RU2305890C2 - Method for controlling operation of m-phase ac-to-ac regulating converter - Google Patents
Method for controlling operation of m-phase ac-to-ac regulating converter Download PDFInfo
- Publication number
- RU2305890C2 RU2305890C2 RU2005108508/09A RU2005108508A RU2305890C2 RU 2305890 C2 RU2305890 C2 RU 2305890C2 RU 2005108508/09 A RU2005108508/09 A RU 2005108508/09A RU 2005108508 A RU2005108508 A RU 2005108508A RU 2305890 C2 RU2305890 C2 RU 2305890C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- frequency
- phase
- low
- circuit
- active
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
Description
Предлагаемое изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано в преобразовательных источниках питания для различных электротехнологических установок.The present invention relates to a conversion technique and can be used in converting power supplies for various electrical installations.
В ряде электротехнологических установок и процессов для повышения эффективности их работы целесообразно применение двухчастотного электромагнитного поля, обеспечивающего двухчастотную систему токов, например: при индукционном нагреве зубчатых колес, когда индукционный нагрев основной массы колеса производится на низкой частоте, а поверхность зубьев закаливается на высокой частоте; при плавке металлов, когда плавка металла производится на высокой частоте, а его перемешивание - на низкой частоте; в электромагнитном насосе для перекачивания жидкого металла, когда перекачивание металла осуществляется на низкой частоте, а его подогрев для предотвращения затвердевания - на высокой частоте.In a number of electrotechnological installations and processes, to increase the efficiency of their operation, it is advisable to use a two-frequency electromagnetic field that provides a two-frequency system of currents, for example: when induction heating gears, when the induction heating of the main mass of the wheel is carried out at a low frequency, and the surface of the teeth is hardened at a high frequency; when melting metals, when metal is melted at a high frequency, and its mixing at a low frequency; in an electromagnetic pump for pumping liquid metal when the metal is pumped at a low frequency, and it is heated to prevent solidification at a high frequency.
Для генерирования двухчастотного электромагнитного поля, а следовательно, и двухчастотной системы токов известен автономный полумостовой инвертор и способ управления работой автономного полумостового инвертора. Упомянутый инвертор содержит полумостовую схему из управляемых ключей, шунтированных диодами, фильтровый конденсатор и разделительные конденсаторы, подключенные параллельно к источнику постоянного напряжения. Нагрузка инвертора выполнена в виде высокочастотного параллельного резонансного колебательного LC-контура. С общей точкой разделительных конденсаторов и последовательно с LC-контуром соединен низкочастотный дроссель. Таким образом, в инверторе имеется последовательный низкочастотный резонансный колебательный LC-контур и параллельный высокочастотный резонансный колебательный LC-контур. В результате этого посредством управления ключами полумоста формируют высокочастотные колебания в виде синусоиды, средняя линия которой изменяется по синусоиде низкой частоты, т.е. формируют двухчастотное электромагнитное поле, а следовательно, и двухчастотную систему токов (Патент на изобретение №2231906).To generate a two-frequency electromagnetic field, and hence a two-frequency system of currents, an autonomous half-bridge inverter and a method for controlling the operation of an autonomous half-bridge inverter are known. Mentioned inverter contains a half-bridge circuit of controlled keys shunted by diodes, a filter capacitor and isolation capacitors connected in parallel to a constant voltage source. The load of the inverter is made in the form of a high-frequency parallel resonant oscillatory LC circuit. A low-frequency choke is connected to the common point of the isolation capacitors and in series with the LC circuit. Thus, the inverter has a serial low-frequency resonant oscillatory LC circuit and a parallel high-frequency resonant oscillatory LC circuit. As a result of this, by controlling the keys of the half-bridge, high-frequency oscillations are generated in the form of a sinusoid, the middle line of which changes along the low-frequency sinusoid, i.e. form a two-frequency electromagnetic field, and therefore a two-frequency system of currents (Patent for invention No. 2231906).
Известно также устройство для индукционного нагрева и способ управления устройством для индукционного нагрева, в котором упомянутый выше автономный инвертор может быть включен по m-фазной системе для питания m-фазной нагрузки, при этом в каждой фазе или обмотке нагрузки формируются токи высокой и низкой частоты, при этом каждый инвертор подключен к своему источнику постоянного напряжения (Патент на изобретение №2231904).A device for induction heating and a method for controlling a device for induction heating are also known, in which the aforementioned stand-alone inverter can be switched on via an m-phase system to power an m-phase load, while high and low frequency currents are generated in each phase or load winding, each inverter is connected to its own DC voltage source (Patent for invention No. 2231904).
Известно также устройство для индукционного нагрева и способ управления устройством для индукционного нагрева, в котором упомянутые выше автономные инверторы также могут быть включены по m-фазной системе для питания m-фазной нагрузки, при этом все инверторы подключены к общему источнику постоянного напряжения, а в каждой фазе формируются токи высокой и низкой частоты (Патент на изобретение №2231905).There is also known a device for induction heating and a method for controlling a device for induction heating, in which the above-mentioned stand-alone inverters can also be connected via an m-phase system to power the m-phase load, while all inverters are connected to a common constant voltage source, and in each high and low frequency currents are formed in the phase (Patent for invention No. 2231905).
