RU2323452C1

RU2323452C1 - Radar signal detector

Info

Publication number: RU2323452C1
Application number: RU2006143878/09A
Authority: RU
Inventors: Борис Анатольевич Панин (RU); Борис Анатольевич Панин; Лили Анатольевна Радык (RU); Лилия Анатольевна Радык
Original assignee: Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон - научно-исследовательский институт радиостроения"
Priority date: 2006-12-13
Filing date: 2006-12-13
Publication date: 2008-04-27

Abstract

FIELD: radar engineering, applicable for a detailed analysis of the signal spectrum within the resolution element determined by the Reley's criterion during observation of the controlled space.

SUBSTANCE: the claimed device has N single-type range channels, each of them has an amplitude-weight processing unit, unit for formation of the input signal frequency spectrum on the basis of the Fourier quick transformation algorithm, amplitude detector and a threshold device in each frequency channel, as well as a digital heterodyning unit, series-connected first and second switches, buffer memory, Fourier reverse discrete transformation unit, multiplier and a computing device, realizing the spectral estimation of the sample of the transformed detected signal.

EFFECT: provided determination of the numerical composition of the detected moving objective during observation with a restricted time of observation of each individual angular direction and exact determination of the Doppler frequency of each separate target in a group, as well as in case the claimed device is used in monopulser radars, determination of their angular positions.

7 dwg

Description

Изобретение относится к радиолокационной технике, в частности к импульсно-доплеровским радиолокационным станциям (РЛС), и может использоваться для обеспечения возможности детального анализа спектра сигнала в пределах элемента разрешения по критерию Релея, в том числе численного состава обнаруженного в нем движущегося объекта, а также в случае применения заявляемого устройства в моноимпульсных РЛС для точного определения доплеровской частоты каждой отдельной цели в группе и ее углового положения.The invention relates to radar technology, in particular to pulse-Doppler radar stations, and can be used to enable detailed analysis of the signal spectrum within the resolution element according to the Rayleigh criterion, including the numerical composition of the moving object detected in it, as well as if the inventive device is used in monopulse radars to accurately determine the Doppler frequency of each individual target in the group and its angular position.

Широко известны обнаружители когерентных радиолокационных сигналов (А.И.Перов. Статистическая теория радиотехнических систем. «Радиотехника», 2003 г.). В них характеристики разрешения по частоте, так называемого «разрешения в режиме согласования обработки сигналов» (Я.Д.Ширман, В.Н.Манжос. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. «Радио и связь», М., 1981 г.), определяются условиями согласованного приема сигналов на фоне собственного шума и характеризуются критерием Релея. В таких обнаружителях достижение высокого разрешения по частоте для определения численного состава групповой цели связано с увеличением объема выборки эхосигнала. Однако в современных многоцелевых РЛС промежуток времени, отводимый в ходе обзора контролируемой области для одного углового направления, ограничен и в ряде случаев не позволяет реализовать требуемое разрешение. Поэтому решение задачи раздельного наблюдения целей откладывают до перехода к этапу их сопровождения, когда дефицит времени, отводимого для накопления необходимого объема входных данных, не стоит столь остро. Пример такого технического решения при использовании в качестве «доплеровских фильтров» отсчетов дискретного преобразования Фурье (ДПФ) приводится в работе (А.А.Форштер. Распознавание и определение численного состава групповой воздушной цели. «Радиотехника», 2004, №8), в которой наращивание объема входной выборки достигается объединением нескольких интервалов наблюдения в режиме сопровождения. Однако кроме увеличения времени накопления этому простому для реализации техническому решению свойственны довольно высокая вероятность ошибки в оценке численного состава групповой цели, а также повышенная погрешность в оценке частот разрешенных сигналов.Detectors of coherent radar signals are widely known (A.I. Perov. Statistical Theory of Radio Engineering Systems. Radio Engineering, 2003). They include characteristics of frequency resolution, the so-called "resolution in the mode of matching signal processing" (Ya.D.Shirman, V.N. Manzhos. Theory and technique of processing radar information against the background of interference. "Radio and communication", M., 1981 g), are determined by the conditions for coordinated signal reception against a background of intrinsic noise and are characterized by the Rayleigh criterion. In such detectors, the achievement of a high frequency resolution for determining the numerical composition of a group target is associated with an increase in the echo signal sample size. However, in modern multi-purpose radars, the time interval allotted during the review of the controlled area for one angular direction is limited and in some cases does not allow the required resolution to be realized. Therefore, the solution of the problem of separate observation of targets is postponed until the transition to the stage of their maintenance, when the shortage of time allocated for the accumulation of the required amount of input data is not so acute. An example of such a technical solution when using discrete Fourier transform (DFT) samples as "Doppler filters" is given in (A. A. Forshter. Recognition and determination of the numerical composition of a group air target. Radio Engineering, 2004, No. 8), in which increasing the volume of the input sample is achieved by combining several observation intervals in tracking mode. However, in addition to increasing the accumulation time, this simple technical solution has a rather high probability of error in estimating the numerical composition of the group target, as well as an increased error in estimating the frequencies of allowed signals.

