RU2333589C1

RU2333589C1 - Method of controlling multiphase rectifier

Info

Publication number: RU2333589C1
Application number: RU2007109991/09A
Authority: RU
Inventors: Юрий Иванович Хохлов
Original assignee: Юрий Иванович Хохлов
Priority date: 2007-03-19
Filing date: 2007-03-19
Publication date: 2008-09-10

Abstract

FIELD: electricity.

SUBSTANCE: invention concerns technique of transformation the electric power of alternating current into the energy of constant current using gated transformer with a smooth regulation of rectified voltage. It's realised by changing outlet voltage of additionally inserted autonomous three-phase bridge voltage inverter with sinusoidal pulse-duration modulation. The inverter's inlets are connected to the chain of constant current of the unit, outlets are connected to the primary winding of the three-phase matching transformer, and at the same time the secondary phase windings of matching transformer are connected sequentially with the net windings of converting transformers. Changing outlet voltage of the autonomous inverter is realised by adjusting either phase or amplitude or both values of modulating sinusoidal voltage. The secondary phase windings of matching transformer are connected to the net windings of converting transformers either directly or through compensator with the fifth and seventh current harmonics in condensers. Gated windings of converting transformers are connected to the rectifying bridges' outlets of alternating current either directly or through the same compensator. Converting transformers of the unit's blocks are performed either on standalone or parallel magnetic conductors. Rectifying bridges of the unit are connected either parallel or sequentially. The invention can be used in aluminium, copper, zinc, chlorine, hydrogen, etc electrolysis plants, for electrothermics and electric transport and in other branches which use constant current.

EFFECT: simplification and increase of power factor, smooth regulation of rectified voltage of multiphase diode rectifier.

10 cl, 8 dwg

Description

Изобретение относится к технике преобразования электрической энергии переменного тока в энергию постоянного тока с помощью вентильных преобразователей с плавным регулированием выпрямленного напряжения.The invention relates to techniques for converting electrical energy of alternating current into direct current energy using valve converters with smooth regulation of the rectified voltage.

Известен способ плавного дроссельного управления многофазным диодным выпрямительным агрегатом, в котором последовательно с диодами выпрямительных устройств включаются рабочие обмотки дросселей насыщения. Регулирование выпрямленного напряжения осуществляется с помощью изменения моментов шунтирования обмоток управления вспомогательными тиристорами (Патент 1781793. Российская Федерация. Управляемый выпрямитель. / Ю.И.Хохлов // Бюл. изобр. - 1992. - 46).A known method of smooth throttle control of a multiphase diode rectifier unit, in which the working windings of saturation chokes are connected in series with the diodes of the rectifier devices. Regulation of the rectified voltage is carried out by changing the shunting moments of the control windings of auxiliary thyristors (Patent 1781793. Russian Federation. Guided rectifier. / Yu.I. Khokhlov // Bull. Image - 1992. - 46).

Данный способ по сравнению с традиционным дроссельным регулированием с помощью изменения тока в обмотках управления является более быстродействующим. Реализуется он в достаточно простом выпрямительном агрегате, поскольку последний имеет диодное исполнение. Недостатком способа является то, что он требует большой установленной мощности дросселей насыщения и сопровождается существенным снижением коэффициента мощности выпрямительного агрегата в процессе регулирования напряжения.This method, compared with traditional throttle control by changing the current in the control windings, is faster. It is implemented in a fairly simple rectifier unit, since the latter has a diode design. The disadvantage of this method is that it requires a large installed power saturation chokes and is accompanied by a significant reduction in the power factor of the rectifier unit in the process of voltage regulation.

