RU2349049C2 - Method and device of demodulation of galilei signals from variable binary offset carrier (altboc) - Google Patents
Method and device of demodulation of galilei signals from variable binary offset carrier (altboc) Download PDFInfo
- Publication number
- RU2349049C2 RU2349049C2 RU2007112926/09A RU2007112926A RU2349049C2 RU 2349049 C2 RU2349049 C2 RU 2349049C2 RU 2007112926/09 A RU2007112926/09 A RU 2007112926/09A RU 2007112926 A RU2007112926 A RU 2007112926A RU 2349049 C2 RU2349049 C2 RU 2349049C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signals
- phase
- subcarrier
- correlation
- signal
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
Область техники, к которой относится изобретениеFIELD OF THE INVENTION
Настоящее изобретение относится в широком смысле к приемникам глобальной навигационной спутниковой системы (GNSS), в частности к приемникам, которые работают со спутниковыми сигналами Галилея с переменной бинарной смещенной несущей (AltBOC).The present invention relates in a broad sense to receivers of a global navigation satellite system (GNSS), in particular to receivers that operate with Galilean satellite signals with a variable binary offset carrier (AltBOC).
Уровень техникиState of the art
Приемники глобальной навигационной спутниковой системы (GNSS) такие, как приемники Галилея, определяют местоположение на основании сигналов, полученных с орбиты спутников с GNSS. Спутники системы GNSS передают сигналы, используя, по меньшей мере, одну несущую, при этом каждая несущая модулируется, по меньшей мере, двоичным псевдослучайным (PRN) кодом, состоящим из случайной последовательности единиц и нулей, которая периодически повторяется. Единицы и нули в PRN коде именуются «импульсами кода», и переходы в коде от единицы к нулю и от нуля к единице, которые происходят за «время импульса кода», именуются как «переходы импульсов кода». Каждый спутник с системой GNSS использует индивидуальный PRN код, и поэтому GNSS приемник может увязывать принятый сигнал с отдельным спутником путем определения содержания PRN кода в сигнале.Global navigation satellite system (GNSS) receivers, such as Galileo receivers, determine location based on signals received from the orbit of GNSS satellites. GNSS satellites transmit signals using at least one carrier, with each carrier being modulated by at least a binary pseudo-random (PRN) code consisting of a random sequence of ones and zeros that are periodically repeated. Units and zeros in the PRN code are referred to as “code pulses”, and transitions in the code from one to zero and from zero to one that occur during “code pulse times” are referred to as “code pulse transitions”. Each satellite with a GNSS system uses an individual PRN code, and therefore the GNSS receiver can link the received signal to a separate satellite by determining the content of the PRN code in the signal.
Приемник GNSS вычисляет разницу между временем передачи сигнала и временем получения сигнала приемником. Затем приемник вычисляет расстояние, или «псевдодистанцию» от спутника на основе соответствующей разницы во времени. Используя «псевдодистации», по меньшей мере, от четырех спутников, приемник определяет их глобальное местонахождение.The GNSS receiver calculates the difference between the signal transmission time and the signal receiving time by the receiver. The receiver then calculates the distance, or “pseudo distance” from the satellite, based on the corresponding time difference. Using “pseudo-distances” from at least four satellites, the receiver determines their global location.
Чтобы определить разницу по времени, GNSS приемник синхронизирует локально сформированный PRN код с PRN кодом в принятом сигнале путем выравнивания импульсов кода в каждом из кодов. Затем GNSS приемник определяет, насколько локально сформированный PRN код сдвинут по времени относительно заданного синхронизированного PRN кода спутника во время передачи, и вычисляет соответствующую «псевдодистанцию». Чем ближе GNSS приемник совмещает локально сформированный PRN код с PRN кодом в принятом сигнале, тем более точно GNSS приемник может определить соответствующую разницу по времени и «псевдодистанцию», а также, в свою очередь, его глобальное местонахождение.To determine the time difference, the GNSS receiver synchronizes the locally generated PRN code with the PRN code in the received signal by aligning the pulses of the code in each of the codes. The GNSS receiver then determines how much the locally generated PRN code is time-shifted relative to the given synchronized satellite PRN code during transmission, and calculates the corresponding “pseudo-distance”. The closer the GNSS receiver combines the locally generated PRN code with the PRN code in the received signal, the more accurately the GNSS receiver can determine the corresponding time difference and "pseudo-distance", as well as, in turn, its global location.
Операции синхронизации кода включают в себя обнаружение PNR кода спутника и отслеживание кода. Чтобы обнаружить PRN код, GNSS приемник производит ряд корреляционных измерений, которые разделены по времени с помощью элемента кода. После обнаружения GNSS приемник отслеживает принятый код. Это обычно производится с помощью корреляционных измерений «Early-Minus-Late» («Опережающих-минус-запаздывающих»), то есть измерений разницы между (i) корреляционным измерением, связанным с PRN кодом в принятом сигнале, и опережающим вариантом локально генерированного PRN кода, и (ii) корреляционным измерением, связанным с PRN кодом в принятом сигнале, и запаздывающим вариантом локального PRN кода. Затем GNSS приемник использует опережающие-минус-запаздывающие измерения в DLL (delay lock loop-автоматическая подстройка по задержке), при этом формируется сигнал ошибки, пропорциональный рассогласованию между локальным и принятым PRN кодами. Сигнал ошибки используется, в свою очередь, для управления генератором PRN кода, который сдвигает локальный PRN код с целью существенной минимизации сигнала ошибки DLL.Code synchronization operations include satellite PNR detection and code tracking. To detect the PRN code, the GNSS receiver makes a series of correlation measurements, which are time-separated by a code element. After detecting GNSS, the receiver tracks the received code. This is usually done using “Early-Minus-Late” correlation measurements, that is, measurements of the difference between (i) the correlation measurement associated with the PRN code in the received signal and the leading variant of the locally generated PRN code , and (ii) a correlation measurement associated with the PRN code in the received signal and a lagging version of the local PRN code. Then the GNSS receiver uses leading-minus-delayed measurements in the DLL (delay lock loop-automatic delay adjustment), and an error signal is generated that is proportional to the mismatch between the local and the received PRN codes. The error signal is used, in turn, to control the PRN code generator, which shifts the local PRN code in order to significantly minimize the DLL error signal.
GNSS приемник также выравнивает несущую спутника с локальной несущей, используя корреляционные измерения, связанные с мгновенным вариантом локального PRN кода. Чтобы это выполнить, приемник использует фазовую подстройку частоты (PLL) при отслеживании несущей.The GNSS receiver also aligns the satellite carrier with the local carrier using correlation measurements associated with the instantaneous version of the local PRN code. To accomplish this, the receiver uses phase-locked loop (PLL) when tracking the carrier.
Европейская Комиссия и Европейское Космическое Агентство (ESA) занимаются усовершенствованием системы GNSS, известной как системы Галилея. Спутники системы Галилея передают два сигнала в полосе частот Е5а (1176,45 МГц) и два сигнала в полосе частот Е5b (1207,14 МГц) как комбинированный сигнал с центральной частотой 1191,795 МГц и шириной полосы пропускания, по меньшей мере, 70 МГц, используя AltBOC модуляцию. Генерирование AltBOC сигнала описывается в документе Европейской Комиссии "Status of Galileo Frequency and Signal Design" («Состояние разработки в отношении частоты и сигнала системы Галилей»), авторы G.W.Hein, J.Godet, J.L.Issler, J.C.Martin, P.Erhard, R.Lucas-Rodriguez и T.Pratt, опубликованном 25.09.2002 по следующему адресу: http://europa.eu.int/comm/energy_transport/galileo/documents/technical_en.htm. Подобно спутникам системы GPS (глобальная система позиционирования) спутники системы Галилей передают индивидуальный PRN код, и приемник Галилея поэтому увязывает принятый сигнал с отдельным спутником. Соответственно приемник Галилея определяет соответствующие «псевдо-дистанции», основанные на разнице между временем передачи сигналов спутниками и временем приема AltBOC сигналов приемником.The European Commission and the European Space Agency (ESA) are improving the GNSS system known as the Galileo systems. Galilean satellites transmit two signals in the E5a frequency band (1176.45 MHz) and two signals in the E5b frequency band (1207.14 MHz) as a combined signal with a center frequency of 1191.795 MHz and a bandwidth of at least 70 MHz using AltBOC modulation. AltBOC signal generation is described in the European Commission's document “Status of Galileo Frequency and Signal Design”, by GWHein, J. Godet, JLIssler, JCMartin, P. Erhard, R .Lucas-Rodriguez and T.Pratt, published on September 25, 2002 at the following address: http://europa.eu.int/comm/energy_transport/galileo/documents/technical_en.htm. Like GPS (Global Positioning System) satellites, Galileo satellites transmit an individual PRN code, and the Galileo receiver therefore associates the received signal with a separate satellite. Accordingly, the Galileo receiver determines the corresponding "pseudo-distances" based on the difference between the satellite signal transmission time and the AltBOC signal reception time by the receiver.
