RU2479115C1

RU2479115C1 - Selective amplifier

Info

Publication number: RU2479115C1
Application number: RU2012110808/08A
Authority: RU
Inventors: Сергей Георгиевич Крутчинский; Николай Николаевич Прокопенко; Евгений Андреевич Жебрун
Priority date: 2012-03-21
Filing date: 2012-03-21
Publication date: 2013-04-10

Abstract

FIELD: radio engineering, communications.

SUBSTANCE: selective amplifier comprises a source of a signal (1), connected to the base of the first (2) input transistor, emitter of which is connected to the emitter of the second (3) of the input transistor and via the first (4) current-stabilising dipole is connected to the first (5) bus of the signal source, an output transistor (6), the base of which is connected with a source of auxiliary voltage (7), and a collector is connected to a collector of the first (2) input transistor, the second (8) current-stabilising dipole connected between the emitter of the output transistor (6) and the first (5) bus of the supply source, the first (9) and second (10) frequency-setting resistors, the first (11) correcting capacitor, the second (12) bus of the supply source, connected with the collector of the second (3) input transistor. The collector of the output transistor (6) is connected with the second (12) bus of the supply source via the first (9) frequency-setting resistor and is connected by AC with the common bus of supply sources (13) via serially connected the first (11) correcting capacitor and the second (14) correcting capacitor, the common unit of which is connected to the base of the second (3) input transistor and via the second (10) frequency-setting resistor is connected to the emitter of the output transistor (6) and the output of the device (15).

EFFECT: reduced total power consumption.

4 cl, 11 dwg

Description

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, телевидении, радиолокации и т.п.The present invention relates to the field of radio engineering and communications and can be used in devices for filtering radio signals, television, radar, etc.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения избирательных усилителей на биполярных транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.Integrated operational amplifiers with special RC-correction elements that form the amplitude-frequency characteristic of the resonance type are widely used today in the tasks of extracting high-frequency signals [1, 2]. However, the classical construction of such selective amplifiers (DUTs) is accompanied by significant energy losses, which are mainly used to ensure the static mode of a sufficiently large number of secondary transistors forming an operational amplifier [1, 2]. In this regard, it is very urgent to build selective amplifiers on bipolar transistors, which provide a narrow spectrum of signals with a sufficiently high quality factor (Q) of the resonant characteristic (Q = 2 ÷ 10) with low power consumption.

Известны схемы ИУ, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н [3-11]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.Known schemes are DUTs integrated into the architecture of RC filters based on bipolar transistors, which provide the formation of the amplitude-frequency characteristics of the voltage gain in a given frequency range Δf = f _in -f _n [3-11]. Moreover, their upper cutoff frequency f _{in is} sometimes formed by the inertia of the transistors of the circuit (capacitance per substrate), and the lower f _n is determined by a correction capacitor.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте RU 2421879 фиг.2. Он содержит источник сигнала 1, связанный с базой первого 2 входного транзистора, эмиттер которого подключен к эмиттеру второго 3 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 5 шиной источника питания, выходной транзистор 6, база которого соединена с источником вспомогательного напряжения 7, а коллектор подключен к коллектору первого 2 входного транзистора, второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером выходного транзистора 6 и первой 5 шиной источника питания, первый 9 и второй 10 частотозадающие резисторы, первый 11 корректирующий конденсатор, вторую 12 шину источника питания, связанную с коллектором второго 3 входного транзистора.The closest prototype of the claimed device is a selective amplifier, presented in patent RU 2421879 figure 2. It contains a signal source 1, connected to the base of the first 2 input transistor, the emitter of which is connected to the emitter of the second 3 input transistor and through the first 4 current-stabilizing two-terminal device is connected to the first 5 bus of the power source, the output transistor 6, the base of which is connected to the auxiliary voltage source 7, and the collector is connected to the collector of the first 2 input transistor, the second 8 is a current-stabilizing two-terminal device connected between the emitter of the output transistor 6 and the first 5 power supply bus, the first 9 and Ora frequency control resistor 10, a first adjustment capacitor 11, a second power source bus 12 connected to the collector of the second input transistor 3.

Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность

амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению K₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).A significant drawback of the known YiU prototype is that it does not provide high quality factor

amplitude-frequency characteristics (AFC) and voltage gain K ₀ > 1 at the frequency of quasi-resonance (f ₀ ).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (K₀) на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство.The main objective of the invention is to increase the quality factor of the frequency response of the DUT and its voltage gain (K ₀ ) at the frequency of quasi-resonance f ₀ . This allows in some cases to reduce the overall energy consumption and implement a high-quality selective device.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник сигнала 1, связанный с базой первого 2 входного транзистора, эмиттер которого подключен к эмиттеру второго 3 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 5 шиной источника питания, выходной транзистор 6, база которого соединена с источником вспомогательного напряжения 7, а коллектор подключен к коллектору первого 2 входного транзистора, второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером выходного транзистора 6 и первой 5 шиной источника питания, первый 9 и второй 10 частотозадающие резисторы, первый 11 корректирующий конденсатор, вторую 12 шину источника питания, связанную с коллектором второго 3 входного транзистора, предусмотрены новые элементы и связи - коллектор выходного транзистора 6 соединен со второй 12 шиной источника питания через первый 9 частотозадающий резистор и связан по переменному току с общей шиной источников питания 13 через последовательно соединенные первый 11 корректирующий конденсатор и второй 14 корректирующий конденсатор, общий узел которых соединен с базой второго 3 входного транзистора и через второй 10 частотозадающий резистор подключен к эмиттеру выходного транзистора 6 и выходу устройства 15.The problem is solved in that in the selective amplifier of figure 1, containing a signal source 1, connected to the base of the first 2 input transistor, the emitter of which is connected to the emitter of the second 3 input transistor and through the first 4 current-stabilizing two-terminal connected to the first 5 bus power source output transistor 6, the base of which is connected to an auxiliary voltage source 7, and the collector is connected to the collector of the first 2 input transistor, the second 8 is a current-stabilizing bipolar connected between the emitter output transistor 6 and the first 5 bus power supply, the first 9 and second 10 frequency-setting resistors, the first 11 correction capacitor, the second 12 power supply bus connected to the collector of the second 3 input transistor, there are new elements and communications - the collector of the output transistor 6 is connected to the second 12 bus power supply through the first 9 frequency-setting resistor and is connected via alternating current to a common bus power supply 13 through series-connected first 11 correction capacitor and second 14 correction a capacitor, the common node of which is connected to the base of the second 3 input transistor and through the second 10 a frequency-setting resistor is connected to the emitter of the output transistor 6 and the output of the device 15.

Схема усилителя-прототипа показана на чертеже фиг.1. На чертеже фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.The amplifier circuit of the prototype is shown in the drawing of figure 1. The drawing of figure 2 presents a diagram of the inventive device in accordance with claim 1 of the claims.

На чертеже фиг.3 показан ИУ фиг.2 с конкретным выполнением источника вспомогательного напряжения 7 на элементах 16 и 18, соответствующий п.2 формулы изобретения.The drawing of figure 3 shows the DUT of figure 2 with a specific implementation of the auxiliary voltage source 7 on the elements 16 and 18, corresponding to claim 2 of the claims.

На чертеже фиг.4 показан заявляемый ИУ в соответствии с п.3 формулы изобретения, а на чертеже фиг.5 - в соответствии с п.4 формулы изобретения.In the drawing of figure 4 shows the claimed IU in accordance with paragraph 3 of the claims, and in the drawing of figure 5 - in accordance with paragraph 4 of the claims.

На чертеже фиг.6 показана схема ИУ фиг.3 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов.The drawing of FIG. 6 shows a diagram of the DUT of FIG. 3 in a Cadence computer simulation environment on SiGe integrated transistor models.

