RU2459354C1 - Method to assess bearing frequency shift in up-link for wireless telecommunications systems - Google Patents
Method to assess bearing frequency shift in up-link for wireless telecommunications systems Download PDFInfo
- Publication number
- RU2459354C1 RU2459354C1 RU2011146810/08A RU2011146810A RU2459354C1 RU 2459354 C1 RU2459354 C1 RU 2459354C1 RU 2011146810/08 A RU2011146810/08 A RU 2011146810/08A RU 2011146810 A RU2011146810 A RU 2011146810A RU 2459354 C1 RU2459354 C1 RU 2459354C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- ofdm symbols
- ofdm
- correlation function
- mutual correlation
- ofdm symbol
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиотехнике, в частности к способам оценки частоты в восходящем канале (uplink), и может быть использовано в аппаратуре базовых станций на базе стандарта 802.16, например в системе mobile WiMAX, а также в других беспроводных телекоммуникационных системах, использующих OFDM сигналы.The invention relates to radio engineering, in particular to methods for estimating the frequency in the uplink (uplink), and can be used in base station equipment based on the 802.16 standard, for example, in the mobile WiMAX system, as well as in other wireless telecommunication systems using OFDM signals.
Известен способ синхронизации приема сигналов (патент US 5,8125,23 С1, 22.09.1998, H04J 11/00). В этом способе частотную синхронизацию выполняют по пилот-сигналу, состоящему из двух повторяющихся частей. Для оценки временной задержки и частотного сдвига сигнала вычисляют комплексное произведение значений комплексно-сопряженного принимаемого сигнала и принимаемого сигнала, задержанного на половину пилот-сигнала. Затем в скользящем окне длительностью, равной половине пилот-сигнала, вычисляют среднее значение полученных произведений. По временному положению максимального значения модуля и фазе комплексного значения произведения, соответствующего этому максимальному модулю, оценивают временную задержку и частотный сдвиг соответственно.A known method of synchronizing the reception of signals (patent US 5,8125,23 C1, 09/22/1998, H04J 11/00). In this method, frequency synchronization is performed by a pilot signal consisting of two repeating parts. To evaluate the time delay and frequency shift of the signal, a complex product of the complex conjugate received signal and the received signal delayed by half the pilot signal is calculated. Then, in a sliding window with a duration equal to half the pilot signal, the average value of the obtained products is calculated. Based on the temporary position of the maximum value of the module and the phase of the complex value of the product corresponding to this maximum module, the time delay and frequency shift are estimated, respectively.
Недостатком этого технического решения является то, что и начальная, и уточненная оценки сдвига частоты определяются по двум пилот-сигналам, что при низких отношениях сигнал/шум и частотно-селективных замираниях приводит к ухудшению характеристик оценки параметров сигналов.The disadvantage of this technical solution is that both the initial and refined estimates of the frequency shift are determined by two pilot signals, which at low signal-to-noise ratios and frequency-selective fading leads to a deterioration in the characteristics of the estimation of signal parameters.
Наиболее близким к заявляемому способу является способ оценки сдвига частоты в восходящем канале (uplink), в беспроводных коммуникационных системах (патент US 7,949,034 С1, Н04В 1/69, 24.05.2011). В этом способе оценку сдвига несущей частоты в восходящем канале (uplink) проводят с помощью двух одинаковых последовательных OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing) символов. Для оценки частотного сдвига принимают первый символ, вычисляют максимум корреляционной функции первого символа, далее принимают второй символ и также вычисляют максимум корреляционной функции второго символа, после чего оценку сдвига частоты получают путем деления максимума корреляционной функции второго символа на максимум корреляционной функции первого символа и полученное отношение делят на 2π.Closest to the claimed method is a method for estimating the frequency shift in the uplink (uplink), in wireless communication systems (patent US 7,949,034 C1, HB04 1/69, 05/24/2011). In this method, the uplink carrier frequency offset is estimated using two identical consecutive OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing) symbols. To estimate the frequency shift, the first symbol is received, the maximum of the correlation function of the first symbol is calculated, then the second symbol is received, and the maximum of the correlation function of the second symbol is also calculated, after which the frequency shift estimate is obtained by dividing the maximum of the correlation function of the second symbol by the maximum of the correlation function of the first symbol and the resulting ratio divided by 2π.
