RU2333594C1 - Tuneable pass-band filter - Google Patents
Tuneable pass-band filter Download PDFInfo
- Publication number
- RU2333594C1 RU2333594C1 RU2007100494/09A RU2007100494A RU2333594C1 RU 2333594 C1 RU2333594 C1 RU 2333594C1 RU 2007100494/09 A RU2007100494/09 A RU 2007100494/09A RU 2007100494 A RU2007100494 A RU 2007100494A RU 2333594 C1 RU2333594 C1 RU 2333594C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- coupling
- transformer
- circuit
- windings
- resonant
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в коротковолновых приемниках и передатчиках.The invention relates to radio engineering and can be used in short-wave receivers and transmitters.
Передача сигналов в приемнике или передатчике должна сопровождаться подавлением помех, частоты которых отстроены относительно рабочей частоты на 5-10%. Для этой цели используются перестраиваемые полосно-пропускающие фильтры (ПППФ), в которых соотношение минимальной полосы заграждения (ΔfS) к рабочей частоте (f0) должно оставаться постоянным:Signal transmission in the receiver or transmitter should be accompanied by suppression of interference, the frequencies of which are tuned to the operating frequency by 5-10%. For this purpose, tunable band-pass filters (PPPF) are used, in which the ratio of the minimum obstacle band (Δf S ) to the operating frequency (f 0 ) must remain constant:
. .
Для обеспечения оптимальных значений затуханий в полосе заграждения ΔfS и полосе пропускания Δf соотношение полос при перестройке фильтра в рабочем диапазоне частот должно оставаться постоянным:To ensure optimal attenuation values in the Δf S and passband Δf bandwidths, the band ratio during filter tuning in the operating frequency range should remain constant:
. .
Перестройка фильтров по частоте обычно осуществляется за счет плавного или дискретного изменения емкости конденсаторов параллельных резонансных контуров. Фильтры с параллельными контурами характеризуются как квазиполиномиальные. Анализ частотных свойств таких схем, приведенных в [1, стр.222], показывает, что для постоянства Ω при перестройке фильтра по частоте коэффициент связи между резонансными контурами, определяемый соотношением контурных индуктивностей (LK, LK+1) и индуктивности связи (LK, LK+1), должен оставаться постоянным. Для П-образной схемы связанных резонансных контуров LK, K+1>>LK, а для Т-образной схемы - LK, K+1<<LK.Frequency tuning of filters is usually accomplished by smooth or discrete changes in the capacitance of capacitors of parallel resonant circuits. Filters with parallel circuits are characterized as quasi-polynomial. An analysis of the frequency properties of such circuits given in [1, p. 222] shows that for the constancy of Ω when the filter is tuned in frequency, the coupling coefficient between the resonant circuits, determined by the ratio of the circuit inductances (L K , L K + 1 ) and the coupling inductance ( L K , L K + 1 ), must remain constant. For a U-shaped circuit of coupled resonant circuits L K , K + 1 >> L K , and for a T-shaped circuit, L K , K + 1 << L K.
Согласно анализу значение эквивалентного сопротивления крайних резонансных контуров на нижней частоте рабочего диапазона должно определяться как:According to the analysis, the value of the equivalent resistance of the extreme resonant circuits at the lower frequency of the operating range should be determined as:
, ,
где RH, RB - эквивалентные сопротивления входного (выходного) резонансного контура на нижней fH и верхней fB частотах рабочего диапазона.where R H , R B are the equivalent resistance of the input (output) resonant circuit at the lower f H and upper f B frequencies of the operating range.
Ни одна из схем, приведенных в [1, стр.222], не удовлетворяет этому требованию.None of the schemes given in [1, p. 222] satisfies this requirement.
Наиболее близкой по техническому решению является схема квазиполиномиального фильтра с индуктивностями связи на входе, выходе и между контурами, приведенная в [1, стр.222, рис.Д.1.2, схема «е»].Closest to the technical solution is the circuit of a quasi-polynomial filter with coupling inductances at the input, output and between circuits, given in [1, p. 222, Fig. D.1.2, circuit “e”].
Эта схема выбрана в качестве прототипа.This circuit is selected as a prototype.