Стандартная линейная смещенная несущая (LOC) модулирует временную область сигнала с помощью синусоиды sin(ω0t), которая сдвигает частоту сигнала в верхнюю боковую полосу и соответствующую нижнюю боковую полосу. ВОС модуляция выполняет сдвиг частоты, используя квадратную форму волны, или sign(sin(ω0t)), и обычно обозначается как BOC(fs,fc), где fs - частота поднесущей (квадратная форма волны) и fc - это частота распределения импульсов кода. Для ясности коэффициенты 1,023 МГц обычно исключаются из обозначения, и ВОС (15,345 МГц, 10,23 МГц) модуляция обозначается ВОС (15, 10).A standard linear offset carrier (LOC) modulates the time domain of the signal using the sinusoid sin (ω 0 t), which shifts the signal frequency to the upper sideband and the corresponding lower sideband. BOC modulation performs a frequency shift using a square waveform, or sign (sin (ω 0 t)), and is usually denoted as BOC (f s , f c ), where f s is the subcarrier frequency (square waveform) and f c is this is the frequency distribution of the pulses of the code. For clarity, 1.023 MHz coefficients are usually excluded from the designation, and BOC (15.345 MHz, 10.23 MHz) modulation is denoted by BOC (15, 10).
Модуляция временной области сигнала комплексной экспонентой еjω0 сдвигает частоту сигнала только в верхнюю боковую полосу частот. Цель AltBOC модуляции - генерировать в когерентном виде Е5а и Е5b полосы, которые модулируются комплексными экспонентами, или поднесущими, так, что сигналы могут быть приняты как широкополосный «ВОС-подобный сигнал». Каждая полоса Е5а и Е5b имеет соответствующее синфазное (I) и квадратурное (Q) распределение, или PRN коды, с кодами Е5а, смещенными в нижнюю полосу частот, и кодами Е5b, смещенными в верхнюю полосу частот. Соответствующие Е5а и Е5b квадратурные несущие модулируются пилот-сигналом без передачи данных, а соответствующие синфазные несущие модулируются и PRN кодами, и сигналами передачи данных.Modulation of the time domain of the signal by the complex exponent e jω0 shifts the frequency of the signal only to the upper side frequency band. The goal of AltBOC modulation is to generate in a coherent form E5a and E5b bands that are modulated by complex exponents, or subcarriers, so that the signals can be received as a broadband "BOC-like signal." Each band E5a and E5b has a corresponding in-phase (I) and quadrature (Q) distribution, or PRN codes, with E5a codes shifted to the lower frequency band and E5b codes shifted to the upper frequency band. The corresponding E5a and E5b quadrature carriers are modulated by the pilot signal without data transmission, and the corresponding common-mode carriers are modulated by both PRN codes and data transmission signals.
AltBOC модуляция имеет то преимущество, что Е5а (I и Q) и Е5b (I и Q) сигналы могут быть обработаны независимо друг от друга как традиционные BPSK (10) (Binary Phase-Shift Keying - двоичная фазовая манипуляция) сигналы или совместно, что ведет к большим преимуществам с точки зрения шума при отслеживании и многолучевого распространения.AltBOC modulation has the advantage that E5a (I and Q) and E5b (I and Q) signals can be processed independently of each other as traditional BPSK (10) (Binary Phase-Shift Keying) signals or together, which leads to great advantages in terms of tracking noise and multipath.
Что касается принципа демодуляции при AltBOC модуляции, достаточно аппроксимировать AltBOC сигнал в основной полосе частот его аналогом AltLOC (Alternate Linear Offset Carrier - переменная линейная смещенная несущая):Regarding the principle of demodulation in AltBOC modulation, it is enough to approximate the AltBOC signal in the main frequency band with its analogue AltLOC (Alternate Linear Offset Carrier - variable linear offset carrier):
гдеWhere
c1(t) - PRN код составляющей (E5bI) Е5b-данных и d1(t) - соответствующая бит модуляция;c 1 (t) is the PRN code of the component (E5bI) of the E5b data and d 1 (t) is the corresponding modulation bit;
с2(t) - PRN код составляющей (Е5аI) Е5а-данных и d2(t) - соответствующая бит модуляция;c 2 (t) is the PRN code of the component (E5aI) of the E5a data and d 2 (t) is the corresponding modulation bit;
с3(t) - PRN код составляющей (E5bQ) Е5b-пилота;with 3 (t) - PRN code of the component (E5bQ) of the E5b pilot;
c4(t) - PRN код составляющей (E5aQ) Е5а-пилота;c 4 (t) - PRN code of the component (E5aQ) of the E5a pilot;
показатели экспоненты представляющей модуляцию поднесущей Е5а и Е5b;exponents representing the modulation subcarrier E5a and E5b;
ωs - пульсация боковой частоты смещения: ωs=2 πfs, где fs=15,345 МГц.ω s is the pulsation of the lateral displacement frequency: ω s = 2 πf s , where f s = 15,345 MHz.
В действительности s(t) содержит дополнительные составляющие произведения, а экспоненты поднесущей квантуются. Этот эффект не включается явным образом в формулу с целью простоты. S(t) модулируется на несущей Е5 на частоте 1191,795 МГц.In fact, s (t) contains additional product components, and the subcarrier exponents are quantized. This effect is not explicitly included in the formula for simplicity. S (t) is modulated on a carrier E5 at a frequency of 1191.795 MHz.
Большинство предшествующих публикаций описывают AltBOC с точки зрения бортовой аппаратуры спутника, то есть с точки зрения передатчика. Но вопросу приема уделяется очень мало внимания.Most of the previous publications describe AltBOC from the point of view of satellite satellite equipment, i.e. from the point of view of the transmitter. But the issue of admission is given very little attention.
Публикация «Сравнение погрешности слежения за AWGN кодом для Alternative-ВОС, Complex-LOC и Complex-BOC вариантов модуляции в полосе частот Е5 сигнала Галилея», авторы М.Soellner и Ph.Erhard, GNSS 2003, Апрель 2003, раскрывает принцип построения AltBOC приемника для слежения за AltBOC пилот компонентом, как показано на фиг.1.The publication "Comparison of the tracking error for AWGN code for Alternative-BOC, Complex-LOC and Complex-BOC modulation options in the E5 band of the Galilean signal", by M. Soellner and Ph. Erhard, GNSS 2003, April 2003, reveals the principle of constructing an AltBOC receiver to track the AltBOC pilot component as shown in FIG. 1.