Недостатком данного способа является то, что оценки сдвига частоты определяются по двум одинаковым последовательным OFDM символам (ranging code), что не позволяет достаточно точно оценить сдвиг частоты при низких отношениях сигнал/шум и частотно-селективных замираниях.The disadvantage of this method is that estimates of the frequency shift are determined by two identical consecutive OFDM symbols (ranging code), which does not allow a sufficiently accurate estimate of the frequency shift at low signal-to-noise ratios and frequency selective fading.
Основной технической задачей, на решение которой направлено предлагаемое техническое решение, является повышение точности оценки сдвига несущей частоты.The main technical problem, the solution of which the proposed technical solution is aimed at, is to increase the accuracy of estimating the shift of the carrier frequency.
Основная техническая задача достигается тем, что в способе оценки сдвига несущей частоты в восходящем канале, включающем прием двух одинаковых OFDM символов, вычисление максимума корреляционной функции каждого OFDM символа, деление максимума корреляционной функции второго OFDM символа на максимум корреляционной функции первого OFDM символа и последующее деление полученного значения на 2π, согласно предложенному решению дополнительно введены два одинаковых последовательных OFDM символа, причем первый и второй OFDM символы содержат код X, третий и четвертый OFDM символы содержат код Х+1, после обнаружения первого OFDM символа и определения времени задержки, вычисляют взаимную корреляционную функцию с опорной последовательностью, далее принимают второй, третий и четвертый OFDM символы и вычисляют взаимную корреляционную функцию для каждого из них, далее определяют максимумы взаимных корреляционных функций первого, второго, третьего и четвертого OFDM символов, в пределах главного пика, и суммируют максимум взаимной корреляционной функции первого OFDM символа с комплексно сопряженным максимумом взаимной корреляционной функции второго OFDM символа, аналогично суммируют максимумы взаимных корреляционных функций второго и третьего OFDM символов, а также третьего и четвертого OFDM символов, затем вычисляют разность фаз между первым и вторым OFDM символами путем деления мнимой части суммы взаимной корреляционной функции первого OFDM символа с комплексно сопряженным максимумом взаимной корреляционной функции второго OFDM символа на действительную часть этой суммы, далее аналогично определяют разность фаз между вторым и третьим OFDM символами и между третьим и четвертым OFDM символами, и усредняют разность фаз между первым и вторым, вторым и третьим, третьим и четвертым OFDM символами, полученное усредненное значение делят на 2π и на длительность OFDM символа.The main technical problem is achieved in that in the method for estimating the carrier frequency shift in the uplink including receiving two identical OFDM symbols, calculating the maximum correlation function of each OFDM symbol, dividing the maximum correlation function of the second OFDM symbol by the maximum correlation function of the first OFDM symbol, and then dividing the received values by 2π, according to the proposed solution, two identical consecutive OFDM symbols are additionally introduced, the first and second OFDM symbols containing the code X, the third and the fourth OFDM symbols contain the code X + 1, after detecting the first OFDM symbol and determining the delay time, calculate the cross-correlation function with the reference sequence, then take the second, third and fourth OFDM symbols and calculate the cross-correlation function for each of them, then determine the maxima of the mutual correlation functions of the first, second, third, and fourth OFDM symbols, within the main peak, and sum the maximum of the mutual correlation functions of the first OFDM symbol with complex conjugate max a maximum of the mutual correlation function of the second OFDM symbol, similarly summarize the maxima of the mutual correlation functions of the second and third OFDM symbols, as well as the third and fourth OFDM symbols, then calculate the phase difference between the first and second OFDM symbols by dividing the imaginary part of the sum of the mutual correlation functions of the first OFDM symbol with the complex conjugate maximum of the mutual correlation function of the second OFDM symbol by the real part of this sum, then the phase difference between the second and third OFDM symbols is similarly determined olami and between the third and fourth OFDM symbols, and the averaged phase difference between the first and second, second and third, third and fourth OFDM symbols, the average value obtained is divided by 2π and the duration of the OFDM symbol.
Изобретение поясняется чертежами, где на фиг.1 представлена функциональная схема для реализации предлагаемого способа, на фиг.2 приведена структура OFDM символов, по которым производится оценка несущей частоты.The invention is illustrated by drawings, where Fig. 1 shows a functional diagram for implementing the proposed method, Fig. 2 shows the structure of OFDM symbols used to estimate the carrier frequency.