К недостаткам этой схемы-прототипа следует отнести:The disadvantages of this prototype scheme include:
- невозможность обеспечения требуемой закономерности изменения эквивалентного сопротивления входного (выходного) резонансного контура (3);- the impossibility of ensuring the required regularity of change in the equivalent resistance of the input (output) resonant circuit (3);
- неприемлемость конструктивного использования индуктивностей связи LK, K+1 П-образной схемы из-за больших значений (LK, K+1>>LK).- the unacceptability of the constructive use of coupling inductances L K , K + 1 U-shaped circuit due to the large values (L K , K + 1 >> L K ).
Использование Т-образной схемы связанных резонансных контуров также невыполнимо, т.к. выполнить конструкцию с низким значением индуктивности связи (LK, K+1<<LK) с высокой точностью реализации не всегда возможно.Using a T-shaped circuit of coupled resonant circuits is also not feasible, because to perform a design with a low value of the coupling inductance (L K , K + 1 << L K ) with high precision implementation is not always possible.
Задачей изобретения является нахождение схемных и конструктивных решений, обеспечивающих возможность реализации перестраиваемого полосно-пропускающего фильтра с постоянной относительной полосой пропускания на всех частотах рабочего диапазона.The objective of the invention is to find circuit and structural solutions that enable the implementation of a tunable bandpass filter with a constant relative passband at all frequencies of the operating range.
Указанная задача решается использованием в ПППФ на входе (выходе) двух последовательных видов связи: индуктивной и трансформаторной, а между резонансными контурами фильтра - трансформаторных связей, выполненных в виде конструктивного элемента с обмотками, расположенными на одном каркасе, причем обмотки связи несмежных резонансных контуров расположены по обе стороны относительно обмотки среднего резонансного контура. Трансформаторная связь на входе (выходе) позволяет снизить оптимальное эквивалентное сопротивление входного (выходного) резонансного контура до значения, при котором индуктивная связь обеспечивает согласование трансформированного сопротивления резонансного контура с номинальным сопротивлением генератора (нагрузки) в диапазоне рабочих частот.This problem is solved by using two sequential types of coupling in the input and output PFFP: inductive and transformer, and between resonant filter circuits — transformer coupling made in the form of a structural element with windings located on one frame, and the coupling windings of non-adjacent resonant circuits are located both sides relative to the winding of the middle resonant circuit. Transformer coupling at the input (output) allows to reduce the optimal equivalent resistance of the input (output) resonant circuit to a value at which the inductive coupling matches the transformed resistance of the resonant circuit with the nominal resistance of the generator (load) in the operating frequency range.
Значение индуктивности трансформированного резонансного контура, работающего в диапазоне частот, определяется из выражения:The inductance value of the transformed resonant circuit operating in the frequency range is determined from the expression:
, ,
где R - сопротивление нагрузки фильтра,where R is the load resistance of the filter,
α1 - нормированное значение первого элемента ФНЧ-прототипа,α 1 is the normalized value of the first element of the low-pass filter prototype,
r - нормирующий множитель.r is the normalizing factor.
По этому значению Lr1T по формулам [1] вычисляются входная индуктивность L01, трансформированное значение емкости резонансного контура Cr1T и трансформированное значение эквивалентного сопротивления первого контура R1T. По значению оптимального эквивалентного сопротивления контура R1 определяется коэффициент трансформации сопротивлений во входной (выходной) цепи: Using this value L r1T according to the formulas [1], the input inductance L 01 , the transformed value of the capacitance of the resonant circuit C r1T, and the transformed value of the equivalent resistance of the first circuit R 1T are calculated. The value of the optimal equivalent resistance of the circuit R1 determines the transformation coefficient of the resistances in the input (output) circuit:
. .
По значениям Lr1T и N рассчитываются индуктивность и емкость первого резонансного контура. Using the values of L r1T and N, the inductance and capacitance of the first resonant circuit are calculated.
Индуктивность межконтурной связи LK, K+1 рассчитывается для Т-образной схемы, которая в дальнейшем заменяется на трансформаторную, для которой вычисляется коэффициент связи между обмотками.The inter-circuit coupling inductance L K , K + 1 is calculated for a T-shaped circuit, which is subsequently replaced by a transformer circuit, for which the coupling coefficient between the windings is calculated.