На Фиг.1 представлено, что AltBOC приемник получает с антенны 1 сигнал, который включает в себя совместные коды, передаваемые всеми спутниками, находящимися в пределах видимости. Принятый сигнал подается на RF/IF каскад 2, который традиционным способом преобразовывает принятый радиочастотный сигнал RF в сигнал с промежуточной частотой IF, частота которого совместима с другими компонентами приемника, далее фильтрует IF сигнал через IF полосовой фильтр, который имеет полосу пропускания на желаемой средней частоте несущей, и дискретизирует фильтрованный IF сигнал с частотой, удовлетворяющей теореме Найквиста с целью образования соответствующих цифровых синфазных (I) и квадратурных (Q) выборок сигнала известным способом. Ширина полосы пропускания фильтра должна быть достаточно большой, чтобы дать возможность прохождения первичной гармоники AltBOC совместного пилот-кода, что составляет приблизительно 51 МГц. Широкая полоса пропускания приводит к относительно крутому фронту импульса кода в принятом коде и соответственно к довольно хорошо выраженным корреляционным пикам.Figure 1 shows that the AltBOC receiver receives a signal from
AltBOC приемник содержит локальный генератор 4 несущей, например, типа NCO (генератор с числовым управлением), синхронизированный частотой IF, для генерирования угла «поворота» фазы на М битов, подаваемого на фазовращатель 3, получающий выборки IF сигнала на N битов. После преобразования в фазовращателе выборки сигнала на N битов поступают на три комплексных коррелятора, каждый из которых содержит умножитель 10, 11, 12 сигнала и интегратор 13, 14, 15. Интеграторы суммируют выборки сигнала в течение заранее заданного времени интеграции Tint.The AltBOC receiver contains a
Также AltBOC приемник содержит другой локальный генератор 5 типа NCO, синхронизированный с частотой fc элемента кода, который управляет комплексным генератором 6 AltBBOC кода для локального генерирования комплексных PRN пилот-кодов данного спутника. Генерированные пилот-коды проходят через многоразрядную линию задержки 7, содержащую три ячейки Е, Р, L, формирующие соответственно опережающий, мгновенный и запаздывающий опорный сигналы локальных PRN кодов, которые подаются на вход умножителей 10, 11, 12.The AltBOC receiver also contains another local
Сигналы CE, СP, CL, подающиеся с интеграторов 13, 14, 15, затем используются для генерирования фазы несущей и сигналов ошибки кода, которые управляют NCO генераторами 4, 5.The signals C E , C P , C L supplied from the
Недостатком генератора 6 AltBOC кода является его сложность и многоразрядность. То есть,The disadvantage of the
он производит квантованный вариант Alt-LOC сигнала при передаче в основной полосе (предполагается, что отслеживается только пилот-компонент) в следующем виде:it produces a quantized version of the Alt-LOC signal during transmission in the main band (it is assumed that only the pilot component is tracked) in the following form:
Генерирование такого сложного сигнала, передающегося в основной полосе, вызывает трудности. Схема построения, представленная на фиг.1, также предполагает, что все компоненты (линия задержки, умножители и интеграторы) работают на сложных многоразрядных числах.The generation of such a complex signal transmitted in the main band causes difficulties. The construction scheme presented in figure 1 also assumes that all components (delay line, multipliers and integrators) operate on complex multi-bit numbers.
Раскрытие изобретенияDisclosure of invention
Цель настоящего изобретения - обеспечить упрощенный способ и устройство демодуляции сигналов Галилея.The purpose of the present invention is to provide a simplified method and device for the demodulation of Galileo signals.
Эта цель достигается с помощью способа демодуляции сигналов с переменной бинарной смещенной несущей, содержащих, по меньшей мере, две поднесущие, причем каждая имеет синфазную и квадратурную составляющие, модулированные псевдослучайными кодами. При этом квадратурные составляющие модулируются пилот-сигналами без передачи данных, а синфазные составляющие модулируются сигналами передачи данных. Указанный способ содержит следующие операции:This goal is achieved by a method of demodulating signals with a variable binary biased carrier, containing at least two subcarriers, each having in-phase and quadrature components modulated by pseudo-random codes. In this case, the quadrature components are modulated by the pilot signals without data transmission, and the in-phase components are modulated by the data transmission signals. The specified method contains the following operations:
- преобразование сигналов с переменной бинарной смещенной несущей на промежуточную частоту, фильтрацию с помощью полосового фильтра преобразованных сигналов и дискретизацию отфильтрованных сигналов,- conversion of signals with a variable binary biased carrier to an intermediate frequency, filtering using a band-pass filter of the converted signals and sampling the filtered signals,
- формирование фазы несущей и вращения фазы несущей дискретизированных сигналов в соответствии с указанной фазой несущей,- the formation of the phase of the carrier and the rotation of the phase of the carrier of the sampled signals in accordance with the specified phase of the carrier,
- корреляцию сигналов, полученных в результате вращения фазы несущей дискретизированных сигналов.- correlation of signals obtained as a result of rotation of the carrier phase of the discretized signals.
В соответствии с изобретением этот способ также содержит операции формирования для каждой поднесущей псевдослучайных бинарных кодов и фазы поднесущей, которые используются для корреляции сигналов, полученных в результате вращения фазы несущей дискретизированных сигналов.In accordance with the invention, this method also comprises generating pseudo-random binary codes and a subcarrier phase for each subcarrier, which are used to correlate signals obtained as a result of the rotation of the carrier phase of the sampled signals.
В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения способ также содержит операцию преобразования указанных псевдослучайных кодов указанных поднесущих в фазовые углы, которые объединены соответственно с фазами поднесущих таким образом, чтобы получить результирующие фазовые углы для каждой поднесущей; при этом результирующие фазовые углы сдвинуты по фазе так, чтобы получить, по меньшей мере, один опережающий, мгновенный и, по меньшей мере, один запаздывающий фазовый угол для каждой поднесущей. Указанная операция корреляции содержит этапы вращения фазы указанных повернутых дискретизированных сигналов на указанные опережающий, мгновенный и запаздывающий фазовые углы каждой поднесущей с целью получения опережающего, мгновенного и запаздывающего опорного сигнала указанных дискретизированных сигналов для каждой поднесущей, а также интегрирование соответственно опережающего, мгновенного и запаздывающего опорных сигналов для каждой поднесущей в течение заданного времени.According to a preferred embodiment of the invention, the method also comprises the step of converting said pseudo-random codes of said subcarriers into phase angles, which are combined respectively with the phases of the subcarriers so as to obtain the resulting phase angles for each subcarrier; wherein the resulting phase angles are phase shifted so as to obtain at least one leading, instantaneous and at least one delayed phase angle for each subcarrier. Said correlation operation comprises the steps of phase rotation of said rotated sampled signals by said leading, instantaneous and delayed phase angles of each subcarrier in order to obtain a leading, instantaneous and delayed reference signal of said sampled signals for each subcarrier, as well as integrating respectively leading, instantaneous and delayed reference signals for each subcarrier for a given time.
В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения способ также содержит операцию поворота фазы указанных повернутых дискретизированных сигналов в соответствии с указанными фазами поднесущих с тем, чтобы получить повернутые по фазе дискретизированные сигналы для каждой поднесущей перед корреляцией указанных повернутых дискретизированных сигналов.According to a preferred embodiment of the invention, the method also comprises a phase rotation operation of said rotated sampled signals in accordance with said phases of the subcarriers so as to obtain phase-rotated sampled signals for each subcarrier before correlation of said rotated sampled signals.
В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения способ содержит также операцию сдвига разряда указанных псевдослучайных кодов с тем, чтобы получить, по меньшей мере, один опережающий, мгновенный и, по меньшей мере, один запаздывающий псевдослучайный код, при этом указанная операция корреляции содержит этапы объединения указанных повернутых по фазе дискретизированных сигналов для каждой поднесущей с указанными опережающим, мгновенным и запаздывающим псевдослучайными кодами и интегрирования результирующих сигналов в течение заданного времени так, чтобы получить опережающие, мгновенные и запаздывающие корреляционные сигналы для каждой поднесущей. Также указанный способ содержит низкочастотную посткорреляционную фазу, включающую в себя фазовое вращение опережающего и запаздывающего корреляционного сигналов каждой поднесущей соответственно на противоположные постоянные фазовые углы, а также сложение полученных таким образом опережающих корреляционных сигналов указанных поднесущих, мгновенных корреляционных сигналов указанных поднесущих и полученных запаздывающих корреляционных сигналов указанных поднесущих с тем, чтобы получить соответственно результирующие опережающий, мгновенный и запаздывающий корреляционные сигналы.In accordance with a preferred embodiment of the invention, the method also includes a discharge shift operation of said pseudo-random codes in order to obtain at least one leading, instantaneous and at least one delayed pseudo-random code, wherein said correlation operation comprises the steps of combining said phase-rotated discretized signals for each subcarrier with the indicated leading, instant and lagging pseudo-random codes and integrating the resulting signals in for a predetermined time so as to obtain leading, instantaneous and delayed correlation signals for each subcarrier. Also, this method contains a low-frequency post-correlation phase, which includes the phase rotation of the leading and lagging correlation signals of each subcarrier, respectively, by opposite constant phase angles, as well as the addition of the thus obtained leading correlation signals of these subcarriers, instantaneous correlation signals of these subcarriers and the received delayed correlation signals of these subcarriers in order to obtain correspondingly leading leading th, instantaneous and delayed correlation signals.
В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения далее способ содержит операцию определения объединенной частоты несущей и поднесущей для каждой поднесущей, при этом операции вращения фазы указанной несущей и указанных поднесущих объединены в одну операцию вращения фазы для каждой поднесущей, используя указанные объединенные частоты несущей и поднесущей.According to a preferred embodiment of the invention, the method further comprises the step of determining the combined carrier and subcarrier frequencies for each subcarrier, wherein the phase rotation operations of said carrier and said subcarriers are combined into one phase rotation operation for each subcarrier using said combined carrier and subcarrier frequencies.