Известны также радиолокационные обнаружители, обеспечивающие оптимальное разрешение сигналов, под которым понимается оптимальное обнаружение полезного сигнала на фоне совместного воздействия собственного шума и мешающих сигналов (П.А.Бакут и др. Вопросы статистической теории радиолокации. Под общей редакцией Г.П.Тартаковского, т.II, «Советское Радио», М., 1964 г.). Реализация таких обнаружителей предусматривает многоканальность обработки (параметрирование) для всех возможных сочетаний полезного сигнала и остальных, относимых к помехам. В результате практическое использование их из-за возникающих сложностей, по-видимому, оправдано лишь при достаточно жестких ограничениях в отношении числа и положения целей, однако знание потенциальных характеристик разрешения важно при сравнении близости качества реальных устройств к оптимальным.Radar detectors are also known that provide optimal signal resolution, which is understood as the optimal detection of a useful signal against the background of the combined influence of intrinsic noise and interfering signals (P.A.Bakut et al. Issues of the statistical theory of radar. Edited by G.P. Tartakovsky, t .II, "Soviet Radio", M., 1964). The implementation of such detectors provides multichannel processing (parameterization) for all possible combinations of the useful signal and the others related to interference. As a result, the practical use of them due to the difficulties that arise is apparently justified only with fairly strict restrictions on the number and position of targets, however, knowledge of the potential resolution characteristics is important when comparing the proximity of the quality of real devices to optimal ones.

В настоящее время получили распространение методы параметрического спектрального оценивания случайных процессов, а также линейной комбинации действительных или комплексных экспонент (С.Л.Марпл-мл. Цифровой спектральный анализ и его приложения. «Мир», М., 1990 г.), позволяющие достичь очень высокого разрешения сигналов, в том числе гармонических, по частоте. Однако эти результаты можно получить только при весьма большой величине отношения сигнал/шум в анализируемой выборке на входе устройства обработки (5-10 дБ и более), в противном случае точность оценок оказывается неудовлетворительной, к тому же возникает большое число ложных отсчетов. В импульсно-доплеровских радиолокационных станциях, для которых предназначены рассматриваемые обнаружители, этот показатель составляет величину -20...-5 дБ (необходимое для достижения требуемой вероятности правильного обнаружения значение отношения сигнал/шум на входе порогового устройства в 12-15 дБ обеспечивается в них за счет когерентного накопления сигнала и повышения благодаря этому величины отношения сигнал/шум приблизительно на 10logM (М - объем входной выборки) относительно уровня на входе устройства обработки).At present, methods of parametric spectral estimation of random processes, as well as a linear combination of real or complex exponentials (S. L. Marple-ml. Digital spectral analysis and its applications. Mir, Moscow, 1990), which make it possible to achieve very high resolution signals, including harmonic, in frequency. However, these results can be obtained only with a very large signal-to-noise ratio in the analyzed sample at the input of the processing device (5-10 dB or more), otherwise the accuracy of the estimates turns out to be unsatisfactory, and a large number of false readings arise. In pulse-Doppler radar stations for which the considered detectors are intended, this indicator amounts to -20 ...- 5 dB (the signal-to-noise ratio at the input of the threshold device of 12-15 dB necessary to achieve the required probability of correct detection is provided in them due to coherent signal accumulation and increase due to this, the signal-to-noise ratio is approximately 10logM (M is the volume of the input sample) relative to the level at the input of the processing device).