На чертеже фиг.7 приведены логарифмические амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики ИУ фиг.6 в диапазоне частот 0-100 ГГц.The drawing of Fig.7 shows the logarithmic amplitude-frequency and phase-frequency characteristics of the DUT of Fig.6 in the frequency range 0-100 GHz.

На чертеже фиг.8 приведены логарифмические амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики ИУ фиг.6 в диапазоне частот 0,76-1,5 ГГц.The drawing of Fig.8 shows the logarithmic amplitude-frequency and phase-frequency characteristics of the DUT of Fig.6 in the frequency range of 0.76-1.5 GHz.

На чертеже фиг.9 приведена амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.6 в более крупном масштабе.The drawing of Fig.9 shows the amplitude-frequency characteristic of the DUT of Fig.6 on a larger scale.

На чертеже фиг.10 приведена фазо-частотная характеристика ИУ фиг.6 в более крупном масштабе, позволяющая определить его основные параметры на этапе моделирования.The drawing of figure 10 shows the phase-frequency characteristic of the DUT of figure 6 on a larger scale, allowing to determine its main parameters at the modeling stage.

Таблица на фиг.11 характеризует взаимосвязь добротности избирательного усилителя Q фиг.6 с величиной тока I₄ первого 4 токостабилизирующего двухполюсника.The table in FIG. 11 characterizes the relationship of the quality factor of the selective amplifier Q of FIG. 6 with the current value I _{4 of the} first 4 current-stabilizing two-terminal network.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, связанный с базой первого 2 входного транзистора, эмиттер которого подключен к эмиттеру второго 3 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник соединен с первой 5 шиной источника питания, выходной транзистор 6, база которого соединена с источником вспомогательного напряжения 7, а коллектор подключен к коллектору первого 2 входного транзистора, второй 8 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером выходного транзистора 6 и первой 5 шиной источника питания, первый 9 и второй 10 частотозадающие резисторы, первый 11 корректирующий конденсатор, вторую 12 шину источника питания, связанную с коллектором второго 3 входного транзистора. Коллектор выходного транзистора 6 соединен со второй 12 шиной источника питания через первый 9 частотозадающий резистор и связан по переменному току с общей шиной источников питания 13 через последовательно соединенные первый 11 корректирующий конденсатор и второй 14 корректирующий конденсатор, общий узел которых соединен с базой второго 3 входного транзистора и через второй 10 частотозадающий резистор подключен к эмиттеру выходного транзистора 6 и выходу устройства 15.The selective amplifier of Fig. 2 contains a signal source 1 connected to the base of the first 2 input transistor, the emitter of which is connected to the emitter of the second 3 input transistor and through the first 4 current-stabilizing two-terminal device is connected to the first 5 bus of the power source, the output transistor 6, the base of which is connected to the source auxiliary voltage 7, and the collector is connected to the collector of the first 2 input transistor, the second 8 is a current-stabilizing two-terminal connected between the emitter of the output transistor 6 and the first 5 bus power supply, the first 9 and second 10 frequency-setting resistors, the first 11 correction capacitor, the second 12 bus power supply associated with the collector of the second 3 input transistor. The collector of the output transistor 6 is connected to the second 12 bus of the power source through the first 9 frequency-setting resistor and is connected via alternating current to the common bus of the power sources 13 through the series-connected first 11 correction capacitor and the second 14 correction capacitor, the common node of which is connected to the base of the second 3 input transistor and through the second 10, a frequency-setting resistor is connected to the emitter of the output transistor 6 and the output of the device 15.

На чертеже фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, источник вспомогательного напряжения 7 реализован на основе прямосмещенного p-n перехода 16, включенного между общей шиной источников питания 17 и базой выходного транзистора 6, и токостабилизирующего резистора 18, включенного между второй 12 шиной источника питания и базой выходного транзистора 6.In the drawing of FIG. 3, in accordance with claim 2, the auxiliary voltage source 7 is implemented based on the forward biased pn junction 16 connected between the common bus of the power sources 17 and the base of the output transistor 6, and a current-stabilizing resistor 18 connected between the second 12 bus power supply and the base of the output transistor 6.