В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения указанная операция корреляции содержит операцию объединения повернутых по фазе дискретизированных сигналов для каждой поднесущей соответственно с псевдослучайными кодами указанной поднесущей и операцию интегрирования в течение заданного времени результирующих сигналов для получения корреляционного сигнала для каждой поднесущей.According to a preferred embodiment of the invention, said correlation operation comprises the operation of combining the phase-rotated sampled signals for each subcarrier, respectively, with the pseudo-random codes of the specified subcarrier, and the operation of integrating the resulting signals for a predetermined time to obtain a correlation signal for each subcarrier.
В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения способ содержит низкочастотную посткорреляцию фазы, содержащую операции объединения корреляционных сигналов для указанных поднесущих, чтобы получить мгновенный корреляционный сигнал, использующийся как вход PLL (ФАПЧ) дискриминатора, возбуждающий генератор, управляющий указанной операцией вращения несущей, и опережающий-минус-запаздывающий корреляционный сигнал, использующийся как вход DLL дискриминатора, возбуждающий генератор, управляющий указанным формированием кода и указанным формированием фазы поднесущей.According to a preferred embodiment of the invention, the method comprises a low-frequency post-correlation phase comprising combining the correlation signals for said subcarriers to obtain an instantaneous correlation signal used as a PLL (PLL) input of a discriminator, an excitation generator that controls the specified operation of the carrier rotation, and leading-minus -delayed correlation signal used as an input of the discriminator DLL, an exciting generator controlling this formation code and the specified phase formation of the subcarrier.
В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения опережающий-минус-запаздывающий корреляционный сигнал получается путем корреляционных сигналов указанных поднесущих Е5а и Е5b с помощью следующей формулы:In accordance with a preferred embodiment of the invention, the leading-minus-delayed correlation signal is obtained by correlation signals of said subcarriers E5a and E5b using the following formula:
СE5, EmL=j(СE5a, 0-СE5b, 0).C E5, EmL = j (C E5a, 0 -C E5b, 0 ).
В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения DLL дискриминатор является дискриминатором типа «Dot-product power» («Степень скалярного произведения» и выполняет следующую операцию:In accordance with a preferred embodiment of the invention, the DLL discriminator is a “Dot-product power” type discriminator and performs the following operation:
D=Real[CE5, EmL·C*E5, 0],D = Real [C E5, EmL · C * E5, 0 ],
где Real() является функцией, отражающей действительную часть комплексного числа,where Real () is a function that reflects the real part of a complex number,
сигнал D служит для возбуждения генератора, управляющего формированием кода и формированием фазы поднесущей.the signal D serves to excite the generator that controls the formation of the code and the formation of the phase of the subcarrier.
В соответствии с предпочтительным вариантом реализации изобретения DLL дискриминатор выполняет следующую операцию:In accordance with a preferred embodiment of the invention, the DLL discriminator performs the following operation:
CE5, EmL=j(СE5a, 0-СE5b, 0),C E5, EmL = j (C E5a, 0 -C E5b, 0 ),
где Imag() является функцией, отражающей мнимую часть комплексного числа.where Imag () is a function that reflects the imaginary part of a complex number.
Изобретение касается также устройства демодуляции сигналов с переменной бинарной смещенной несущей, содержащих, по меньшей мере, две поднесущие, каждая из которых имеет синфазную и квадратурную составляющую, модулированные псевдослучайными кодами, при этом квадратурные составляющие модулируются пилот-сигналами без передачи данных, а синфазные составляющие модулируются сигналами передачи данных. В соответствии с изобретением данное устройство содержит средства осуществления вышеупомянутого способа.The invention also relates to a device for demodulating signals with a variable binary biased carrier, containing at least two subcarriers, each of which has a common-mode and quadrature component, modulated by pseudorandom codes, while the quadrature components are modulated by pilot signals without data transmission, and the common-mode components are modulated data transmission signals. In accordance with the invention, this device comprises means for implementing the aforementioned method.
Краткое описание чертежейBrief Description of the Drawings
Изобретение, а также его особенности и преимущества будут более понятны из следующего описания, представленного со ссылками на приложенные чертежи.The invention, as well as its features and advantages will be more apparent from the following description, presented with reference to the attached drawings.
Фиг.1 - функциональная блок-схема канала AltBOC демодулятора согласно прототипу.Figure 1 - functional block diagram of the channel AltBOC demodulator according to the prototype.
Фиг.2 представляет график корреляционной функции отдельной составляющей при демодуляции каждой составляющей AltBOC сигнала.Figure 2 is a graph of the correlation function of a single component when demodulating each component of the AltBOC signal.
Фиг.3 - диаграмма Френеля корреляционных функций отдельных составляющих Е5аQ и Е5bQ.Figure 3 is a Fresnel diagram of the correlation functions of the individual components E5aQ and E5bQ.
Фиг.4 представляет пиковые значения объединенной корреляционной функции, объединяющей корреляционные функции отдельных составляющих E5aQ и E5bQ.Figure 4 represents the peak values of the combined correlation function combining the correlation functions of the individual components E5aQ and E5bQ.
Фиг.5 - функциональная блок-схема канала AltBOC демодулятора в соответствии с первым вариантом реализации настоящего изобретения.5 is a functional block diagram of an AltBOC channel demodulator in accordance with a first embodiment of the present invention.
Фиг.6 - функциональная блок-схема канала AltBOC демодулятора в соответствии со вторым вариантом реализации настоящего изобретения.6 is a functional block diagram of an AltBOC channel demodulator in accordance with a second embodiment of the present invention.
Фиг.7 - функциональная блок-схема AltBOC демодулятора с двумя каналами, показанными на фиг.6.7 is a functional block diagram of the AltBOC demodulator with two channels shown in Fig.6.
Фиг.8 - функциональная блок-схема двухканального AltBOC демодулятора в соответствии с третьим вариантом реализации настоящего изобретения.Fig. 8 is a functional block diagram of a two-channel AltBOC demodulator in accordance with a third embodiment of the present invention.
Фиг.9 - диаграмма Френеля корреляционных функций отдельных составляющих Е5аQ и Е5bQ, полученных с AltBOC демодулятором, представленным на фиг.9.Fig.9 is a Fresnel diagram of the correlation functions of the individual components E5aQ and E5bQ obtained with the AltBOC demodulator shown in Fig.9.
Фиг.10 - функциональная блок-схема приемника, содержащего AltBOC демодулятор, представленный на фиг.8 согласно первому варианту реализации.FIG. 10 is a functional block diagram of a receiver comprising an AltBOC demodulator shown in FIG. 8 according to a first embodiment.
Фиг.11 - функциональная блок-схема приемника, содержащего AltBOC демодулятор, представленный на фиг.8 согласно второму варианту реализации.11 is a functional block diagram of a receiver comprising an AltBOC demodulator shown in FIG. 8 according to a second embodiment.
Фиг.12 и 13 - функциональные блок-схемы AltBOC приемника, полученные из приемника на фиг.11 согласно третьему и четвертому вариантам реализации.12 and 13 are functional block diagrams of an AltBOC receiver obtained from the receiver of FIG. 11 according to the third and fourth embodiments.
Осуществление изобретенияThe implementation of the invention
Далее подробно рассматриваются основные особенности изобретения. Согласно принципу AltBOC демодуляции пилот-канал формируется путем объединения Е5аQ и Е5bQ сигналов. AltBOC пилот сигнал состоит из составляющих с3 и с4:The main features of the invention are described in detail below. According to the AltBOC demodulation principle, a pilot channel is formed by combining the E5aQ and E5bQ signals. AltBOC pilot signal consists of components c3 and c4:
где ωs - пульсация частоты смещения в боковой полосе частот: ωs=2πfs, с fs=15.345 MHz.where ω s is the ripple of the displacement frequency in the lateral frequency band: ω s = 2πf s , with f s = 15.345 MHz.
В принципе каждая составляющая может быть демодулирована путем корреляции sp(t) с последовательностью импульсов кода, сi-последовательностью, умноженной на комплексную сопряженную величину соответствующей экспоненты поднесущей, то есть для слежения за с3(t) составляющей приемник должен коррелировать с . Соответствующая корреляционная функция СЕ5bQ(τ) может быть легко выведена (принимая полосу пропускания бесконечной):In principle, each component can be demodulated by correlating s p (t) with a sequence of code pulses, with an i- sequence multiplied by the complex conjugate value of the corresponding subcarrier exponent, that is, to track the 3 (t) component, the receiver must correlate with . The corresponding correlation function C E5bQ (τ) can be easily derived (assuming an infinite bandwidth):
гдеWhere
знак «∝» означает «пропорционально»;the sign "∝" means "proportionally";
τ - задержка между входящим сигналом и опорными сигналами с локальным кодом и поднесущей;τ is the delay between the incoming signal and the reference signals with a local code and a subcarrier;
Tint - время интегрирования;T int - integration time;
Тc - длительность импульса в единицах времени.T c - pulse duration in units of time.
