет собой чертеж, иллюстрирующий структуру блока генерации пилот-сигнала, когда выполняется скачкообразное управление, причем одинаковые ссылочные номера на этой фигуре обозначают одинаковые элементы блока генерации пилот-сигнала, показанного в части (A) с Фиг.14. Этот блок генерации пилот-сигнала отличает только тем, что был добавлен блок 71 управления переключением частотного смещения; остальные операции те же.Fig. 22 is a drawing illustrating the structure of the pilot generation unit when step control is performed, the same reference numbers in this figure denoting the same elements of the pilot generation unit shown in part (A) of Fig. 14. This pilot generation unit only differs in that a frequency offset switching
Блок 11 генерации CAZAC-последовательности генерирует CAZAC-последовательность ZCk(n) с заданной длиной L последовательности и номером k последовательности в качестве пилот-сигнала, и блок 12 циклического сдвига выполняет циклический сдвиг CAZAC-последовательности ZCk(n) на заданную величину в c выборок и вводит полученную последовательность ZCk(n-c) в блок 13 DFT. Блок 13 DFT с размерностью NTX (NTX=L) выполняет DFT-обработку введенного пилот-сигнала ZCk(n-c), чтобы сгенерировать пилот-сигнал DFT{ZCk(n-c)} частотной области. Блок 71 управления переключением частотного смещения определяет, необходимо ли выполнять частотное смещение на основании величины частотного смещения d и шаблона скачкообразной смены, заданного из блока 23 управления ресурсами передачи. Блок 14 отображения поднесущей выполняет отображение поднесущей в зависимости от того, выполняется ли частотное смещение. Блок 15 IFFT с размерностью NFFT (например, NFFT=128) выполняет IFFT-обработку введенных компонентов поднесущей, чтобы преобразовать сигнал в пилот-сигнал временной области, и вводит результат в блок 26 генерации кадра.The CAZAC
Полезный эффект изобретенияThe beneficial effect of the invention
Посредством описанного выше изобретения предоставляется возможность выполнять оценку канала поднесущих передачи данных, который отличается от частотной полосы передачи пилот-сигнала, с высокой точностью.By means of the invention described above, it is possible to estimate the data subcarrier channel, which is different from the pilot frequency band, with high accuracy.
В добавление, посредством настоящего изобретения предоставляется возможность выполнения оценки канала поднесущих передачи данных, которые назначаются пользователям, даже когда выполняется циклический сдвиг разной величины на заданной последовательности (например, CAZAC-последовательности ZCk(n)), используемой как пилот-сигнал для пользователей, который будет мультиплексирован.In addition, by means of the present invention, it is possible to perform channel estimation of data transmission subcarriers that are assigned to users even when a cyclic shift of different magnitude is performed on a given sequence (e.g., the CAZAC sequence ZC k (n)) used as a pilot for users, which will be multiplexed.
Более того, посредством настоящего изобретения предоставляется возможность выполнения оценки канала путем отделения пилот-сигналов каждого пользователя простым способом, даже когда выполняется циклический сдвиг разной величины на заданной последовательности, используемой в качестве пилот-сигнала для пользователей, который будут мультиплексирован.Moreover, by means of the present invention, it is possible to perform channel estimation by separating the pilot signals of each user in a simple manner, even when a different amount of cyclic shift is performed on a given sequence used as a pilot signal for users to be multiplexed.
Сверх того, посредством настоящего изобретения путем назначения средней части полосы передачи пилот-сигналов пользователям с плохим состоянием тракта распространения, предоставляется возможность улучшения точности оценки канала поднесущих передачи данных, даже при плохом состоянии тракта распространения этого пользователя.Moreover, by means of the present invention, by assigning the middle part of the pilot signal transmission band to users with a poor state of the propagation path, it is possible to improve the accuracy of the channel estimate of the data subcarriers even when the state of the distribution path of this user is poor.
Также посредством настоящего изобретения путем выполнения скачкообразной смены полос передачи данных, назначенных пользователям, между средней частью и конечными частями полосы передачи пилот-сигнала предоставляется возможность улучшить точность оценки канала поднесущих передачи данных, даже при плохом состоянии тракта распространения этого пользователя.Also, by means of the present invention, by performing an abrupt change in the data transmission bands assigned to users between the middle part and the end parts of the pilot signal transmission band, it is possible to improve the channel estimation accuracy of the data subcarriers even when the user propagation path is poor.
Claims (1)
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JPPCT/JP2006/325608 | 2006-12-22 | ||
PCT/JP2006/325608 WO2008078357A1 (en) | 2006-12-22 | 2006-12-22 | Wireless communication method, base station, and user terminal |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2009128201/09A Division RU2433568C2 (en) | 2006-12-22 | 2006-12-22 | Radio communication method, base station and user terminal |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2011127409A RU2011127409A (en) | 2013-01-20 |
RU2482620C2 true RU2482620C2 (en) | 2013-05-20 |
Family
ID=
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
RU2480945C2 (en) | Radio communication method, base station and user terminal | |
US9071488B2 (en) | Apparatus and method for transmitting a reference signal in a wireless communication system | |
CN102209061B (en) | User terminals, wireless communication method and wireless communication system | |
RU2482620C2 (en) | Radio communication method, base station and user terminal | |
RU2483472C2 (en) | Radio communication method, base station and user terminal | |
RU2433568C2 (en) | Radio communication method, base station and user terminal | |
JP5397427B2 (en) | Wireless communication method, wireless communication system, and user terminal | |
CA2776257C (en) | Radio communication method and a base station and user terminal thereof | |
AU2012265563B2 (en) | Radio communication method and a base station and user terminal thereof | |
CN103220112B (en) | Wireless communications method and base station and user terminal | |
CN102938745B (en) | Wireless communications method | |
EP2122879A1 (en) | Systems and methods for generating sequences that are nearest to a set of sequences with minimum average cross-correlation |