Функциональная схема включает блок прием сигнала и оценку времени задержки сигнала 1, генератор опорного сигнала 2, блоки вычисление временной взаимной корреляционной функции опорного и принятого сигналов 3, 4, 5, 6, блоки поиска максимума временной взаимной корреляционной функции (ВКФ) ВКФ 7, 8, 9, 10, блоки суммирования максимумов ВКФ 11, 12, 13, блоки вычисления разностей фаз 14, 15, 16, блоки оценки сдвига частоты между символам 17, 18, 19, блок оценки сдвига частоты несущей 20.The functional diagram includes a block receiving a signal and estimating the delay time of a
Способ осуществляется следующим образом.The method is as follows.
Абонентская станция (АС) формирует Initial ranging (IR), представленный на фиг.2, содержащий четыре последовательных OFDM символа, первые два из которых одинаковы и содержат в себе код X (Code X) и вторые из которых одинаковы и содержат в себе код Х+1 (Code Х+1). Initial ranging сигнал формируется путем преобразования входного потока данных (CDMA-код) в BPSK-код и последующую запись BPSK-кода как спектральных коэффициентов обратного дискретного преобразования Фурье (ОДПФ)The subscriber station (AC) generates the Initial ranging (IR) shown in FIG. 2 containing four consecutive OFDM symbols, the first two of which are the same and contain the code X (Code X) and the second of which are the same and contain the code X +1 (Code X + 1). An initial ranging signal is generated by converting the input data stream (CDMA code) into a BPSK code and then writing the BPSK code as spectral coefficients of the inverse discrete Fourier transform (ODPF)
Ck=Ik+j0.C k = I k + j0.
После обработки подготовленного массива с помощью ОДПФ формируются отсчеты квадратурных составляющих (комплексный сигнал):After processing the prepared array using the OTF, samples of quadrature components are formed (complex signal):
А(n)=IFFT[Ck=Ik+j0]=I(n)+jQ(n),A (n) = IFFT [C k = I k + j0] = I (n) + jQ (n),
где I(n)=I(-n) и Q(n)=-Q(-n).where I (n) = I (-n) and Q (n) = - Q (-n).
На базовую станцию (БС) поступает сигнал:The signal is sent to the base station (BS):
, ,
где ⊗ - знак свертки;where ⊗ is the convolution sign;
h(n,l) - импульсная характеристика канала РРВ.h (n, l) is the impulse response of the RRV channel.
При моделировании способа нами использованы характеристики шестилучевого канала, приведенные в таблице.When modeling the method, we used the characteristics of the six-beam channel shown in the table.
где γi(n), mi(n) - зависящие от времени комплексные коэффициенты пропорциональности и зависящие от времени задержки лучей, причем в γi(n) входит смещение частоты в пределах , Ts-интервал ортогональности и случайная фаза (-π…π).where γ i (n), m i (n) are time-dependent complex proportionality coefficients and time-dependent delay of the rays, and γ i (n) includes the frequency offset within , Ts-interval of orthogonality and random phase (-π ... π).
В приемной части OFDMA системы полезная часть принятого сигнала описывается выражениемIn the receiving portion of an OFDMA system, the useful portion of the received signal is described by the expression
где k - количество лучей;where k is the number of rays;
- задержка в i-м луче; - delay in the ith beam;
- нормированное смещение частоты. - normalized frequency offset.
Применяя прямое дискретное преобразование Фурье (FFT) к , получаем спектральное представление полезной части принятого сигнала:Applying the direct discrete Fourier transform (FFT) to , we obtain the spectral representation of the useful part of the received signal:
Опорный генератор формирует BPSK-код, совпадающий с BPSK-кодом в принимаемом сигнале, для каждого принимаемого OFDM символа. Перемножаем BPSK-код опорного генератора с комплексно сопряженным BPSK-кодом принятого сигнала для первого, второго, третьего и четвертого OFDM символов. Применив обратное дискретное преобразование Фурье к произведению комплексно сопряженного BPSK-кода генератора опорной последовательности и спектра с таким же BPSK-кодом, принятым от АС, получаем отсчеты ВКФ R(n), связывающей между собой принятый и опорный коды:The reference generator generates a BPSK code matching the BPSK code in the received signal for each received OFDM symbol. We multiply the BPSK code of the reference generator with the complex conjugate BPSK code of the received signal for the first, second, third, and fourth OFDM symbols. Applying the inverse discrete Fourier transform to the product of the complex conjugate BPSK code of the reference sequence generator and the spectrum with the same BPSK code received from the AS, we obtain the VKF R (n) samples that connect the received and reference codes to each other:
После обнаружения OFDMA сигнала, измерения временной задержки выбранного луча, значение ВКФ для него в точке приближенно представлено как:After detecting the OFDMA signal, measuring the time delay of the selected ray, the VKF value for it at the point is approximately represented as:
, ,
где ,Where ,
, ,
φγ - случайная фаза,φ γ is the random phase,
- оценка времени задержки сигнала, - estimate the delay time of the signal,
Ts - длительность OFDM символа.T s is the duration of the OFDM symbol.