Известен способ тиристорного управления выпрямительными агрегатами (Бобков В.А., Бобков А.В. Реконструкция преобразовательных подстанций для питания электролизеров алюминия // Силовая электроника. Тематическое приложение к журналу «Компоненты и технологии», 2006. - №4. - С.66-68. СПб.: ООО «Издательство Файнстрит»). В этом способе регулирование выпрямленного напряжения агрегатов осуществляется изменением углов управления тиристоров выпрямительных блоков (фазовое управление).A known method of thyristor control of rectifier units (Bobkov V.A., Bobkov A.V. Reconstruction of converter substations for supplying aluminum electrolysers // Power Electronics. Thematic supplement to the journal "Components and Technologies", 2006. - No. 4. - P.66 -68. St. Petersburg.: Publishing House Fine Street LLC). In this method, the regulation of the rectified voltage of the units is carried out by changing the control angles of the thyristors of the rectifier blocks (phase control).

Этот способ, выбранный в качестве ближайшего аналога, обеспечивает плавность регулирования напряжения. Однако ему присущ ряд недостатков. Весьма серьезными недостатками являются сложность конструкции выпрямительного агрегата, большая установленная мощность управляемых полупроводниковых приборов (тиристоров), сложность системы управления. Это связано с тем, что все управляемые полупроводниковые приборы включены во вторичные сильноточные цепи выпрямительных агрегатов (со стороны вентильных обмоток трансформаторов). С возрастанием мощности агрегатов, с осуществлением глубоких вводов на подстанции повышенных напряжений указанные недостатки обостряются. Токи первичных цепей выпрямительных трансформаторов в десятки и сотни раз меньше токов во вторичных цепях, поэтому управление выпрямительными агрегатами более целесообразно осуществлять с первичной стороны трансформаторов. Кроме того, как и в случае с дроссельным регулированием, при использовании этого способа управления коэффициент мощности агрегатов снижается до недопустимых для мощных преобразователей величин (коэффициент мощности снижается пропорционально возрастанию глубины регулирования). Последнее является особенно серьезной проблемой, например, в условиях электролизного производства алюминия, поскольку в этом случае выпрямительные агрегаты большую часть времени работают в зарегулированном режиме (при пониженном напряжении) и открываются лишь на время анодного эффекта (вспышки) в ваннах.This method, selected as the closest analogue, provides smooth voltage regulation. However, it has a number of disadvantages. Very serious drawbacks are the complexity of the design of the rectifier unit, the large installed power of controlled semiconductor devices (thyristors), and the complexity of the control system. This is due to the fact that all controlled semiconductor devices are included in the secondary high-current circuits of rectifier units (from the side of the valve windings of transformers). With increasing power of the units, with the implementation of deep bushings at high voltage substations, these shortcomings are exacerbated. The currents of the primary circuits of rectifier transformers are tens and hundreds of times less than the currents in the secondary circuits, so it is more advisable to control the rectifier units from the primary side of the transformers. In addition, as in the case of throttle control, when using this control method, the power factor of the units is reduced to values that are unacceptable for powerful converters (the power factor decreases in proportion to the increase in the depth of regulation). The latter is a particularly serious problem, for example, in the conditions of aluminum electrolysis, since in this case rectifier units work most of the time in the regulated mode (under reduced voltage) and open only for the duration of the anode effect (flash) in the bathtubs.

В основу изобретения положена техническая задача, заключающаяся в упрощении выпрямительного агрегата и повышения его коэффициента мощности.The basis of the invention is a technical problem, which consists in simplifying the rectifier unit and increasing its power factor.