Изменения сигнала СЕ5bQ(τ) как функция ошибки отслеживания кода представлены на фиг.2. Графики 17 и 18 являются соответственно действительной (I) и мнимой (Q) составляющими этой функции, тогда как график 16 является их амплитудой. Можно видеть, что она является комплексной функцией τ: если опорные сигналы с локальным кодом и поднесущей не совпадают, энергия переходит от I к Q-ветви. Такой корреляционный пик не может быть отслежен, поскольку отклонения кода и несущей не разделяются явным образом: любое смещение кода ведет к ошибке отслеживания фазы несущей. Поскольку цикл несущей в основном намного быстрее, чем цикл кода, то энергия в Q-ветви будет стремиться к нулю, что ведет к видимому чистому корреляционному пику BPSK в цикле кода.Changes in signal C E5bQ (τ) as a function of code tracking error are shown in FIG.
Дополнительная информация, необходимая, чтобы использовать ВОС принцип, состоит в том, что другая боковая полоса частот когерентно передается в частотном интервале 2fs=ωs/π. Корреляционная функция CЕ5аQ(τ) получается путем корреляции sp(t) с Additional information necessary to use the BOC principle is that the other sideband is coherently transmitted in the frequency range 2f s = ω s / π. The correlation function C Е5аQ (τ) is obtained by correlating s p (t) with
Диаграмма Френеля на фиг.3 дает наглядное представление о комплексных корреляциях CЕ5аQ(τ) и CЕ5аQ(τ). На этой диаграмме обе корреляции представлены как векторы в плоскости I, Q. По мере возрастания задержки кода τ CЕ5bQ и CЕ5аQ поворачиваются на угол +ωsτ и -ωsτ соответственно, а их амплитуда уменьшается в соответствии с triangle функцией, образуя две спирали, как показано на фиг.3.The Fresnel diagram in FIG. 3 gives a visual representation of the complex correlations of C E5aQ (τ) and C E5aQ (τ). In this diagram, both correlations are represented as vectors in the I, Q plane. As the code delay increases, τ C Е5bQ and C Е5аQ rotate by an angle + ω s τ and -ω s τ, respectively, and their amplitude decreases in accordance with the triangle function, forming two spirals, as shown in FIG.
Объединенная функция корреляционного пика может быть вычислена суммированием корреляций CЕ5аQ(τ) и CЕ5bQ(τ); что соответствует сложению векторов на фиг.3:The combined function of the correlation peak can be calculated by summing the correlations C E5aQ (τ) and C E5bQ (τ); which corresponds to the addition of vectors in figure 3:
Как показано на фиг.4, функция CЕ5Q(τ), которая соответствует AlktBOC пиковой корреляционной функции, является действительной (график 36) для всех задержек кода, мнимая часть (график 37) является нулевой и, следовательно, может быть использована для слежения за кодом.As shown in FIG. 4, the function C E5Q (τ), which corresponds to the AlktBOC peak correlation function, is valid (graph 36) for all code delays, the imaginary part (graph 37) is zero and, therefore, can be used to track code.
Что касается пилот-канала, то объединенный Е5а/Е5b корреляционный пик получается простым суммированием отдельных пиков Е5а и Е5b. Что касается канала данных, то может быть использован тот же принцип, но биты данных должны быть ликвидированы перед объединением: корреляционный пик Е5-данных представляется какAs for the pilot channel, the combined E5a / E5b correlation peak is obtained by simple summation of the individual peaks E5a and E5b. As for the data channel, the same principle can be used, but the data bits must be eliminated before combining: the correlation peak of the E5 data is represented as
Подобный процесс оценки бита позволяет сделать канал слежения менее грубым, особенно при низком значении отношения сигнала к шуму (C/N0), где вероятность ошибки бита высока.Such a process of estimating a bit makes the tracking channel less coarse, especially when the signal-to-noise ratio is low (C / N 0 ), where the probability of bit error is high.
Исходя из этого принципа, пять предпочтительных вариантов реализации AltBOC демодулятора будут рассмотрены в соответствии с изобретением. При умелом разделении пред- и посткорреляционной обработки обработка AltBOC при передаче в основной полосе может быть произведена с малыми потерями по отношению к традиционным BPSK сигналам (BPSK - когерентный прием противоположных сигналов фазовой модуляции).Based on this principle, five preferred embodiments of the AltBOC demodulator will be considered in accordance with the invention. With the skillful separation of pre- and post-correlation processing, AltBOC processing during transmission in the main band can be performed with low losses with respect to traditional BPSK signals (BPSK - coherent reception of opposite phase modulation signals).
AltBOC демодуляторы, представленные ниже, строятся исходя из предположения, что отслеживается пилот-канал, но такой же подход распространяется и на отслеживание канала данных.AltBOC demodulators presented below are built on the assumption that the pilot channel is being monitored, but the same approach applies to data channel tracking.
Было показано, что построение AltBOC корреляционных пиков включает в себя корреляцию входного сигнала с и и суммирование этих двух комплексных корреляций. В приемнике это производится в двух идентичных каналах, совместно использующих один и тот же локальный код и генераторы несущей.It has been shown that building AltBOC correlation peaks involves correlating the input signal with and and summing up these two complex correlations. At the receiver, this is done in two identical channels sharing the same local code and carrier generators.
Как объяснялось выше, демодуляция составляющей c3 включает в себя корреляцию входного сигнала с Эта операция эквивалентна повороту входного сигнала на угол -ωst-π/2 с последующим умножением на с3 PRN импульсов и интегрирование. Умножение на импульсы кода может рассматриваться как дополнительный поворот на 0°, если импульс является +1, или на 180°, если импульс является -1. Этот процесс ведет к первому построению канала AltBOC демодулятора, как представлено на фиг.5.As explained above, the demodulation of component c 3 includes a correlation of the input signal with This operation is equivalent to rotating the input signal by the angle -ω s t-π / 2, followed by multiplication by 3 PRN pulses and integration. Multiplication by code pulses can be considered as an additional rotation by 0 ° if the pulse is +1, or by 180 ° if the pulse is -1. This process leads to the first construction of the AltBOC channel demodulator, as shown in Fig.5.
На фиг.5 канал AltBOC демодулятора принимает через антенну 1 сигнал, который включает в себя AltBOC составные коды, передаваемые всеми спутниками, находящимися в зоне видимости. Принятый сигнал подается на RF/IF каскад 2, который преобразовывает принятый RF сигнал в IF сигнал промежуточной частоты, согласующийся по частоте с другими компонентами приемника, далее фильтрует IF сигнал через IF полосовой фильтр с полосой пропускания на заданной средней частоте несущей и дискретизирует отфильтрованный IF сигнал с частотой, соответствующей требованиям теоремы Найквиста так, чтобы сформировать соответствующие цифровые синфазные (I) и квадратурные (Q) выборки сигнала на N битов известным способом. Ширина полосы пропускания фильтра достаточно большая для прохождения основной гармоники составного пилот-кода, что составляет примерно 51 МГц. Широкая полоса пропускания дает относительно резкие переходы импульсов кода в принятом коде, и, следовательно, довольно хорошо определяются корреляционные пики.In Fig. 5, the AltBOC channel of the demodulator receives a signal through
AltBOC демодулятор содержит локальный генератор 4, например, типа NCO (генератор с числовым управлением), синхронизированный с частотой IF, для формирования угла поворота фазы на М битов, который подается на фазовращатель 3, принимающий выборки IF сигнала на N битов. Выборки сигнала после обработки в фазовращателе 3 поступают параллельно на три фазовращателя 25, 26, 27 перед интегрированием в трех соответствующих интеграторах 28, 29, 30, которые суммируют на входе выборки сигнала в течение времени интегрирования Tint.The AltBOC demodulator contains a
Далее AltBOC демодулятор содержит другой локальный генератор 5 типа NCO, синхронизированный с частотой fc элемента кода и формирующий частоту элемента кода и частоту поднесущей fs=1.5 fc, для возбуждения генератора 20 фазы поднесущей и генератора 21 кода Е5b. Выход генератора 21 кода Е5b связан с детектором 22 фазы PRN. Генератор 20 фазы поднесущей формирует фазу поднесущей на М битов при частоте fs, подаваемой от NCO генератора 5 кода. Генератор 21 кода E5bQ формирует элементы кода E5bQ (0 или 1) на частоте fc, полученной с NCO генератора 5 кода. Фазовый детектор PRN переводит элементы кода (0 или 1) в угол поворота фазы 0 или π.Further, the AltBOC demodulator contains another local
Соответствующие выходные сигналы генератора фазы поднесущей и фазового детектора PRN складываются сумматором 23, при этом выходной сигнал сумматора является сигналом со сдвигом по фазе (действительное число, закодированное на М битов), управляющим многоразрядной линией задержки 24 с тремя ячейками Е, Р, L, вырабатывающими соответственно опережающий, мгновенный и запаздывающий опорные сигналы принятых PRN кодов, которые подаются в виде фазовых сдвигов на соответствующие фазовращатели 25, 26, 27.The corresponding output signals of the phase generator of the subcarrier and the phase detector PRN are added by the adder 23, while the output signal of the adder is a phase-shifted signal (real number encoded in M bits) that controls the multi-bit delay line 24 with three cells E, P, L generating respectively, leading, instantaneous and delayed reference signals of the received PRN codes, which are supplied in the form of phase shifts to the corresponding phase shifters 25, 26, 27.