Тогда оценка смещения частоты запишется как:Then the estimate of the frequency offset is written as:
В оценку частоты Δf входит случайная фаза сигнала φγ, поэтому получить однозначную оценку сдвига частоты по одному OFDM символу IR сигнала невозможно. Для однозначной оценки частоты применяются разностные схемы, и использованы свойства симметрии IR сигнала (фиг 2).The frequency Δf estimate includes the random phase of the signal φ γ ; therefore, it is impossible to obtain an unambiguous estimate of the frequency shift from one OFDM symbol of the IR signal. For an unambiguous estimation of the frequency, difference schemes are used, and the symmetry properties of the IR signal are used (Fig. 2).
Из фиг.2 видно, что код первой пары симметричных OFDM символов отличается от кода второй пары симметричных OFDM символов. Так как OFDM символы имеют малую длительность, то многолучевой канал РРВ, который воздействует на две пары OFDM символов, остается неизменным и случайная фаза φγ, вносимая этим каналом, будет одинакова для всех OFDM символов. Чтобы исключить случайную фазу φγ, определяют ВКФ для всех принятых OFDM символов с опорными последовательностями, после чего суммируются максимумы двух ВКФ (один из которых является комплексно сопряженным) в пределах главного пика, который определяют при условии, что известна информация о временной задержке сигнала .Figure 2 shows that the code of the first pair of symmetric OFDM symbols is different from the code of the second pair of symmetric OFDM symbols. Since OFDM symbols have a short duration, the multipath PPB channel, which acts on two pairs of OFDM symbols, remains unchanged and the random phase φ γ introduced by this channel will be the same for all OFDM symbols. To exclude the random phase φ γ , the VKF is determined for all received OFDM symbols with reference sequences, after which the maxima of two VKFs (one of which is complex conjugate) are summed up within the main peak, which is determined provided that the information on the signal time delay is known .
После чего, оценку несущей частоты производят путем вычисления разности фаз Δφ между соседними OFDM символами:After that, the carrier frequency is estimated by calculating the phase difference Δφ between adjacent OFDM symbols:
где Δφ12, Δφ23, Δφ34 - разность фазы между соседними символами;where Δφ 12 , Δφ 23 , Δφ 34 is the phase difference between adjacent symbols;
Im и Re - значения мнимой и действительной частей перемножения ВКФ одного OFDM символа с комплексно сопряженной ВКФ соседнего. Значение сдвига несущей частоты Δf рассчитывается:Im and Re are the values of the imaginary and real parts of the multiplication of the VKF of one OFDM symbol with the complex conjugate VKF of the neighboring. The carrier frequency offset Δf is calculated:
где Tb - длительность OFDMA символа.where T b is the duration of the OFDMA symbol.
Функциональная схема, изображенная на фиг.1, реализовывает предложенный способ, описанный выше.The functional diagram depicted in figure 1, implements the proposed method described above.