Указанная задача решается тем, что в способе управления многофазным выпрямительным агрегатом, по крайней мере, с одной парой шестифазных преобразовательных блоков, включенных по схеме двенадцатифазного преобразования, каждый из которых содержит преобразовательный трансформатор с подключенным к его вентильным обмоткам диодным выпрямительным мостом, выходами постоянного тока, связанным с нагрузкой, состоящем в том, что для обеспечения требуемого режима работы потребителя постоянного тока плавно регулируют выпрямленное напряжение, согласно изобретению плавное регулирование выпрямленного напряжения осуществляют изменением выходного напряжения дополнительно введенного трехфазного мостового автономного инвертора напряжения с синусоидальной широтно-импульсной модуляцией, который входными выводами подключают к цепи постоянного тока агрегата, а выходными выводами подключают к первичной обмотке трехфазного согласующего трансформатора, при этом вторичные фазные обмотки согласующего трансформатора подключают пофазно последовательно с сетевыми обмотками преобразовательных трансформаторов.This problem is solved in that in a method for controlling a multiphase rectifier unit with at least one pair of six-phase converter blocks included in a twelve-phase conversion circuit, each of which contains a converter transformer with a diode rectifier bridge connected to its valve windings, DC outputs, associated with the load, consisting in the fact that to ensure the desired mode of operation of the DC consumer smoothly regulate the rectified voltage, with According to the invention, the rectified voltage is continuously controlled by varying the output voltage of an additionally introduced three-phase bridge autonomous voltage inverter with sinusoidal pulse-width modulation, which is connected to the unit's DC circuit by input terminals, and connected to the primary winding of a three-phase matching transformer, with secondary phase windings the matching transformer is connected in phase in series with the network windings of the converter ovatelnyh transformers.

Изменение выходного напряжения автономного инвертора напряжения обеспечивают регулированием либо фазы, либо амплитуды, либо той и другой величины модулирующего синусоидального напряжения.Changing the output voltage of a stand-alone voltage inverter is provided by adjusting either the phase, or the amplitude, or one or the other of the modulating sinusoidal voltage.

Выходное напряжение автономного инвертора напряжения подают на первичную обмотку трехфазного согласующего трансформатора, вторичные фазные обмотки которого подключают к сетевым обмоткам преобразовательных трансформаторов либо непосредственно, либо посредством первичных обмоток реакторов компенсирующего устройства, вторичные обмотки которых включают по схеме, фильтрующей в коммутирующие конденсаторы пятую и седьмую гармоники тока.The output voltage of a stand-alone voltage inverter is supplied to the primary winding of a three-phase matching transformer, the secondary phase windings of which are connected to the network windings of the transformer transformers either directly or through the primary windings of the reactors of the compensating device, the secondary windings of which include the fifth and seventh current harmonics filtering in switching capacitors .

Вентильные обмотки преобразовательных трансформаторов подключают к выводам переменного тока выпрямительных мостов либо непосредственно, либо посредством первичных обмоток реакторов компенсирующего устройства, вторичные обмотки которых включают по схеме, фильтрующей в коммутирующие конденсаторы пятую и седьмую гармоники тока.The windings of the converter transformers are connected to the alternating current terminals of the rectifier bridges either directly or through the primary windings of the reactors of the compensating device, the secondary windings of which are turned on according to the scheme filtering the fifth and seventh harmonics of the current into the switching capacitors.

Преобразовательные трансформаторы агрегата выполняют либо на самостоятельных трехфазных магнитопроводах с одной трехфазной сетевой и одной трехфазной вентильной обмотками, либо на одном трехфазном магнитопроводе, на котором укладывают одну трехфазную сетевую и две трехфазные вентильные обмотки.Converting transformers of the unit are performed either on independent three-phase magnetic circuits with one three-phase network and one three-phase valve windings, or on one three-phase magnetic circuit, on which one three-phase network and two three-phase valve windings are laid.

Выпрямительные мосты агрегата со стороны постоянного тока соединяют либо параллельно, либо последовательно.The rectifier bridges of the unit from the DC side are connected either in parallel or in series.