Для реализации расчетных значений затухания фильтра обмотки связи несмежных (первого и третьего) резонансных контуров должны располагаться на конструктивном элементе по обе стороны относительно обмотки связи среднего резонансного контура. В этом случае электромагнитная связь между несмежными резонансными контурами ослаблена и не оказывает существенного влияния на амплитудно-частотную характеристику фильтра. Коэффициент связи между смежными резонансными контурами регулируется раздвижением их обмоток связи.To implement the calculated filter attenuation values, the coupling windings of non-adjacent (first and third) resonant circuits must be located on the structural element on both sides relative to the coupling winding of the middle resonant circuit. In this case, the electromagnetic coupling between non-adjacent resonant circuits is weakened and does not significantly affect the amplitude-frequency characteristic of the filter. The coupling coefficient between adjacent resonant circuits is regulated by the extension of their coupling windings.
Сопоставительный анализ рассматриваемой схемы с прототипом показывает, что заявляемое устройство отличается по структуре и по соединениям, следовательно, оно соответствует критерию «новизна». Использование индуктивных связей или трансформации сопротивлений в фильтрах хорошо известно, однако применение их последовательного соединения во входной (выходной) цепи и выделение конструктивного элемента с трансформаторными связями позволяет реализовать перестраиваемый полосно-пропускающий фильтр с постоянным значением относительной полосы пропускания (Δf/f0=const, ΔfS/Δf=const), т.е. новый значимый параметр фильтра, из чего следует вывод о соответствии технического решения критерию «существенные отличия».A comparative analysis of the considered circuit with the prototype shows that the claimed device is different in structure and in connections, therefore, it meets the criterion of "novelty." The use of inductive couplings or the transformation of resistances in filters is well known, however, the use of their serial connection in the input (output) circuit and the selection of a structural element with transformer couplings allows you to implement a tunable bandpass filter with a constant value of the relative passband (Δf / f 0 = const, Δf S / Δf = const), i.e. a new significant filter parameter, from which it follows that the technical solution meets the criterion of "significant differences".
На фиг.1 изображена схема анализируемого ПППФ, состоящего из входной и выходной индуктивностей связи 1, входной и выходной обмотки связи 2, катушек индуктивности несмежных резонансных контуров 3, входящих в состав трансформаторов 4, катушки индуктивности 5 среднего резонансного контура, постоянно подключенных контурных конденсаторов 6, дискретно коммутируемых конденсаторов 7, ключей 8, трансформаторных связей между контурами 9 и конструктивного элемента 10 с трансформаторными связями между резонансными контурами, входного 11 и выходного 12 контактов.Figure 1 shows the circuit of the analyzed PPSF, consisting of input and output coupling inductances 1, input and output coupling windings 2, inductors of non-adjacent resonant circuits 3 included in the transformers 4, inductors 5 of the middle resonant circuit, permanently connected circuit capacitors 6 , discretely switched capacitors 7, keys 8, transformer links between
На фиг.2 показан конструктивный элемент с трансформаторной связью 9.Figure 2 shows a structural element with
Устройство работает следующим образом.The device operates as follows.
Входной сигнал поступает от входа 11 на индуктивность связи 1, а затем через обмотку связи 2 входного трансформатора 4 передается на первый резонансный контур, формируемый катушкой индуктивности 3, являющейся одной из обмоток трансформатора 4, и конденсаторами 6 и 7, подключенными параллельно обмотке; для настройки на рабочую частоту используются конденсаторы 7, выводы которых замыкаются через контакты реле 8 на корпус; второй конец катушки индуктивности 3 замкнут на корпус через обмотку трансформатора 9, через который сигнал передается от первого резонансного контура второму, состоящему из вторичной обмотки трансформатора 9, индуктивности 5, конденсаторов 6 и конденсаторов 7, выводы которых соединены с корпусом через контакты реле 8; обмотка связи второго резонансного контура имеет трансформаторную связь 9 с обмоткой связи третьего резонансного контура; обмотки трансформаторных связей 9 трех резонансных контуров расположены на одном каркасе и представляют собой конструктивный элемент 10. Через трансформаторную связь 9 между обмотками связи второго и третьего резонансных контуров сигнал передается третьему резонансному контуру (3, 6, 7, 8) и далее через обмотку связи 2 трансформатора 4 и индуктивность связи 1 к выходу 12.The input signal comes from input 11 to the coupling inductance 1, and then through the coupling winding 2 of the input transformer 4 is transmitted to the first resonant circuit formed by the inductor 3, which is one of the transformer 4 windings, and capacitors 6 and 7 connected in parallel with the winding; for tuning to the operating frequency, capacitors 7 are used, the terminals of which are closed through the contacts of the relay 8 to the housing; the second end of the inductor 3 is closed to the housing through the winding of the
Обмотки связи 2 входного (выходного) трансформатора 4 вместе с обмоткой резонансного контура 3 входного (выходного) резонансного контура наматываются на одном сердечнике.The coupling windings 2 of the input (output) transformer 4 together with the winding of the resonant circuit 3 of the input (output) resonant circuit are wound on one core.