Из известных технических решений наиболее близким является обнаружитель-измеритель произвольных параметров (в том числе частоты) сигналов нескольких источников излучения (В.В.Абраменков. Структура оптимального измерителя параметров в многосигнальных ситуациях. Авионика, 2002-2004, (сб. статей), под ред. А.И.Канащенкова, «Радиотехника», М., 2005 г., стр.215-217). Он построен на основе односигнального обнаружителя с добавлением последующей весовой обработки значений взаимно корреляционных функций (ВКФ) принятого и зондирующего сигналов. В качестве весовых коэффициентов выступают значения автокорреляционной функции (АКФ) зондирующего сигнала, которые известны до приема сигнала и могут быть рассчитаны и запомнены заранее.Of the known technical solutions, the closest is the detector-meter of arbitrary parameters (including frequency) of the signals of several radiation sources (V.V. Abramenkov. The structure of the optimal parameter meter in multi-signal situations. Avionics, 2002-2004, (collection of articles), under Edited by A.I. Kanaschenkov, Radio Engineering, M., 2005, pp. 215-217). It is built on the basis of a single-signal detector with the addition of subsequent weight processing of the values of the cross-correlation functions (FCF) of the received and probing signals. The weighting coefficients are the values of the autocorrelation function (ACF) of the probe signal, which are known before the signal is received and can be calculated and stored in advance.

Недостатком прототипа является требование априорного знания числа обнаруживаемых целей, а также сложность (или большой объем вычислений) при практической реализации, поскольку требуется формирование взаимных корреляционных функций (ВКФ) при различных комбинациях взаимных расстроек ожидаемых сигналов по оцениваемому параметру (частоте).The disadvantage of the prototype is the requirement of a priori knowledge of the number of detected targets, as well as the complexity (or a large amount of calculations) in practical implementation, since the formation of mutual correlation functions (FCF) is required for various combinations of mutual detunings of the expected signals by the estimated parameter (frequency).

Задачей изобретения является повышение эффективности обнаружителя радиолокационных сигналов за счет обеспечения возможности оценки численного состава обнаруженного движущегося группового объекта, а также точного определения доплеровской частоты каждой отдельной цели в группе и ее углового положения (в случае применения заявляемого устройства в моноимпульсных РЛС) путем детального анализа спектра принятого сигнала в пределах элемента спектрального разрешения по критерию Релея.The objective of the invention is to increase the efficiency of the detector of radar signals due to the possibility of assessing the numerical composition of the detected moving group object, as well as the accurate determination of the Doppler frequency of each individual target in the group and its angular position (in the case of using the inventive device in monopulse radars) by a detailed analysis of the spectrum adopted signal within the spectral resolution element according to the Rayleigh criterion.

Решение поставленной задачи достигается тем, что в многоканальном обнаружителе когерентных импульсных сигналов с N однотипными каналами дальности, каждый из которых включает блок амплитудно-весовой обработки (АВО), блок формирования частотного спектра (БФС) входного сигнала на основе алгоритма быстрого преобразования Фурье (БПФ), амплитудный детектор (АД) и пороговое устройство (ПУ) в каждом частотном канале, к объединенному выходу пороговых устройств N каналов дальности дополнительно подключены блок цифрового гетеродинирования (БЦГ), последовательно соединенные первый и второй коммутаторы, буферное запоминающее устройство (БЗУ), блок обратного дискретного преобразования Фурье (БОДПФ), умножитель и вычислительное устройство, причем управляющий вход первого коммутатора соединен с выходами ПУ всех каналов дальности, управляющий вход второго коммутатора - с первым выходом БЦГ, управляющий вход БЗУ - со вторым выходом БЦГ, а на второй вход умножителя поданы сигналы множителей, обратных по величине коэффициентам исходной весовой функции окна для спектрального анализа с амплитудно-весовой обработкой, а к выходным сигналам обнаружителя, снятым с выходов ПУ и поступающим на вторичную обработку и индикацию, с выхода вычислительного устройства добавляются данные о числе целей в группе, значениях доплеровских сдвигов и, в зависимости от возлагаемых на РЛС задач, значениях амплитуд и фаз их эхосигналов.The solution of this problem is achieved by the fact that in a multichannel detector of coherent pulse signals with N of the same range channels, each of which includes an amplitude-weight processing (ABO) unit, a frequency spectrum formation unit (BFS) of the input signal based on the Fast Fourier Transform (FFT) algorithm , an amplitude detector (AM) and a threshold device (PU) in each frequency channel, an additional digital heterodyning unit (BCG) is additionally connected to the combined output of the threshold devices of the N range channels, p therefore, the connected first and second switches, a buffer storage device (BZU), a block of the inverse discrete Fourier transform (BODPF), a multiplier and a computing device, the control input of the first switch being connected to the outputs of the controllers of all range channels, the control input of the second switch to the first output of the BCG , the control input of the BZU - with the second output of the BCG, and the signals of the factors inverse to the coefficients of the initial weight function of the window for spectral analysis with amp weight-weight processing, and to the detector output signals taken from the control panel outputs and fed to secondary processing and indication, the output of the computing device adds data on the number of targets in the group, the values of Doppler shifts and, depending on the tasks assigned to the radar, the amplitudes and phases of their echoes.