Принципиальные схемы вариантов выпрямительных агрегатов, в которых реализован предлагаемый способ управления, представлены на фиг.1-5. Они содержат шестифазные преобразовательные блоки 1 и 2 с преобразовательными трансформаторами 3 и 4 и выпрямительными мостами 5 и 6. Схемами соединения обмоток трансформаторов 3 и 4 обеспечивается двенадцатифазный режим преобразования. Компенсирующее устройство 7 содержит трехфазные реакторы 8 и 9 и коммутирующую конденсаторную батарею 10. Дополнительно введенный автономный инвертор напряжения 11 содержит трехфазный выпрямительный мост на полностью управляемых вентилях с обратными диодами 12, входной конденсатор 13 и систему управления 14, обеспечивающую синусоидальную широтно-импульсную модуляцию выходного напряжения инвертора 11, которое с помощью согласующего трехфазного трансформатора 15 вводится в цепь сетевых обмоток преобразовательных трансформаторов 3 и 4. Для пояснения сути предлагаемого способа на фиг.6, 7 и 8 представлены результаты моделирования электромагнитных процессов в агрегате по схеме на фиг.5 при фазах синусоидального моделирующего сигнала, равных 0, 90 и 180 эл. град. соответственно.Schematic diagrams of options for rectifier units, which implements the proposed control method, are presented in figures 1-5. They contain six-phase converter blocks 1 and 2 with converter transformers 3 and 4 and rectifier bridges 5 and 6. A twelve-phase conversion mode is provided by the connection schemes of the windings of transformers 3 and 4. The compensating device 7 contains three-phase reactors 8 and 9 and a switching capacitor bank 10. An additionally introduced stand-alone voltage inverter 11 contains a three-phase rectifier bridge on fully controllable valves with reverse diodes 12, an input capacitor 13, and a control system 14 that provides sinusoidal pulse-width modulated output voltage inverter 11, which using a matching three-phase transformer 15 is introduced into the network circuit of the windings of the transformer transformers 3 and 4. For clarification of the essence of the proposed method in Fig.6, 7 and 8 presents the results of modeling electromagnetic processes in the unit according to the scheme in Fig.5 with phases of a sinusoidal modeling signal equal to 0, 90 and 180 el. hail. respectively.