На чертеже фиг.4, в соответствии с п.3 формулы изобретения, в качестве источника вспомогательного напряжения 7 используется потенциал общей шины источников питания 17, а первый 2 входной транзистор выполнен в виде составного транзистора Дарлингтона.In the drawing of FIG. 4, in accordance with claim 3, the potential of the common bus of power supplies 17 is used as the auxiliary voltage source 7, and the first 2 input transistor is made in the form of a Darlington composite transistor.

В технической литературе широко применяется термин «составной транзистор Дарлингтона», под которым понимается два последовательно включенных биполярных транзистора 19, 20 и источник тока 21.In the technical literature, the term "Darlington composite transistor" is widely used, which means two bipolar transistors 19, 20 and a current source 21 connected in series.

На чертеже фиг.5, в соответствии с п.4 формулы изобретения, в качестве источника вспомогательного напряжения 7 используется потенциал общей шины источников питания 17, причем эмиттер первого 2 входного транзистора подключен к эмиттеру второго 3 входного транзистора через дополнительный прямосмещенный p-n переход 22.In the drawing of Fig. 5, in accordance with claim 4, the potential of the common bus of power supplies 17 is used as the auxiliary voltage source 7, the emitter of the first 2 input transistor connected to the emitter of the second 3 input transistor via an additional forward biased p-n junction 22.

Рассмотрим работу схемы фиг.2.Consider the operation of the circuit of figure 2.

Источник входного сигнала (u_вх) 1 изменяет эмиттерные токи входных транзисторов 2 и 3. Изменение коллекторного (выходного) тока транзистора 2 приводит к изменению тока, протекающего через частотно-зависимую цепь, образованную резисторами 9, 10 и конденсаторами 11, 14. В силу емкостного делителя, реализованного на конденсаторах 11 и 14, ток, протекающий через резистор 10, имеет частотную характеристику, совпадающую с частотной характеристикой ИУ, при этом его максимальное значение достигается на частоте квазирезонанса f₀, определяемой соотношением только пассивных элементов указанной частотно-зависимой цепи. Выходной ток оговоренной частотно-зависимой цепи (ток через резистор 10) определяет изменение тока эмиттера и коллектора транзистора 6, обеспечивающего реализацию первого контура комплексной обратной связи. В силу указанных выше свойств цепи нагрузки транзисторов 2 и 6 эта обратная связь является вещественной на частоте квазирезонанса ИУ f₀ и, следовательно, ее действие направлено на увеличение добротности схемы Q и ее коэффициента усиления K₀. Однако глубина первого контура указанной обратной связи ограничивается численным значением коэффициента передачи эмиттерного тока транзистора 6 и является недостаточной для реализации больших добротностей. Подключение базы входного транзистора 3 к резистору 10 частотно-зависимой цепи нагрузки транзисторов 2 и 6 в силу синфазного изменения эмиттерных токов транзисторов 2 и 3 и коллекторного тока транзистора 2 и, следовательно, тока частотно-зависимой цепи нагрузки обеспечивает посредством емкостного характера делителя тока, образованного конденсаторами 11 и 14 (аналогичное действию первого контура), изменение тока резистора 10. Следовательно, глубина указанной обратной связи, определяемая коэффициентом передачи транзисторов 2 и 3, направлена на увеличение добротности Q и коэффициента усиления K₀ ИУ без изменения частоты квазирезонанса f₀.The input signal source (u _I ) 1 changes the emitter currents of the input transistors 2 and 3. Changing the collector (output) current of the transistor 2 leads to a change in the current flowing through the frequency-dependent circuit formed by resistors 9, 10 and capacitors 11, 14. In effect capacitive divider implemented on the capacitors 11 and 14, the current flowing through the resistor 10 has a frequency characteristic which coincides with the frequency characteristic of the DUT, while its maximum is reached at a frequency f ₀ quasiresonance determined ratio Only passive elements of said frequency-dependent chain. The output current of the specified frequency-dependent circuit (current through resistor 10) determines the change in the current of the emitter and collector of transistor 6, which ensures the implementation of the first complex feedback loop. Due to the above properties of the load circuit of transistors 2 and 6, this feedback is real at the frequency of the quasi-resonance of the dc f ₀ and, therefore, its action is aimed at increasing the quality factor of the circuit Q and its gain K ₀ . However, the depth of the primary circuit of this feedback is limited by the numerical value of the emitter current transfer coefficient of the transistor 6 and is insufficient to realize high Q factors. The connection of the base of the input transistor 3 to the resistor 10 of the frequency-dependent load circuit of transistors 2 and 6 due to the in-phase change of the emitter currents of transistors 2 and 3 and the collector current of transistor 2 and, therefore, the current of the frequency-dependent load circuit provides through the capacitive nature of the current divider formed capacitors 11 and 14 (similar to the action of the first circuit), the change in the current of the resistor 10. Therefore, the depth of the specified feedback, determined by the transmission coefficient of transistors 2 and 3, is directed to velichenie quality factor Q and the gain K ₀ DUT without changing quasi-resonance frequency f _0.

Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.2 как отношение выходного напряжения (выход устройства 15) к входному напряжению u_вх определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем:The complex transfer coefficient of the DUT of FIG. 2 as the ratio of the output voltage (output of the device 15) to the input voltage u _in is determined by the formula, which can be obtained using methods of analysis of electronic circuits:

где f - частота сигнала;where f is the signal frequency;

f₀ - частота квазирезонанса;f ₀ is the frequency of quasi-resonance;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;Q is the quality factor of the frequency response of the selective amplifier;

K₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.K ₀ is the gain of the DUT at the frequency of quasi-resonance f ₀ .

Причем:Moreover:

где С₁₁, С₁₄, R₉, R₁₀ - параметры элементов 11, 14, 9 и 10;where C ₁₁ , C ₁₄ , R ₉ , R ₁₀ are the parameters of the elements 11, 14, 9 and 10;

h_11.i - h-параметр выходного транзистора 6 в схеме с общей базой.h _11.i is the h-parameter of the output transistor 6 in a circuit with a common base.

Добротность ИУ определяется формулойThe quality factor of the DUT is determined by the formula

где α_i - коэффициент передачи по току эмиттера i-го транзистора;where α _i is the current transfer coefficient of the emitter of the i-th transistor;

h_11.i - входное сопротивление i-го транзистора в схеме с общей базой;h _11.i is the input resistance of the i-th transistor in a circuit with a common base;

- эквивалентное затухание пассивной цепи.

- equivalent attenuation of the passive circuit.

За счет выбора параметров элементов, входящих в формулу (3), можно обеспечить Q>>1.By choosing the parameters of the elements included in the formula (3), it is possible to provide Q >> 1.

Формула для коэффициента усиления K₀ в комплексном коэффициенте передачи (1) имеет видThe formula for the gain K ₀ in the complex transfer coefficient (1) has the form

Важной особенностью схемы является возможность оптимизации параметрической чувствительности добротности. Действительно, как это следует из соотношения (3) при выполнении условияAn important feature of the circuit is the ability to optimize the parametric Q-factor sensitivity. Indeed, as follows from relation (3) under the condition

добротность Q определяется из соотношенияthe quality factor Q is determined from the relation

Таким образом, при выборе C₁₁=C₁₄ Thus, when choosing C ₁₁ = C ₁₄

а численное значение Q зависит от отношенияand the numerical value of Q depends on the ratio

Отметим, что условие (5) легко реализуется выбором режимов биполярных транзисторов и численным значением сопротивления резистора 10. Так, при условии равенства (эмиттерных) токов и выполнении условия R₁₀=0 достаточно перевести транзисторы в микрорежим, чтобы обеспечить β=2.Note that condition (5) is easily implemented by choosing the modes of bipolar transistors and the numerical value of the resistance of resistor 10. Thus, provided that the (emitter) currents are equal and the condition R ₁₀ = 0 is satisfied, it is enough to transfer the transistors to micro mode to ensure β = 2.