На фиг.1 приведена блок-схема заявляемого устройства с подробным начертанием одного из N однотипных каналов дальности обнаружителя в импульсно-доплеровской РЛС. На фиг.2 графики слева (2а, 2в, 2д) отображают огибающую отсчетов спектра входного сигнала на выходе блока формирования спектра (доплеровской фильтрации), а графики справа (2б, 2г, 2е) - то же после дополнительной обработки сигнала с целью достижения высокого разрешения по частоте при одинаковом входном отношении сигнал/шум: соответственно при входном отношении сигнал/шум q_вх=-10 дБ (а, б), q_вх=0 дБ (в, г), q_вх=20 дБ (д, е).Figure 1 shows a block diagram of the inventive device with a detailed outline of one of the N of the same type of detector range channels in a pulse-Doppler radar. In Fig. 2, the graphs on the left (2a, 2c, 2e) show the envelope of the samples of the spectrum of the input signal at the output of the spectrum forming unit (Doppler filtering), and the graphs on the right (2b, 2d, 2e) display the same after additional signal processing in order to achieve frequency resolution for the same input signal-to-noise ratio: respectively, at the input signal-to-noise ratio q _in = -10 dB (a, b), q _in = 0 dB (c, d), q _in = 20 dB (d, e )

Обнаружитель радиолокационных сигналов (фиг.1) содержит последовательно соединенные в каждом отдельном канале дальности импульсно-доплеровской РЛС блок амплитудно-весовой обработки (АВО) 1 выборки входного воздействия («пачки» импульсов), блок формирования спектра (БФС) 2 анализируемого сигнала, амплитудный детектор (АД) 3 и пороговое устройство (ПУ) 4, подключенные к выходам пороговых устройств 4 всех каналов дальности блок цифрового гетеродинирования (БЦГ) 5, предназначенный для установления номеров частотных отсчетов на выходе блока формирования спектра (БФС), подлежащих дальнейшей обработке, и первый коммутатор 6, подключающий к вновь вводимым блокам обнаружителя канал дальности с сигналом обнаруженной цели с выхода БФС, второй коммутатор 7 для передачи комплексных значений спектральных отсчетов сигнала в БЗУ 8, блок обратного дискретного преобразования Фурье (БОДПФ) 9, умножитель 10 результата обратного дискретного преобразования Фурье (ОДПФ) на множители, обратные по величине коэффициентам исходной весовой функции, и вычислительное устройство 11, осуществляющее спектральный анализ выходного сигнала умножителя с высоким разрешением по частоте.The detector of radar signals (Fig. 1) contains a series of amplitude-weight processing (ABO) 1 input exposure samples ("bursts" of pulses), a spectrum forming unit (BPS) 2 of the analyzed signal, amplitude-connected, in each separate channel of the range of the pulse-Doppler radar a detector (HELL) 3 and a threshold device (PU) 4 connected to the outputs of the threshold devices 4 of all range channels digital heterodyning unit (BCG) 5, designed to establish the numbers of frequency samples at the output of the block of spectrum (BFS) to be further processed, and the first switch 6, connecting to the newly introduced detector blocks the range channel with the signal of the detected target from the output of the BFS, the second switch 7 for transmitting complex values of the spectral samples of the signal in the BZU 8, the block of the inverse discrete Fourier transform (BODPF) 9, the multiplier 10 of the result of the inverse discrete Fourier transform (ODPF) by factors inverse to the coefficients of the initial weight function, and a computing device 11 that performs the spectrum flax analysis multiplier output signal with high frequency resolution.

Каждый отдельный канал дальности обнаружителя когерентного сигнала, включающий блоки АВО 1, БФС 2 и амплитудного детектирования 3, а также пороговое устройство 4, предназначен для обнаружения эхосигналов во всем требуемом диапазоне доплеровских частот. Блок АВО 1 служит для снижения уровня боковых лепестков амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) доплеровского фильтра за счет применения одного из известных спектральных окон (Ф.Дж.Хэррис. Использование окон при гармоническом анализе методом дискретного преобразования Фурье. ТИИЭР, т.66, №1, январь 1978 г.), например часто употребляемого окна Дольф-Чебышева (здесь и далее в описании изобретения используется функциональная эквивалентность понятий «доплеровский фильтр» и «отсчет БПФ»).Each individual channel of the range of the detector of a coherent signal, including blocks ABO 1, BFS 2 and amplitude detection 3, as well as a threshold device 4, is designed to detect echo signals in the entire required range of Doppler frequencies. The ABO 1 unit is used to reduce the level of the side lobes of the amplitude-frequency characteristic (AFC) of the Doppler filter due to the use of one of the known spectral windows (F.J. Harris. Using windows for harmonic analysis using the discrete Fourier transform method. TIIER, vol. 66, No. 1, January 1978), for example, the frequently used Dolph-Chebyshev window (hereinafter, the functional equivalence of the terms “Doppler filter” and “FFT count” are used in the description of the invention).