Повышение точности оценки сдвига несущей частоты при низких отношениях сигнал/шум в предлагаемом способе достигается за счет использования четырех последовательных символов и составляет порядка 35% по сравнению со способом прототипом.Improving the accuracy of estimating the shift of the carrier frequency at low signal-to-noise ratios in the proposed method is achieved by using four consecutive symbols and is about 35% compared with the prototype method.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2011146810/08A RU2459354C1 (en) | 2011-11-17 | 2011-11-17 | Method to assess bearing frequency shift in up-link for wireless telecommunications systems |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2011146810/08A RU2459354C1 (en) | 2011-11-17 | 2011-11-17 | Method to assess bearing frequency shift in up-link for wireless telecommunications systems |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2459354C1 true RU2459354C1 (en) | 2012-08-20 |
Family
ID=46936847
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2011146810/08A RU2459354C1 (en) | 2011-11-17 | 2011-11-17 | Method to assess bearing frequency shift in up-link for wireless telecommunications systems |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2459354C1 (en) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2165128C2 (en) * | 1999-06-29 | 2001-04-10 | Государственное унитарное предприятие Воронежский научно-исследовательский институт связи | Frequency-shift signal correlator with structural noise correction |
RU2178619C1 (en) * | 2000-10-02 | 2002-01-20 | Государственное унитарное предприятие Воронежский научно-исследовательский институт связи | Correlator for frequency-shifted signals with rejection of structural noise |
RU2276385C1 (en) * | 2005-02-08 | 2006-05-10 | Военно-космическая академия им. А.Ф. Можайского | Method for forming and receiving complicated signals on basis of m-series |
EP1895736A2 (en) * | 2006-08-30 | 2008-03-05 | Nera networks | A method and a device for the detection and estimation of quadrature defects |
-
2011
- 2011-11-17 RU RU2011146810/08A patent/RU2459354C1/en active
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2165128C2 (en) * | 1999-06-29 | 2001-04-10 | Государственное унитарное предприятие Воронежский научно-исследовательский институт связи | Frequency-shift signal correlator with structural noise correction |
RU2178619C1 (en) * | 2000-10-02 | 2002-01-20 | Государственное унитарное предприятие Воронежский научно-исследовательский институт связи | Correlator for frequency-shifted signals with rejection of structural noise |
RU2276385C1 (en) * | 2005-02-08 | 2006-05-10 | Военно-космическая академия им. А.Ф. Можайского | Method for forming and receiving complicated signals on basis of m-series |
EP1895736A2 (en) * | 2006-08-30 | 2008-03-05 | Nera networks | A method and a device for the detection and estimation of quadrature defects |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8064546B2 (en) | Random access preamble detection for long term evolution wireless networks | |
US9763177B1 (en) | False cell filtering during cell search | |
EP2034638A1 (en) | Method and device for estimating reception quality in radio communication | |
US11095491B2 (en) | Methods and apparatus for frequency offset estimation | |
EP3125483A1 (en) | Communication system determining time of arrival using matching pursuit | |
JP2020519162A (en) | Method and apparatus for determining uplink synchronization timing deviation | |
JP2015502066A (en) | Multi-stage timing and frequency synchronization | |
US8781034B2 (en) | Method and mobile device for joint cell identity detection and cell measurement for an LTE system | |
CN112702290B (en) | Channel estimation method and device | |
US9729356B1 (en) | Channel estimation with co-channel pilots suppression | |
WO2019215227A1 (en) | Method for estimating carrier frequency offset | |
Yao et al. | Low-complexity timing synchronization for decode-and-forward cooperative communication systems with multiple relays | |
US10212679B1 (en) | Method and apparatus for delay spread estimation | |
KR100747852B1 (en) | Maximum-likelihood symbol timing and carrier frequency offset estimation method and apparatus for OFDM systems based on a preamble with two identical part | |
RU2459354C1 (en) | Method to assess bearing frequency shift in up-link for wireless telecommunications systems | |
CN113422748B (en) | Method and device for estimating frequency offset in narrowband Internet of things and storage medium | |
Silva et al. | Cell search in long term evolution systems: primary and secondary synchronization | |
Jian et al. | A novel timing synchronization method based on CAZAC sequence for OFDM systems | |
Nasraoui et al. | Robust brute force and reduced complexity approaches for timing synchronization in IEEE 802.11 a/g WLANs | |
Berg et al. | OTDOA-based positioning in NB-IoT | |
KR101265619B1 (en) | Structure Of Hybrid Synchronization Channel Method and Apparatus For Transmitting Signal Applying And Analyzing The Sequence Using The Same | |
US20110261870A1 (en) | Apparatus and method for measuring radio quality | |
RU2582590C1 (en) | Method of estimating frequency shift for communication systems using ofdm signals | |
US9667448B2 (en) | Method and apparatus for channel estimation in wireless communication system | |
US20170311273A1 (en) | Timing Offset Estimation in an OFDM-Based System by SINR Measurement |