Представленные на чертежах фиг.7-фиг.11 результаты моделирования предлагаемого ИУ фиг.6 подтверждают указанные свойства.Presented on the drawings of Figs. 7 to 11, the simulation results of the proposed DUT of Fig. 6 confirm these properties.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления K₀ на частоте квазирезонанса f₀, а также повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.Thus, the claimed circuitry solution of the DUT is characterized by higher values of the gain K ₀ at the frequency of quasi-resonance f ₀ , as well as increased values of the quality factor Q, characterizing its selective properties.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОКBIBLIOGRAPHIC LIST

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 /- Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N.Prokopenko, A. Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P. Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp. 50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K.Schmalz, C.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.2. Microwave SF blocks of communication systems based on fully differential operational amplifiers \ Prokopenko NN, Budyakov AS, K.Schmalz, C.Scheytt \\ Problems of developing promising micro- and nanoelectronic systems - 2010. Proceedings / under the general. ed. Academician of the Russian Academy of Sciences A.L. Stempkovsky. - M .: IPPM RAS, 2010. - P.583-586.

3. Патент US 4.267.518.3. Patent US 4.267.518.

4. Патент WO 2003/052925 fig.3.4. Patent WO 2003/052925 fig. 3.

5. Патентная заявка US 2011/0169568 fig.4.5. Patent application US 2011/0169568 fig. 4.

6. Патент US 7.135.923.6. Patent US 7.135.923.

7. Патент US 3.843.343.7. Patent US 3.843.343.

8. Патентная заявка US 2008/0122530.8. Patent application US 2008/0122530.

9. Патент US 6.972.624, fig.6А.9. Patent US 6.972.624, fig.6A.

10. Патентная заявка US 2011/0109388.10. Patent application US 2011/0109388.

11. Патент US 5.298.802.11. Patent US 5.298.802.

Claims

1. A selective amplifier containing a signal source (1) connected to the base of the first (2) input transistor, the emitter of which is connected to the emitter of the second (3) input transistor and is connected through the first (4) current-stabilizing two-terminal to the first (5) bus of the power source , the output transistor (6), the base of which is connected to the auxiliary voltage source (7), and the collector is connected to the collector of the first (2) input transistor, the second (8) current-stabilizing two-terminal connected between the emitter of the output transistor (6) and the first (5) power supply bus, first (9) and second (10) frequency-setting resistors, first (11) correction capacitor, second (12) power supply bus connected to the collector of the second (3) input transistor, characterized in that the output collector the transistor (6) is connected to the second (12) bus of the power source through the first (9) frequency-setting resistor and is connected via alternating current to the common bus of the power sources (13) through the series-connected first (11) correction capacitor and the second (14) correction capacitor, common node koto s connected to the base of the second (3) through the input transistor and the second (10) frequency control resistor connected to the emitter of the output transistor (6) and output device (15).

2. The selective amplifier according to claim 1, characterized in that the auxiliary voltage source (7) is implemented on the basis of a forward biased pn junction (16) connected between the common bus of the power sources (17) and the base of the output transistor (6) and a current-stabilizing resistor (18) connected between the second (12) bus of the power source and the base of the output transistor (6).

3. The selective amplifier according to claim 1, characterized in that the potential of the common bus of power supplies (17) is used as the auxiliary voltage source (7), and the first (2) input transistor is made in the form of a Darlington composite transistor based on elementary transistors (19) ) and (20), as well as the current source (21).

4. The selective amplifier according to claim 1, characterized in that the potential of the common bus of power supplies (17) is used as the auxiliary voltage source (7), and the emitter of the first (2) input transistor is connected to the emitter of the second (3) input transistor forward biased pn junction (22).