Блок цифрового гетеродинирования 5 на основании данных с выхода пороговых устройств 4 определяет для канала дальности с обнаруженным сигналом номера спектральных отсчетов (доплеровских фильтров) на выходе блока формирования спектра сигнала 2, требующихся для дальнейшей обработки, и номера ячеек БЗУ 8, в которые эти отсчеты записываются. Тем самым осуществляется цифровое гетеродинирование обнаруженного сигнала в середину диапазона анализируемых частот, совпадающую в данном случае с половиной частоты повторения зондирующего сигнала (или частоты выборки входного сигнала). Кроме цифрового гетеродинирования здесь же производится и ограничение протяженности спектра профильтрованного сигнала, восстанавливаемого путем обратного преобразования Фурье во временную область. Производимые преобразования при этом основаны на следующих выражениях. Пусть, например, a(m) - комплексный спектральный отсчет на выходе блока формирования спектра 2 с номером m (m=1, 2...M, M - число доплеровских фильтров в каждом канале дальности, численно равное объему входной выборки); A(k), (k=1, 2...M) - эти же (а(m)) спектральные отсчеты, преобразованные для записи в k-тую ячейку БЗУ 8, m₀ - номер спектрального отсчета (доплеровского фильтра) с обнаруженным сигналом, m_R - число сохраняемых спектральных компонент обнаруженного сигнала (одной боковой полосы), m_R=1-2. Тогда данные с выхода БФС 2 размещаются в ячейках БЗУ 8 следующим образом. В центральную ячейку с номером, равным М/2, записывается спектральный отсчет с выхода БФС с номером m₀, соответствующим середине спектра обнаруженного сигналаThe digital heterodyning unit 5, based on the data from the output of the threshold devices 4, determines for the range channel with the detected signal the numbers of spectral samples (Doppler filters) at the output of the spectrum forming unit of signal 2, required for further processing, and the cell numbers of the BZU 8 into which these samples are recorded . Thus, the digital heterodyning of the detected signal in the middle of the analyzed frequency range is carried out, which coincides in this case with half the repetition frequency of the probe signal (or the sampling frequency of the input signal). In addition to digital heterodyning, a limitation of the spectrum length of the filtered signal, which is restored by the inverse Fourier transform into the time domain, is also performed here. The transformations made are based on the following expressions. Let, for example, a (m) be the complex spectral count at the output of spectrum forming unit 2 with number m (m = 1, 2 ... M, M is the number of Doppler filters in each range channel, numerically equal to the volume of the input sample); A (k), (k = 1, 2 ... M) are the same (a (m)) spectral readings converted for recording to the k-th cell of the BZU 8, m ₀ is the number of the spectral read-out (Doppler filter) with detected signal, m _R - the number of stored spectral components of the detected signal (one side band), m _R = 1-2. Then the data from the output of the BFS 2 are placed in the cells of the BZU 8 as follows. In the central cell with a number equal to M / 2, a spectral count is recorded from the output of the BFS with the number m ₀ corresponding to the middle of the spectrum of the detected signal

Подлежащие дальнейшей обработке остальные 2* m_R спектральных отсчетов размещаются симметрично относительно центрального:The remaining 2 * m _R spectral samples to be further processed are placed symmetrically relative to the central one:

В оставшиеся ячейки БЗУ записываются нули:The zeros are written in the remaining cells of the CCD:

Указанные операции обеспечивают 1) существенное увеличение отношения сигнал/шум после последующего преобразования сигнала во временную область с помощью алгоритма ОДПФ благодаря обнулению спектральных отсчетов за пределами выделенного участка протяженностью 2*m_R, в которых составляющие сигнала пренебрежимо малы (выигрыш около 10log(M/(2*m_R)), где M - объем входной выборки или число импульсов в «пачке»); 2) исключение "концевого эффекта", когда часть подлежащего сохранению спектра сигнала попадает в отсекаемую область, т.е. номера спектральных отсчетов меньше 0 или больше M; 3) снижение в восстанавливаемом сигнале искажений типа осцилляций Гиббса, возникающих из-за ограничения протяженности спектра сигнала. Эти искажения при дальнейшем спектральном оценивании с высоким разрешением могут привести к появлению ложных сигналов. Благодаря симметричному отсечению боковых составляющих спектра сигнала степень искажений в восстанавливаемом сигнале уменьшается. Коммутаторы 6 и 7, выполненные с использованием распостраненных микросхем, например, из наборов серий К561, К566, предназначены для передачи значений комплексных спектральных отсчетов с выхода блока формирования спектра 2 в канале дальности (n), в котором обнаружен сигнал, на вход БЗУ 8.These operations provide 1) a significant increase in the signal-to-noise ratio after the subsequent conversion of the signal to the time domain using the OTF algorithm due to zeroing of the spectral readings outside the selected section with a length of 2 * m _R , in which the signal components are negligible (gain about 10log (M / ( 2 * m _R )), where M is the volume of the input sample or the number of pulses in the “packet”); 2) the exclusion of the "end effect" when a part of the signal to be preserved in the spectrum falls into the cut-off region, i.e. numbers of spectral samples less than 0 or greater than M; 3) a decrease in the reconstructed signal of distortions such as Gibbs oscillations arising due to the limitation of the length of the signal spectrum. These distortions during further spectral estimation with high resolution can lead to the appearance of false signals. Due to the symmetric cutoff of the side components of the signal spectrum, the degree of distortion in the reconstructed signal is reduced. Switches 6 and 7, made using common circuits, for example, from the K561, K566 series sets, are designed to transmit complex spectral samples from the output of spectrum forming unit 2 in the range channel (n) in which the signal is detected to the input of the BZU 8.

Блок обратного дискретного преобразования Фурье 9 служит для осуществления обратного преобразования Фурье известным способом на основе того же алгоритма БПФ (Л.Рабинер, Б.Гоулд. Теория и применение цифровой обработки сигналов. "Мир", М., 1978 г., стр.410-411). Этот блок может быть выполнен, например, на микросхемах серий К561, К566 и др. указанным в этой же книге способом (глава 10).Block inverse discrete Fourier transform 9 is used to implement the inverse Fourier transform in a known manner based on the same FFT algorithm (L. Rabiner, B. Gould. Theory and application of digital signal processing. "Mir", M., 1978, p. 410 -411). This block can be performed, for example, on microcircuits of the K561, K566 series, etc., as indicated in the same book (chapter 10).

Умножитель 10, выполненный, например, на микросхемах упомянутых серий, предназначен для устранения влияния на результат последующей обработки действия спектрального окна при АВО в блоке 1. Множители {w_i ^-1}, i=1, 2...M, на которые умножаются отсчеты восстанавливаемого сигнала во временной области, обратны по величине коэффициентам исходной весовой функции окна {w_i}, i=1, 2...M.The multiplier 10, made, for example, on the microcircuits of the mentioned series, is designed to eliminate the influence on the result of the subsequent processing of the spectral window during ABO in block 1. The factors {w _i ^-1 }, i = 1, 2 ... M, by which are multiplied the samples of the reconstructed signal in the time domain are inverse in magnitude to the coefficients of the initial weighting function of the window {w _i }, i = 1, 2 ... M.

Вычислитель 11 предназначен для осуществления параметрического спектрального оценивания выходного сигнала умножителя 10 по одному из известных алгоритмов, например алгоритму Прони, алгоритму MUSIC, алгоритму на основе метода собственных значений ковариационной матрицы данных, алгоритму авторегрессионного спектрального оценивания и др., которые рассмотрены, например, в упоминавшейся на стр.2 книге С.Л.Марпла-мл. Выбор определяется характером анализируемого сигнала (совокупность гармонических колебаний или случайных процессов) и поставленными целями (определение числа сигналов и их частот или дополнительно их интенсивностей). Реализации программ, написанных на FORTRAN для указанных алгоритмов спектрального оценивания сигналов, приведены в этой же книге: алгоритм Прони - стр.397-417; алгоритмы MUSIC и на основе метода собственных значений ковариационной матрицы данных - стр.448-450; алгоритм авторегерессионного спектрального оценивания - стр.312-315.The calculator 11 is designed to perform parametric spectral estimation of the output signal of the multiplier 10 according to one of the known algorithms, for example, the Prony algorithm, the MUSIC algorithm, an algorithm based on the eigenvalue method of the covariance data matrix, the autoregressive spectral estimation algorithm, etc., which are considered, for example, in the aforementioned on page 2 of the book by S.L. Marple Jr. The choice is determined by the nature of the analyzed signal (the totality of harmonic oscillations or random processes) and the goals set (determining the number of signals and their frequencies or additionally their intensities). Implementations of programs written in FORTRAN for the indicated algorithms for spectral estimation of signals are given in the same book: Proni algorithm - pp. 397-417; MUSIC algorithms and based on the eigenvalue method of the covariance data matrix - p. 448-450; algorithm for autoregressive spectral estimation - pp. 312-315.