Способ управления многофазным выпрямительным агрегатом реализуют следующим образом. После подключения выпрямительного агрегата к питающей сети на выходах преобразовательных блоков 1, 2 с преобразовательными трансформаторами 3, 4 и выпрямительными мостами 5, 6 создается постоянное напряжение. Это напряжение соответствует двенадцатифазному режиму преобразования в силу соединения вентильных обмоток трансформаторов 3 и 4 в звезду и треугольник (аналогичное может быть осуществлено и за счет сетевых обмоток трансформаторов 3 и 4). Выпрямленное напряжение агрегата подают на вход автономного инвертора напряжения 11, выполненного в виде трехфазного выпрямительного моста 12 на полностью управляемых вентилях (например, на IGBT транзисторах, как показано на фиг.1-5) с обратными диодами и необходимым по принципу работы инвертора напряжения конденсатором 13. В соответствии с принципом широтно-импульсной модуляции системой управления инвертора 14 формируют синусоидальное модулирующее напряжение с частотой питающей сети и пилообразное напряжение с несущей частотой, значительно превышающей частоту напряжения питающей сети (в десятки и сотни раз). Указанные напряжения определяют моменты открытия и закрытия управляемых вентилей моста 12, коммутирующих с несущей частотой пилообразного напряжения. В результате чего на выходе инвертора 11 создают переменное импульсное трехфазное напряжение, первая гармоника которого имеет частоту модулирующего напряжения, т.е. частоту напряжения питающей сети. Выходное трехфазное напряжение инвертора 11 подают на первичную обмотку трехфазного согласующего трансформатора 15. Создаваемое на вторичных обмотках согласующего трансформатора 15 выходное напряжение, повторяющее форму выходного напряжения инвертора (см. кривую напряжения на выходе согласующего трансформатора на фиг.6, 7 и 8), вводят пофазно последовательно между питающей сетью и сетевыми обмотками преобразовательных трансформаторов 3 и 4 (вторичная обмотка трансформатора имеет соединение «разомкнутая звезда»). На фиг.6, 7 и 8 частота питающей сети и соответственно модулирующего напряжения равна 50 Гц, а несущая частота пилообразного напряжения и соответственно частота коммутации управляемых вентилей инвертора равна 5000 Гц. Начальную фазу и амплитуду первой гармоники напряжения на выходе инвертора 11, а следовательно, и на выходе согласующего трансформатора регулируют соответственно изменением фазы и амплитуды модулирующего напряжения. В качестве примера на фиг.6, 7 и 8 проиллюстрировано изменение фазы напряжения на выходе трансформатора 15, причем на фиг.6 она равна 0, на фиг.7 - 90 и на фиг.8 - 180 эл. град. Таким образом, изменением выходного напряжения инвертора, осуществляемого изменением фазы, амплитуды или той и другой величины модулирующего напряжения, изменяют результирующее напряжение на сетевых обмотках преобразовательных трансформаторов 3 и 4 и тем самым плавно регулируют выпрямленное напряжение всего агрегата. Максимальную глубину регулирования выпрямленного напряжения задают соответствующим выбором коэффициента трансформации согласующего трансформатора 15 с учетом инвертирования напряжения на вторичной обмотке этого трансформатора при переходе от одного предельного значениях фазы модулирующего напряжения, равного 0, к другому предельному значению, равному 180 эл. град. (см. кривые напряжения на выходе согласующего трансформатора на фиг.6 и 8). С целью повышения коэффициента мощности выпрямительного агрегата, повышения жесткости его внешней характеристики, обеспечения жесткого равномерного деления выпрямленного тока между шестифазными блоками 1 и 2 при их параллельной работе предлагаемый способ может быть реализован в агрегатах с компенсирующим устройством 7, состоящим из двух трехфазных реакторов 8, 9 и трехфазной коммутирующей батареи 10. Компенсирующее устройство может быть включено как со стороны сетевых (фиг.2 и 5), так и со стороны вентильных (фиг.3) обмоток преобразовательных трансформаторов 3 и 4. Обтекаемые токами преобразовательных блоков первичные обмотки реакторов 8 и 9 компенсирующего устройства 7 трансформируют во вторичные обмотки характерные для шестифазных блоков первую, пятую, седьмую, одиннадцатую, тринадцатую и т.п. гармоники. По отношению к первой, одиннадцатой, тринадцатой и т.п. гармоникам вторичные обмотки реакторов образуют короткозамкнутую цепь (для указанных гармоник реакторы 8 и 9 работают в режиме трансформатора тока). Протекание этих гармоник по общей вторичной цепи реакторов 8 и 9 обеспечивает жесткое выравнивание выпрямленных токов преобразовательных блоков 1 и 2 при их параллельной работе (фиг.2 и 3). По отношению к пятой, седьмой и т.п. гармоникам реакторы 8 и 9 работают в режиме трансформатора напряжения, создавая на конденсаторной батарее 10 напряжения соответствующих гармоник (см. кривые тока и напряжения на коммутирующей конденсаторной батарее на фиг.6, 7 и 8). Напряжениями на конденсаторной батарее 10 осуществляется опережающая искусственная коммутация вентилей выпрямительных мостов 5 и 6 (фиг.2, 3 и 5), что обеспечивает повышение коэффициента мощности выпрямительного агрегата и жесткости его внешней характеристики. Предлагаемый способ может быть реализован как в агрегатах, у которых преобразовательные трансформаторы 3 и 4 выполнены на самостоятельных трехфазных магнитопроводах (фиг.1, 2 и 5), так и в агрегатах, у которых указанные трансформаторы выполнены на едином совмещенном магнитопроводе (фиг.3 и 4). Способ может быть реализован как в выпрямительных агрегатах с последовательным по отношению к нагрузке соединением диодных выпрямительных мостов 5 и 6 (фиг.1, 4 и 5), так и в агрегатах с параллельным соединением выпрямительных мостов (фиг.2 и 3).The control method of a multiphase rectifier unit is implemented as follows. After connecting the