Корреляционные сигналы CE5b, -1, СE5b, 0 и СE5b, 1, поступающие с интеграторов 28, 29, 30, затем используются как вход дискриминаторов, которые определяют рассогласования фазы кода и несущей, использующиеся для управления генераторами NCO 4, 5.The correlation signals C E5b, -1 , C E5b, 0 and C E5b, 1 , coming from the
Канал демодулятора на фиг.5 имеет два основных отличия от традиционного канала AltBOC демодулятора, показанного на фиг.1:The demodulator channel in FIG. 5 has two main differences from the traditional AltBOC channel of the demodulator shown in FIG. 1:
- входом линии задержки 7 является сдвиг фазы в виде действительного значения сигнала;- the input of the
- умножение на импульс кода, предшествующее интегрированию, заменяется фазовым вращением.- multiplication by the momentum of the code preceding the integration is replaced by phase rotation.
Хотя строб-импульс для данной архитектуры меньше, чем в традиционной на фиг.1, все же достаточно большой по сравнению с традиционной линией задержки 1 бит.Although the strobe pulse for this architecture is smaller than in the traditional one in FIG. 1, it is still quite large compared to the traditional 1-bit delay line.
Архитектура, описанная на фиг.5, может быть в значительной степени усовершенствована благодаря тому, что Е, Р, L вращатели 25, 26, 27 работают на одной и той же частоте, но с фиксированной разностью фаз. А именно, если Р вращатель 26 обеспечивает сдвиг фазы -ωst-π/2, Е вращатель 25 обеспечивает сдвиг фазы -ωs(t+dTc/2)-π/2 и L вращатель 27 -ωs(t-dTc/2)-π/2, где d - Early-Late (опережающее-запаздывающее) смещение в единицах импульсов и Тc - длительность импульса. Эта постоянная разность фаз ±ωsdTc/2 может быть получена из интегрирования и выполняется на малой частоте при посткорреляции (после интегрирования).The architecture described in FIG. 5 can be significantly improved due to the fact that E, P, L rotators 25, 26, 27 operate at the same frequency, but with a fixed phase difference. Namely, if P rotator 26 provides a phase shift of -ω s t-π / 2, E rotator 25 provides a phase shift of -ω s (t + dT c / 2) -π / 2 and L rotator 27 -ω s (t- dT c / 2) -π / 2, where d is the Early-Late (leading-delayed) displacement in units of pulses and T c is the pulse duration. This constant phase difference ± ω s dT c / 2 can be obtained from integration and is performed at a low frequency during post-correlation (after integration).
Это приводит к оптимизации архитектуры, как представлено на фиг.6. По сравнению с архитектурой фиг.5:This leads to optimization of the architecture, as shown in Fig.6. Compared to the architecture of FIG. 5:
- каждый из трех вращателей 25, 26, 27 заменяется соответственно умножителем 33, 34, 35 сигнала;- each of the three rotators 25, 26, 27 is replaced by a
- вращатель 31 поднесущей E5bQ помещен между выходом вращателя 3 несущей и соответствующими входами умножителей 33, 34, 35 сигнала и выполняет вращение фазы на ;- the
- многоразрядная линия задержки 24 заменяется линией задержки 32 кода на один бит (PRN фазовый детектор удаляется) и управляется непосредственно генератором 21 кода Е5b и- the multi-bit delay line 24 is replaced by a
- два умножителя 36, 37 сигнала соответственно на е-jα и еjα вставлены соответственно на выходах Е и L интеграторов 28 и 30.- two
Два умножителя 36, 37 сигнала относятся к низкочастотной посткорреляционной стадии (после интегрирования), в то время как другая часть этой архитектуры относится к высокочастотной предкорреляционной стадии.Two
Согласно этой архитектуре добавляется только один дополнительный блок по отношению к традиционному BPSK демодулятору - это вращатель 31 поднесущей, фаза которой управляется NCO генератором 5 кода. Такая архитектура математически эквивалентна архитектуре фиг.5, если α устанавливается ωsdTc/2. Однако могут быть выбраны другие величины α, чтобы получить фактически любой другой сдвиг фазы между опережающим и запаздывающим опорными сигналами.According to this architecture, only one additional block is added with respect to the traditional BPSK demodulator - this is the
Для ясности в архитектуре AltBOC демодулятора на фиг.5 и фиг.6 показано только три комплексных коррелятора (опережающий, мгновенный и запаздывающий). В действительности слежение за боковым лепестком может потребовать, по меньшей мере, два дополнительных коррелятора (сверхопережающий и сверхзапаздывающий), но это влечет за собой прямое расширение системы.For clarity, the AltBOC demodulator architecture in FIG. 5 and FIG. 6 shows only three complex correlators (leading, instant, and lagging). In fact, tracking a side lobe may require at least two additional correlators (super-forward and super-retarded), but this entails a direct expansion of the system.
Поэтому архитектура, представленная на фиг.5 или фиг.6, может быть расширена до любого количества корреляторов. Например, может быть использовано n опережающих и m запаздывающих корреляторов, причем каждый питается от соответствующей ячейки линии задержки. СE5b, 0 соответствует мгновенной корреляции. Обычно опережающая и запаздывающая корреляции вычисляются, используя задержку одной ячейки относительно мгновенной корреляции, то есть они соответствуют СE5b, 1 и СE5b, -1. Однако они могут быть установлены, используя любую другую задержку. Обычно назначение дополнительных корреляций заключается в определении отслеживания боковой амплитуды.Therefore, the architecture shown in FIG. 5 or FIG. 6 can be expanded to any number of correlators. For example, n leading and m lagging correlators can be used, each powered by a corresponding delay line cell. With E5b, 0 corresponds to instantaneous correlation. Usually, the leading and lagging correlations are calculated using the delay of one cell relative to the instantaneous correlation, that is, they correspond to C E5b, 1 and C E5b, -1 . However, they can be set using any other delay. Typically, the purpose of additional correlations is to determine lateral amplitude tracking.
Фиг.5 и 6 иллюстрируют архитектуру одного отдельного канала. В AltBOC приемнике два этих канала для сигнала Е5 (один для Е5а и один для Е5b) связаны и корреляции суммируются для формирования AltBOC корреляционного сигнала. Такой комбинированный канал, полученный из архитектуры на фиг.6, показан на фиг.7.5 and 6 illustrate the architecture of one separate channel. In the AltBOC receiver, these two channels for the E5 signal (one for E5a and one for E5b) are connected and the correlations are summed to form the AltBOC correlation signal. Such a combined channel obtained from the architecture of FIG. 6 is shown in FIG. 7.