Заявляемое устройство работает следующим образом. На вход обнаружителя радиолокационных сигналов (фиг.1) поступает сигнал с выхода одного из однотипных каналов дальности многоканального (по дальности) приемного устройства РЛС в виде временной выборки объемом М. Далее эта выборка подвергается амплитудно-весовой обработке в блоке АВО 1 с коэффициентами исходной весовой функции окна, поступающими из внешнего запоминающего устройства (ЗУ), преобразованию в частотную область в блоке формирования спектра сигнала 2 и амплитудному детектированию в блоке 3 для каждого доплеровского фильтра. Затем производится сравнение продетектированного сигнала с пороговым значением «П» в пороговом устройстве 4, после чего результаты обработки в виде массива признаков наличия цели ПНЦ (n, m), значение которого (0 или 1) свидетельствует о превышении или непревышении сигналом порога в доплеровском канале с номером m для канала дальности с номером n (на фиг.1 номер канала дальности и номер фильтра, где обнаружен сигнал, снабжены индексом 0), и амплитуды обнаруженного сигнала передаются для вторичной обработки радиолокационной информации и на блок индикации РЛС. Дополнительно массив признаков ПНЦ (n, m) поступает на вход блока цифрового гетеродинирования 5, где по этому массиву определяются номера доплеровских фильтров на выходе блока формирования частотного спектра сигнала 2, для которых значения комплексных спектральных отсчетов подлежат записи в БЗУ 8, и номера ячеек памяти БЗУ 8, куда эти значения должны быть записаны. Запись производится через коммутаторы 6 и 7. Остальные ячейки памяти БЗУ 8 обнуляются. Считанная из БЗУ 8 выборка данных объемом М элементов преобразуется в блоке обратного дискретного преобразования Фурье 9 из частотной области во временную и после поэлементного умножения на множители в блоке 10 подвергается в вычислительном устройстве 11 спектральному оцениванию с высоким разрешением с определением числа целей в группе Кц, значений доплеровских сдвигов частот f_дj (j=1, 2...Кц) и, при необходимости, значений амплитуд и фаз их эхосигналов. Эти данные в дополнение к вышеназванным поступают на вторичную обработку и индикацию.The inventive device operates as follows. The input from the detector of radar signals (Fig. 1) receives a signal from the output of one of the same type of range channels of a multichannel (in range) radar receiver in the form of a temporary sample of volume M. Next, this sample is subjected to amplitude-weight processing in the ABO 1 unit with the initial weight coefficients window functions coming from an external storage device (memory), conversion to the frequency domain in the signal spectrum forming unit 2 and amplitude detection in unit 3 for each Doppler filter. Then, the detected signal is compared with the threshold value “P” in the threshold device 4, after which the processing results are in the form of an array of signs of the presence of the PNC target (n, m), the value of which (0 or 1) indicates that the signal exceeds or does not exceed the threshold in the Doppler channel with the number m for the range channel with the number n (in Fig. 1, the range channel number and the filter number where the signal is detected are provided with index 0), and the amplitudes of the detected signal are transmitted for secondary processing of the radar information and to the unit Superimpose the radar. Additionally, the array of signs of the PNC (n, m) is fed to the input of the digital heterodyning unit 5, where the numbers of Doppler filters at the output of the unit for generating the frequency spectrum of signal 2 are determined for this array, for which the values of complex spectral samples are to be recorded in the ROM 8, and the numbers of memory cells BZU 8, where these values should be written. Recording is done through switches 6 and 7. The remaining memory cells of the ROM 8 are reset. The sample of data read in from BZU 8 with a volume of M elements is converted in the inverse discrete Fourier transform unit 9 from the frequency domain to the time domain and, after element-wise multiplication by factors in block 10, is subjected to high-resolution spectral estimation in computing device 11 with determination of the number of targets in the group Kc, values Doppler frequency shifts f _dj (j = 1, 2 ... Kc) and, if necessary, the values of the amplitudes and phases of their echo signals. These data, in addition to the above, are sent to secondary processing and display.