Трансформаторная связь 9 конструктивного элемента 10 между смежными резонансными контурами значительно больше паразитной трансформаторной связи между несмежными резонансными контурами из-за конструктивного разнесения их обмоток связи на конструктивном элементе 10.The
В реализованном ПППФ при перестройке в отавном диапазоне частот полоса пропускания изменяется пропорционально рабочей частоте, коэффициент стоячей волны находится в пределах КСВ=1,25-1,35, затухания в полосах пропускания и заграждения практически не меняются.In the implemented RFPP, when tuning in the long-range frequency range, the passband changes proportionally to the operating frequency, the standing wave coefficient is within the range of SWR = 1.25-1.35, the attenuation in the passband and obstacle practically does not change.
Источники информацииInformation sources
1. Г.Ханзел. Справочник по расчету фильтров. М.: Советское радио, 1974.1. G. Hanzel. Reference for the calculation of filters. M .: Soviet Radio, 1974.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2007100494/09A RU2333594C1 (en) | 2007-01-09 | 2007-01-09 | Tuneable pass-band filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2007100494/09A RU2333594C1 (en) | 2007-01-09 | 2007-01-09 | Tuneable pass-band filter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2333594C1 true RU2333594C1 (en) | 2008-09-10 |
Family
ID=39867070
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2007100494/09A RU2333594C1 (en) | 2007-01-09 | 2007-01-09 | Tuneable pass-band filter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2333594C1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU216204U1 (en) * | 2022-10-06 | 2023-01-23 | Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Салют" (АО "НПП "Салют") | Microwave bandpass filter device with digital tuning |
-
2007
- 2007-01-09 RU RU2007100494/09A patent/RU2333594C1/en not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU216204U1 (en) * | 2022-10-06 | 2023-01-23 | Акционерное общество "Научно-производственное предприятие "Салют" (АО "НПП "Салют") | Microwave bandpass filter device with digital tuning |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
RU2453985C1 (en) | Highly selective band-pass tuneable lc filter | |
CN107078721A (en) | Wave splitter device | |
RU2431920C1 (en) | Frequency selective device | |
EP2747282A1 (en) | Tunable impedance network | |
US9870855B2 (en) | Multiplexers using weakly-coupled networks in RF front end circuitry | |
JP4428292B2 (en) | Triplexer circuit | |
US6300849B1 (en) | Distributed element filter | |
CN108292928A (en) | Multiple-harmonic matching network | |
US20150263696A1 (en) | System and method for wideband high current rf choke network | |
RU2459349C2 (en) | Tunable lc band-pass filter | |
RU2671042C1 (en) | Band-rejection tunable lc-filter | |
RU2538299C2 (en) | Harmonic filter of short-wave transmitter | |
US10250065B2 (en) | Wireless charging circuit and charging board thereof | |
CN201937556U (en) | High-power very high frequency (VHF) frequency hopping filter with high selectivity | |
RU2333594C1 (en) | Tuneable pass-band filter | |
RU2466494C1 (en) | Narrow-band tunable lc-filter | |
RU2444121C1 (en) | Strip discretely tuned lc-filter | |
RU2527745C1 (en) | Frequency-selective device | |
RU2469468C1 (en) | Band-pass lc-filter with rejection of concentrated interference in service frequency band | |
RU168664U1 (en) | BANDFILTER LC FILTER SUPPRESSED WITH FOCUSED INTERFERENCE IN THE FREQUENCY WORKBAND | |
JP6703852B2 (en) | Variable bandpass filter | |
RU2685979C1 (en) | Short-wave transmitter harmonic filter | |
RU2683625C1 (en) | Short-wave transmitter harmonic filter | |
RU2496226C1 (en) | Multiband tunable lc bandpass filter | |
RU2541195C2 (en) | Harmonic filter for short-wave transmitter |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20110110 |