rectifier unit to the supply network, a constant voltage is generated at the outputs of the converter blocks 1, 2 with the converter transformers 3, 4 and the rectifier bridges 5, 6. This voltage corresponds to the twelve-phase mode of conversion due to the connection of the valve windings of transformers 3 and 4 into a star and a triangle (a similar can be achieved through network windings of transformers 3 and 4). The rectified voltage of the unit is fed to the input of an autonomous voltage inverter 11, made in the form of a three-phase rectifier bridge 12 on fully controllable valves (for example, on IGBT transistors, as shown in Figs. 1-5) with reverse diodes and a capacitor 13 necessary for the principle of operation of the voltage inverter . In accordance with the principle of pulse width modulation, the control system of the inverter 14 generate a sinusoidal modulating voltage with a frequency of the supply network and a sawtooth voltage with a carrier frequency, significant of exceeding the supply voltage frequency (tens to hundreds of times). These voltages determine the opening and closing times of the controlled valves of the bridge 12, commuting with the carrier frequency of the sawtooth voltage. As a result, an alternating pulse three-phase voltage is generated at the output of the inverter 11, the first harmonic of which has a frequency of the modulating voltage, i.e. supply voltage frequency. The output three-phase voltage of the inverter 11 is supplied to the primary winding of the three-phase matching transformer 15. The output voltage generated on the secondary windings of the matching transformer 15, repeating the shape of the output voltage of the inverter (see the voltage curve at the output of the matching transformer in Figs. 6, 7 and 8), is introduced in phase sequentially between the supply network and the network windings of the transformer transformers 3 and 4 (the secondary winding of the transformer has an open star connection). 6, 7 and 8, the frequency of the supply network and, accordingly, the modulating voltage is 50 Hz, and the carrier frequency of the sawtooth voltage and, accordingly, the switching frequency of the controlled inverter valves is 5000 Hz. The initial phase and amplitude of the first harmonic of the voltage at the output of the inverter 11, and therefore, at the output of the matching transformer, are controlled respectively by changing the phase and amplitude of the modulating voltage. As an example, Fig.6, 7 and 8 illustrate the change in the phase of the voltage at the output of the transformer 15, and in Fig.6 it is 0, in Fig.7 - 90 and in Fig.8 - 180 el. hail. Thus, by changing the output voltage of the inverter, carried out by changing the phase, amplitude or both of the magnitude of the modulating voltage, the resulting voltage on the network windings of the transformer transformers 3 and 4 is changed, and thereby the rectified voltage of the entire unit is smoothly regulated. The maximum regulation depth of the rectified voltage is set by the appropriate choice of the transformation coefficient of the matching transformer 15, taking into account the inversion of the voltage on the secondary winding of this transformer during the transition from one limit value of the phase of the modulating voltage equal to 0, to another limit value equal to 180 el. hail. (see the voltage curves at the output of the matching transformer in Fig.6 and 8). In order to increase the power factor of the rectifier unit, increase the rigidity of its external characteristics, and ensure hard uniform division of the rectified current between the six-phase units 1 and 2 during their parallel operation, the proposed method can be implemented in units with a compensating device 7, consisting of two three-phase reactors 8, 9 and a three-phase switching battery 10. The compensating device can be turned on both from the network side (Fig. 2 and 5), and from the valve side (Fig. 3) of the converter windings transformers 3 and 4. The primary windings of the reactors 8 and 9 of the compensating device 7, which are streamlined by the currents of the converter units, transform the first, fifth, seventh, eleventh, thirteenth, etc., typical for six-phase blocks into secondary windings. harmonics. In relation to the first, eleventh, thirteenth, etc. to the harmonics, the secondary windings of the reactors form a short-circuited circuit (for the indicated harmonics, the reactors 8 and 9 operate in the current transformer mode). The flow of these harmonics along the common secondary circuit of reactors 8 and 9 provides a rigid alignment of the rectified currents of the converter blocks 1 and 2 during their parallel operation (FIGS. 2 and 3). In relation to the fifth, seventh, etc. For harmonics, the reactors 8 and 9 operate in the voltage transformer mode, creating the corresponding harmonics voltages on the capacitor bank 10 (see the current and voltage curves on the switching capacitor bank in Figs. 6, 7 and 8). The voltages on the capacitor bank 10 are advanced artificial switching valves rectifier bridges 5 and 6 (Fig.2, 3 and 5), which increases the power factor of the rectifier unit and the rigidity of its external characteristics. The proposed method can be implemented both in units in which the transformer transformers 3 and 4 are made on independent three-phase magnetic circuits (Figs. 1, 2 and 5), and in units in which these transformers are made on a single combined magnetic circuit (Fig. 3 and four). The method can be implemented both in rectifier units with a diode rectifier bridge 5 and 6 connected in series with respect to the load (Figs. 1, 4 and 5), and in units with parallel connection of the rectifier bridges (Fig. 2 and 3).