Графики на фиг.2 отображают результаты обработки выборки входного сигнала объемом 1024 при трех значениях отношения сигнал/шум на входе обнаружителя q_вх=-10 дБ, 0 дБ и +20 дБ. На входе действуют два сигнала с равными амплитудами и относительными частотами f_отн1=0.4000 и f_отн2=0.4025 (по определению относительная частота f_отн=f/F_П, где f - частота сигнала, F_П - частота повторения импульсов). На выходе блока формирования спектра БФС 2 Фурье-спектр воздействия представляется группой отсчетов с номерами 406...414 (графики представлены в левом столбце). Видно, что сигналы не разрешаются по частоте по критерию Релея. После дополнительной обработки в соответствии со схемой заявляемого устройства оба сигнала (правая группа графиков) четко позиционируются в центре анализируемой частотной области (участок 2310...2580 преобразованной частотной шкалы с более крупным масштабом). В качестве метода спектрального оценивания использовался метод разложения ковариационной матрицы данных по собственным значениям. При амплитудно-весовой обработке применялось окно Дольфа-Чебышева с уровнем боковых лепестков -90 дБ.The graphs in Fig. 2 show the results of processing a sample of an input signal with a volume of 1024 for three signal-to-noise ratios at the detector input q _in = -10 dB, 0 dB, and +20 dB. At the input, there are two signals with equal amplitudes and relative frequencies f _rel 1 = 0.4000 and f _rel 2 = 0.4025 (by definition, the relative frequency f _rel = f / F _P , where f is the signal frequency, F _P is the pulse repetition rate). At the output of the BFS 2 spectrum forming unit, the Fourier spectrum of the effect is represented by a group of samples with numbers 406 ... 414 (graphs are presented in the left column). It can be seen that the signals are not resolved in frequency according to the Rayleigh criterion. After additional processing in accordance with the scheme of the claimed device, both signals (the right group of graphs) are clearly positioned in the center of the analyzed frequency domain (plot 2310 ... 2580 of the converted frequency scale with a larger scale). As a method of spectral estimation, we used the method of decomposition of the covariance data matrix into eigenvalues. For amplitude-weight processing, a Dolph-Chebyshev window with a level of side lobes of -90 dB was used.

Как уже указывалось, для выполнения заявляемого устройства могут быть использованы, например, отечественные микросхемы на МОП-транзисторах серий К156, К561, К566 и т.п. или зарубежные аналоги: микросхемы серий 4000, МАХ300 и др., а также микропроцессорные наборы других подходящих серий. При реализации операций, выполняемых вводимыми блоками 6-11, частично или полностью могут быть использованы возможности бортовой вычислительной системы.As already mentioned, for the implementation of the inventive device can be used, for example, domestic microcircuits on MOS transistors series K156, K561, K566, etc. or foreign analogues: microcircuits of the 4000, MAX300 series, etc., as well as microprocessor sets of other suitable series. When implementing the operations performed by the input units 6-11, the capabilities of the on-board computer system can be partially or fully used.

Использование изобретения позволит повысить эффективность разрешения групповой цели, в том числе определение ее численного состава, при обнаружении объектов с помощью когерентных РЛС.Using the invention will improve the resolution of a group target, including determining its numerical composition, when objects are detected using coherent radar.

Claims

A detector of radar signals with N of the same range channels, each of which contains a series-connected unit for amplitude-weight processing of the input signal, to which the coefficients of the initial weighting function of the window, a spectrum forming unit based on the fast Fourier transform (FFT) are received from an external storage device , an amplitude detector, a threshold device, the output signal of which is fed to secondary processing and indication, characterized in that it additionally contains a buffer memory device (BZU), a digital heterodyning unit, designed to determine the numbers of Doppler filters for which the values of complex spectral samples are to be memorized, as well as to determine the cell numbers of the BZU, into which these samples are written, two switches, a block of the inverse discrete Fourier transform, multiplier , a computing device for parametric spectral estimation of the output signal, while the outputs of the threshold devices of all N channels of the same type in the range are combined and connected to the input of the digital heterodyning unit and the control input of the first switch, the first output of the digital heterodyning unit is connected to the control input of the second switch, and the second output is connected to the second input of the buffer ROM, the signal input of the first switch is connected to the output of the spectrum forming unit FFT of each of the N of the same range channels, the output of the first switch is connected to the signal input of the second switch, the output of the second switch is connected to the first input of the BZU, One of which is connected to the input of the inverse discrete Fourier transform unit, the output of the latter is connected to the first input of the multiplier, the second input of which receives factors that are inverse to the coefficients of the initial weight function of the window, the output of the multiplier is connected to the input of the computing device, the output signal of which additionally goes to secondary processing and indication.