На фиг.7 архитектура содержит общий RF/IF каскад 2, вращатель 3 несущей NCO, генератор 4 и NCO генератор 5 кода.7, the architecture comprises a common RF /
Каждый канал Е5а, Е5b содержит фазовращатель 31а, 31b поднесущей, генератор 21а, 21b кода Е5а/Е5b, питающийся от линии задержки соответственно 32а, 32b, три соответствующих коррелятора Е, P, L, каждый из которых включает в себя умножитель 33а, 34а, 35а, 33b 34b 35b сигнала и интегратор 28а, 29а, 30а, 28b, 29b, 30b. Опережающая и запаздывающая ветви каждого канала Е5а и Е5b содержат по два соответствующих умножителей 36а, 37а, 36b, 37b сигнала на коэффициент, соответственно равный е-jα и еjα. Фазовращатель 31b поднесущей выполняет поворот фазы на , в то время как фазовращатель 31а поднесущей выполняет поворот фазы на .Each channel E5a, E5b contains a
Канал Е5а также содержит дополнительный умножитель 41а сигнала на коэффициент, равный -1, включенный между NCO генератором 5 кода и вращателем E5aQ 31а поднесущей. Выходы этих двух каналов складываются тремя сумматорами 42, 43, 44, на выходе которых получены соответственно корреляционные сигналы CE5, 1, CE5, 0 и CE5, -1 Channel E5a also contains an
Расширяя формулы (4) и (5), можно получить следующие формулы, определяющие корреляции CE5b, k и CE5a, k:Expanding formulas (4) and (5), we can obtain the following formulas that determine the correlations C E5b, k and C E5a, k :
где α=ωsbTc/2=2πfsbTc/2. Интервал Early-Late (Опережение-запаздывание) d определяется тактовой частотой линии задержки 32. Обычно d находится в диапазоне от 0,1 до 1.where α = ω s bT c / 2 = 2πf s bT c / 2. The Early-Late interval d is determined by the clock frequency of the
Что касается слежения, то в приемнике используются CE5,k корреляции для построения фазовых дискриминаторов кода и несущей, выход которых пропорционален ошибке отслеживания фазы кода и несущей соответственно.As for tracking, the receiver uses C E5, k correlations to construct phase code and carrier discriminators whose output is proportional to the tracking error of the code phase and the carrier, respectively.
Основная величина, использующаяся в PLL дискриминаторе, - это мгновенная корреляция CE5, 0. Основная величина, использующаяся в DLL дискриминаторе, - это разность между Early (опережающей) и Late (запаздывающей) корреляциями, также упомянутая как опережающая-минус-запаздывающая корреляция и обозначенная CE5, Eml. Эта разность определяется следующим образом:The main value used in the PLL discriminator is the instantaneous correlation C E5, 0 . The primary value used in the discriminator DLL is the difference between the Early (leading) and Late (lagging) correlations, also referred to as the leading-minus-delayed correlation and denoted by C E5, Eml . This difference is defined as follows:
В особом случае d=1/(2fsTc)=1/(2*15.345/10.23)=1/3, α равна π/2, и можно показать, что CE5, Eml пропорциональна j(CE5a, 0-CE5b, 0) для малых ошибок слежения τ. Этот факт приводит к резкому снижению сложности канала, поскольку только мгновенные корреляции (СЕ5а, 0 и CE5b, 0) необходимы для вычисления отслеживания и кода, и несущей.In the special case, d = 1 / (2f s T c ) = 1 / (2 * 15.345 / 10.23) = 1/3, α is π / 2, and it can be shown that C E5, Eml is proportional to j (C E5a, 0 -C E5b, 0 ) for small tracking errors τ. This fact leads to a sharp decrease in channel complexity, since only instantaneous correlations (C E5a, 0 and C E5b, 0 ) are necessary to calculate the tracking of both the code and the carrier.
Это свойство можно продемонстрировать с помощью повторной обработки выражения для CE5, Eml следующим образом, принимая во внимание, что α=π/2. Подставляя формулы (8)-(13) в формулу (14), получаем следующее:This property can be demonstrated by reprocessing the expression for C E5, Eml as follows, taking into account that α = π / 2. Substituting formulas (8) - (13) into formula (14), we obtain the following:
С другой стороны, при малых ошибках отслеживания кода (τ<<1), j(CE5a, 0-CE5b, 0) упрощается:On the other hand, with small code tracking errors (τ << 1), j (C E5a, 0 -C E5b, 0 ) it is simplified:
Это соотношение показывает, что CE5, Eml пропорционально j(СE5a, 0-СE5b, 0). Коэффициент (2-d) не имеет значения, поскольку он является исключительно коэффициентом усиления, скомпенсированным при нормализации дискриминатора.This relation shows that C E5, Eml is proportional to j (C E5a, 0 -C E5b, 0 ). The coefficient (2-d) does not matter, since it is solely a gain compensated for by the normalization of the discriminator.
Это приводит к представленной на фиг.8 архитектуре, эквивалентной архитектуре на фиг.7 в случае, когда d=1/3, но значительно проще.This leads to the architecture shown in FIG. 8, equivalent to the architecture in FIG. 7 in the case where d = 1/3, but is much simpler.
По сравнению с архитектурами на фиг.6 и 7 данная архитектура не содержит линии задержки 32а, 32b кода и имеет отдельный коррелятор для каждого Е5а и Е5b кода. Каждый коррелятор содержит отдельный умножитель 51а, 51b сигнала, получающий сигнал с выхода соответствующего вращателя Е5а Е5b 31а, 31b поднесущей и коды от соответствующего генератора Е5а и Е5b 21а, 21b кода и отдельный интегратор 52а, 52b. Выходные сигналы СE5a, 0 и СE5b, 0 интеграторов 52а, 52b поступают на сумматор 63 с тем, чтобы получить мгновенный корреляционный сигнал СE5, 0, и на компаратор 64, и умножитель 65 так, чтобы получить Early-minus-Late (опережающий-минус-запаздывающий) корреляционный сигнал СE5, Eml=j(СE5a, 0-СE5b, 0).Compared to the architectures in FIGS. 6 and 7, this architecture does not contain a
Можно увидеть, что последний вариант архитектуры чрезвычайно прост, поскольку содержит только один необходимый в канале коррелятор. Как ни удивительно, но следует сделать вывод, что AltBOC демодулятор может быть выполнен очень эффективно с точки зрения строб-импульсов, несмотря на кажущуюся сложность.You can see that the last version of the architecture is extremely simple, because it contains only one correlator needed in the channel. Surprisingly, it should be concluded that the AltBOC demodulator can be performed very effectively in terms of strobe pulses, despite the apparent complexity.
Последняя архитектура показывает, что отслеживание AltBOC сигнала может выполняться без опережающего или запаздывающего коррелятора. Такой удивительный результат может быть понят из другой диаграммы Френеля, приведенной на фиг.9. Как установлено выше, смещение τ кода пропорционально углу φ между векторами корреляции СE5а, 0 и СE5b, 0: φ=2ωsτ. Из диаграммы видно, что вектор j(СE5a, 0-СE5b, 0), обозначенный «E-L corr» на диаграмме, полученный путем вычитания вектора СE5b, 0 из вектора СE5a, 0 и путем поворота результирующего вектора на 90 градусов, является действительным и имеет амплитуду, пропорциональную углу φ. В этом заключается основная причина того, почему отслеживание AltBOC кода не требует опережающего и запаздывающего опорных сигналов кода: смещение кода может быть получено исключительно из мгновенных корреляторов.The latest architecture shows that AltBOC signal tracking can be performed without leading or lagging correlator. Such an amazing result can be understood from another Fresnel diagram shown in Fig.9. As it was established above, the code shift τ is proportional to the angle φ between the correlation vectors С E5а, 0 and С E5b, 0 : φ = 2ω s τ. From the diagram it can be seen that the vector j (C E5a, 0 -C E5b, 0 ), indicated by “EL corr” in the diagram, obtained by subtracting the vector C E5b, 0 from the vector C E5a, 0 and by rotating the resulting vector 90 degrees, is valid and has an amplitude proportional to the angle φ. This is the main reason why tracking AltBOC code does not require leading and lagging code reference signals: the code offset can be obtained exclusively from instant correlators.