Технико-экономический эффект от предлагаемого способа управления многофазным выпрямительным агрегатом состоит в существенном упрощении выпрямительного агрегата, поскольку теперь силовая часть его выполняется в простейшем диодном варианте без тиристоров или дросселей насыщения. Дополнительно введенные в схему автономный инвертор напряжения с согласующим трансформатором имеют небольшую установленную мощность, определяемую лишь половиной требуемого диапазона регулирования выпрямленного напряжения агрегата из-за возможности изменения фазы выходного напряжения инвертора и соответственно согласующего трансформатора на 180 эл. град. Предлагаемый способ обеспечивает повышение коэффициента мощности выпрямительного агрегата, что снижает потери и повышает качество электрической энергии в питающей сети. Повышение коэффициента мощности имеет место даже при отсутствии компенсирующего устройства, если регулирование напряжения агрегата осуществляется изменением фазы выходного напряжения инвертора и согласующего трансформатора. При этом наибольший коэффициент мощности наблюдается при фазе модулирующего сигнала, равной 90 эл. град. Особенно высокий коэффициент мощности достигается при применении предлагаемого способа в агрегате с компенсирующим устройством, поскольку в этом случае выпрямитель практически не потребляет реактивной мощности. Об этом свидетельствует совпадение по фазе напряжения и тока питающей сети на фиг.6, 7 и 8. Причем в этом случае способ реализуется в агрегате, установленная мощность компенсирующего устройства которого при работе на частотах пятой и седьмой гармоник примерно в шесть раз меньше той мощности, которая потребовалась бы при традиционном включении компенсирующего устройства на частоту питающей сети. Кроме того, при использовании способа в агрегате с компенсирующим устройством и параллельным включением выпрямительных мостов имеет место упрощение агрегата за счет исключения специальных устройств, выравнивающих токи преобразовательных блоков. Наконец, применение способа в агрегатах с компенсирующим устройством повышает жесткость внешней характеристики выпрямителя, что увеличивает выходную мощность агрегата.The technical and economic effect of the proposed method for controlling a multiphase rectifier unit is to significantly simplify the rectifier unit, since now its power part is performed in the simplest diode version without thyristors or saturation chokes. Additionally, an autonomous voltage inverter with a matching transformer introduced into the circuit has a small installed power, determined only by half of the required range of regulation of the rectified voltage of the unit due to the possibility of changing the phase of the output voltage of the inverter and, accordingly, the matching transformer by 180 el. hail. The proposed method provides an increase in the power factor of the rectifier unit, which reduces losses and improves the quality of electric energy in the supply network. An increase in power factor occurs even in the absence of a compensating device, if the unit voltage is controlled by changing the phase of the output voltage of the inverter and the matching transformer. In this case, the highest power factor is observed when the phase of the modulating signal is equal to 90 el. hail. A particularly high power factor is achieved by applying the proposed method in an aggregate with a compensating device, since in this case the rectifier practically does not consume reactive power. This is evidenced by the coincidence in phase of the voltage and current of the supply network in Fig.6, 7 and 8. Moreover, in this case, the method is implemented in the unit, the installed power of the compensating device which when operating at the frequencies of the fifth and seventh harmonics is approximately six times less than that power which would be required if the compensation device were traditionally turned on at the frequency of the mains supply. In addition, when using the method in an aggregate with a compensating device and parallel switching on of the rectifier bridges, the simplification of the aggregate takes place due to the exclusion of special devices aligning the currents of the converter blocks. Finally, the application of the method in units with a compensating device increases the rigidity of the external characteristics of the rectifier, which increases the output power of the unit.