Фиг.10 представляет приемник, содержащий AltBOC демодулятор фиг.8, PLL (фазовая автоподстройка частоты) и DLL (автоподстройка по задержке), управляющие NCO генератором 4 несущей и NCO генератором 5 кода. PLL содержит демодулятор 71, выход Р которого фильтруется PLL фильтром 72 перед подачей на управляющий вход NCO генератора 4 несущей. PLL дискриминатор 71 является дискриминатором, реализующим характеристику арктангенса, который рассчитывает угол комплексного числа СE5, 0:FIG. 10 represents a receiver comprising the AltBOC demodulator of FIG. 8, PLL (phase locked loop) and a DLL (delay locked loop) controlling the
DLL (автоподстройка по задержке) содержит DLL дискриминатор, принимающий корреляционный сигнал СЕ5,eml, и DLL фильтр 76, связанный с входом управления NCO генератора 5 кода. DLL дискриминатор является дискриминатором, выполняющим функцию скалярного произведения, который вычисляет сигнал D=Real(CE5, Eml·С*Е5, 0). Таким образом, DLL дискриминатор содержит комплексную сопряженную функцию 73, на которую подается сигнал СЕ5, 0 и сигнал с умножителя 74 для умножения сигналов, полученных после умножения на j в умножителе 65, на комплексную сопряженную функцию 73. Затем сигнал D, полученный в соответствии с функцией 75, представляющей действительную часть комплексного сигнала, сформированного умножителем 74 сигнала.The DLL (delay auto-tuning) contains a discriminator DLL that receives the correlation signal C E5, eml , and a
После некоторых алгебраических действий из архитектуры на фиг.10 может быть получена более простая архитектура, представленная на фиг.11, которая требует меньшее количество операций для вычисления того же DLL дискриминатора. Согласно дискриминатору на фиг.10:After some algebraic operations, the simpler architecture of FIG. 11 can be obtained from the architecture of FIG. 10, which requires fewer operations to calculate the same discriminator DLL. According to the discriminator in figure 10:
Таким образом, DLL дискриминатор на фиг.11 содержит комплексную сопряженную функцию 81, на которую подается корреляционный сигнал СE5a, 0 и сигнал от умножителя 82 для умножения сигнала комплексной сопряженной функции и корреляционного сигнала СE5b, 0. Затем получается сигнал D с помощью функции Imag() 83, выделяющей мнимую часть комплексного сигнала, сформированного умножителем 82 сигнала.Thus, the DLL discriminator in FIG. 11 comprises a
Дальнейшая модификация архитектуры фиг.11 заключается в замене оператора Imag() оператором Angle() (то есть блоком того же функционального назначения, что и arctan дискриминатор 71).A further modification of the architecture of FIG. 11 consists in replacing the Imag () operator with the Angle () operator (that is, a block of the same functionality as arctan discriminator 71).
Кроме того, архитектура на фиг.11 может быть оптимизирована, как показано на Фиг.12, принимая во внимание, что вращение фазы во вращателе 3 несущей, за которым следует вращение фазы во вращателях 31а, 31b поднесущих, можно объединить в один фазовращатель с фазой, соответствующей сумме фаз несущей и поднесущей.In addition, the architecture of FIG. 11 can be optimized as shown in FIG. 12, taking into account that the phase rotation in the
Таким образом, на фиг.12 вращатель 3 несущей, два вращателя 31а, 31b поднесущей и умножитель 41а фиг.11 заменены на два фазовращателя 92а и 92b (по одному на каждый канал Е5а и Е5b), получающих сигнал с понижением частоты с RF/IF схемы 2. Кроме того, фаза поднесущей, сформированная NCO генератором 4 кода, складывается с помощью сумматора 93а с фазой, сформированной NCO генератором 3 несущей, и вычитается из нее с помощью сумматора 93b, при этом результаты сложения подаются соответственно на фазовращатели 92а, 92b каналов Е5а, Е5b.Thus, in FIG. 12, the
Архитектура, показанная на фиг.13, может быть получена из предыдущей путем замены NCO генератора кода на более простой NCO 95, формирующий только частоту кодового импульса fc, и умножитель 96 частоты кодового импульса fc на 1.5, так, чтобы получить частоту поднесущей fs, которая является входом сумматоров 93а, 93b. Это требует дублирования NCO генератора 4 несущей на каждый канал Е5а, Е5b. Частота несущей, отслеживаемая PLL, поступает на сумматоры 93а, 93b, соответствующие выходы которых возбуждают NCO генераторы 91а, 91b несущей обоих каналов Е5а, Е5b так, чтобы контролировать комбинированные частоты несущей + поднесущей обоих каналов Е5а, Е5b.The architecture shown in FIG. 13 can be obtained from the previous one by replacing the NCO code generator with a
В этой архитектуре высокочастотные процессы предварительной корреляции каналов Е5а, Е5b остаются идентичными. Они оба содержат фазовращатели 92а, 92b, два NCO генератора 91а, 91b, генераторы 21а, 21b кода и коррелятор. Более того, если NCO генератор продублирован и введен по одному на каждый канал, то каждый из высокочастотных процессов предварительной корреляции каналов Е5а и Е5b идентичен традиционному BPSK (двоичная фазовая модуляция) каналу, что дает огромные преимущества при проектировании комбинированного AltBOC/BPSK приемника.In this architecture, the high-frequency processes of preliminary correlation of the channels E5a, E5b remain identical. They both contain
Конечно, оптимизация архитектур, выполненная на фиг.12 и 13, может быть также применена к архитектурам на фиг.5, 6 или 7.Of course, the architecture optimization performed in FIGS. 12 and 13 can also be applied to the architectures in FIGS. 5, 6 or 7.
Claims (11)
СE5, EmL=j(CE5a, 0-СE5b, 0).8. The method according to claim 7, characterized in that the leading-minus-delayed correlation signal (C E5 , EmL ) is obtained from the correlation signals (C E5a, 0 ; C E5b, 0 ) for the specified subcarriers (E5a, E5b) using following formula:
C E5 , EmL = j (C E5a, 0 -C E5b, 0 ).
D=Real[CE5,EmL·C*E5, 0],
где Real() является функцией, отражающей действительную часть комплексного числа,
при этом сигнал D служит для возбуждения генератора (5), управляющего указанным формированием кода и указанным формированием фазы поднесущей.9. The method according to any one of claims 7 and 8, characterized in that the DLL discriminator is a discriminator of the type "degree of scalar product" and performs the following operation:
D = Real [C E5 , EmL · C * E5, 0 ],
where Real () is a function that reflects the real part of a complex number,
the signal D serves to excite the generator (5), which controls the specified formation of the code and the specified phase formation of the subcarrier.
D=Imag(CE5b,0-C*E5a, 0),
где Imag() является функцией, отражающей мнимую часть комплексного числа.10. The method according to any one of claims 7 and 8, characterized in that the DLL discriminator performs the following operation:
D = Imag (C E5b, 0 -C * E5a, 0 ),
where Imag () is a function that reflects the imaginary part of a complex number.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2007112926/09A RU2349049C2 (en) | 2004-09-07 | 2004-09-07 | Method and device of demodulation of galilei signals from variable binary offset carrier (altboc) |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2007112926/09A RU2349049C2 (en) | 2004-09-07 | 2004-09-07 | Method and device of demodulation of galilei signals from variable binary offset carrier (altboc) |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2007112926A RU2007112926A (en) | 2008-10-20 |
RU2349049C2 true RU2349049C2 (en) | 2009-03-10 |
Family
ID=40040864
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2007112926/09A RU2349049C2 (en) | 2004-09-07 | 2004-09-07 | Method and device of demodulation of galilei signals from variable binary offset carrier (altboc) |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2349049C2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20220299654A1 (en) * | 2021-03-16 | 2022-09-22 | Electronics And Telecommunications Research Institue | Method for modulating variable binary offset carrier with discrete time-variant frequency, and satellite navigation signal generator using the same |
-
2004
- 2004-09-07 RU RU2007112926/09A patent/RU2349049C2/en active
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20220299654A1 (en) * | 2021-03-16 | 2022-09-22 | Electronics And Telecommunications Research Institue | Method for modulating variable binary offset carrier with discrete time-variant frequency, and satellite navigation signal generator using the same |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
RU2007112926A (en) | 2008-10-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP1787445B1 (en) | A method and device for demodulating galileo alternate binary offset carrier (altboc) signals | |
US5576715A (en) | Method and apparatus for digital processing in a global positioning system receiver | |
EP2033391B1 (en) | Altboc receiver | |
EP1057278B1 (en) | System and method for demodulating global positioning system signals | |
US7555033B2 (en) | Binary offset carrier M-code envelope detector | |
CN105917622B (en) | Method and receiver for receiving a composite signal | |
CA2529197C (en) | Method and device for the demodulation of satellite radio navigation signals | |
RU2349049C2 (en) | Method and device of demodulation of galilei signals from variable binary offset carrier (altboc) | |
WO1996027139A1 (en) | Method and apparatus for digital processing in a global positioning system receiver | |
Bose | GPS Satellite Signal Acquisition and Tracking | |
Sadahalli | GPS L2C acquisition and tracking | |
Shi et al. | An embedded high sensitivity navigation receiver for GPS |