Claims

1. A method for controlling a multiphase rectifier unit with at least one pair of six-phase converter blocks included in a twelve-phase conversion circuit, each of which contains a converter transformer with a diode rectifier bridge connected to its valve windings, DC outputs connected to the load, consisting of the fact that to ensure the desired mode of operation of the consumer of direct current smoothly regulate the rectified voltage, characterized in that the smooth regulation The rectified voltage of the unit is varied by varying the output voltage of an additionally introduced three-phase bridge autonomous voltage inverter with sinusoidal pulse-width pulse modulation, which is connected to the unit's DC circuit by input leads, and connected to the primary winding of a three-phase matching transformer, with secondary phase windings of the matching transformer connected in phase with the network windings of the transformer transformers at.

2. The method according to claim 1, characterized in that the smooth regulation of the rectified voltage of the unit is carried out by changing the phase of the sinusoidal modulating voltage of an additionally introduced three-phase bridge autonomous voltage inverter with pulse-width modulation.

3. The method according to claim 1, characterized in that the smooth regulation of the rectified voltage of the unit is carried out by changing the amplitude of the sinusoidal modulating voltage of an additionally introduced three-phase bridge autonomous voltage inverter with pulse-width modulation.

4. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the output voltage of the additionally introduced stand-alone voltage inverter is supplied to the primary winding of a three-phase matching transformer, the secondary phase windings of which are connected directly to the network windings of the transformer transformers.

5. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the output voltage of the additionally introduced stand-alone voltage inverter is supplied to the primary winding of a three-phase matching transformer, the secondary phase windings of which are connected to the network windings of the transformer transformers through the primary windings of the three-phase reactors of the compensating device, the secondary the windings of which include the fifth and seventh harmonics of the current into the switching capacitor bank according to a circuit.

6. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the output voltage of the additionally introduced stand-alone voltage inverter is supplied to the primary winding of a three-phase matching transformer, the secondary phase windings of which are connected directly to the network windings of the converter transformers, and the valve windings of the converter transformers are connected to AC terminals of rectifier bridges through the primary windings of three-phase reactors of the compensating device, the secondary windings of which They include the fifth and seventh current harmonics into a switching capacitor bank according to a scheme.

7. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the output voltage of the additionally introduced autonomous voltage inverter is supplied to the primary winding of a three-phase matching transformer, the secondary phase windings of which are connected to the network windings of the transformer transformers, each of which is performed on an independent three-phase magnetic circuit on which they lay one three-phase network and one three-phase valve windings.

8. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the output voltage of the additionally introduced autonomous voltage inverter is supplied to the primary winding of a three-phase matching transformer, the secondary phase windings of which are connected to the network windings of the transformer transformers made on one three-phase magnetic circuit, on which stack one three-phase network and two three-phase valve windings.

9. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the output voltage of the additionally introduced stand-alone voltage inverter is supplied to the primary winding of a three-phase matching transformer, the secondary phase windings of which are connected to the network windings of the transformer transformers, the valve windings of which are connected to rectifier bridges, DC side connected in parallel.

10. The method according to any one of claims 1 to 3, characterized in that the output voltage of the additionally introduced stand-alone voltage inverter is supplied to the primary winding of a three-phase matching transformer, the secondary phase windings of which are connected to the network windings of the transformer transformers, the valve windings of which are connected to rectifier bridges, DC side connected in series.