Все упомянутые устройства позволяют генерировать двухчастотные электромагнитные поля, а следовательно, и двухчастотные системы токов в широком диапазоне изменения частоты как низкочастотной, так и высокочастотной составляющих электромагнитного поля, при этом предельная частота высокочастотной составляющей электромагнитного поля определяется только динамическими параметрами управляемых ключей, используемых в автономном инверторе, прежде всего временем включения и выключения управляемых ключей, а также допустимыми скоростями изменения токов и напряжений этих ключей.All of these devices allow you to generate two-frequency electromagnetic fields, and therefore, two-frequency current systems in a wide range of changes in the frequency of both low-frequency and high-frequency components of the electromagnetic field, while the limiting frequency of the high-frequency component of the electromagnetic field is determined only by the dynamic parameters of the controlled keys used in the autonomous inverter , first of all, the on and off time of the managed keys, as well as the permissible speeds Change currents and voltages of these keys.
Во всех упомянутых аналогах в общем случае с широким диапазоном изменения частот низкочастотной и высокочастотной составляющих электромагнитного поля оправдано применение низкочастотного и высокочастотного колебательных резонансных LC-контуров, оправдано применение инвертора для получения двухчастотного электромагнитного поля при специальном управлении инвертором и выпрямителя для получения постоянного напряжения, так как все это в совокупности позволяет достичь заявленного в упомянутых аналогах технического результата: формирование в нагрузке инвертора сигнала, содержащего одновременно высокочастотный и низкочастотный токи.In all the mentioned analogs, in the general case with a wide range of changes in the frequencies of the low-frequency and high-frequency components of the electromagnetic field, the use of low-frequency and high-frequency vibrational resonant LC circuits is justified, the use of an inverter to obtain a two-frequency electromagnetic field with special control of the inverter and a rectifier to obtain a constant voltage is justified, since all this together allows you to achieve the technical result stated in the aforementioned analogues: A load in the inverter load containing both high-frequency and low-frequency currents.
Однако на практике имеется такой частный случай, когда частота низкочастотного сигнала может составлять 50 или 60 Гц, т.е. частоту напряжения промышленной сети. Этот частный случай имеет место при больших массах нагреваемого, расплавляемого или перекачиваемого металла. В упомянутом частном случае начинают проявляться недостатки рассмотренных аналогов, а именно наличие выпрямителя и инвертора, что приводит к ухудшению массогабаритных показателей устройств-аналогов, двойное преобразование параметров электрической энергии, сначала выпрямление, затем инвертирование, что приводит к снижению к.п.д. устройств-аналогов и, наконец, наличие двух резонансных колебательных LC- контуров - последовательного и параллельного - в инверторе, что также приводит к ухудшению массогабаритных показателей устройств-аналогов. Наиболее близким к предлагаемому регулятору-преобразователю переменно-переменного тока является принятый в качестве прототипа трехфазный тиристорный регулятор переменного напряжения, который содержит 3 однофазные цепи, соединенные по схеме «звезда» и подключенные к трехфазной сети переменного напряжения, при этом каждая однофазная цепь состоит из последовательно соединенных встречно-параллельно включенных двух тиристоров и активно-индуктивной нагрузки (Приложение 1: Бурков А.Т. Электронная техника и преобразователи: Учеб. для вузов ж.-д. трансп. - М.: Транспорт, 2001. - 464 с.: стр.440, рис.10.2, на котором изображен однофазный тиристорный регулятор с типичной активно-индуктивной RL-нагрузкой и стр.442, рис.10.4,а, на котором изображен трехфазный тиристорный регулятор, в котором для упрощения пояснения принципа его работы активно-индуктивная RL-нагрузка заменена на активную или резистивную R-нагрузку).However, in practice there is such a special case when the frequency of the low-frequency signal can be 50 or 60 Hz, i.e. voltage frequency of an industrial network. This particular case takes place with large masses of heated, molten or pumped metal. In the aforementioned special case, the disadvantages of the considered analogues begin to appear, namely the presence of a rectifier and an inverter, which leads to a deterioration in the overall dimensions of analog devices, double conversion of electric energy parameters, first rectification, then inversion, which leads to a decrease in efficiency. analog devices and, finally, the presence of two resonant oscillatory LC circuits - serial and parallel - in the inverter, which also leads to a deterioration in the overall dimensions of analog devices. The closest to the proposed AC-converter regulator is a three-phase thyristor AC voltage regulator adopted as a prototype, which contains 3 single-phase circuits connected by a star circuit and connected to a three-phase AC voltage network, with each single-phase circuit consisting of connected counter-parallel connected two thyristors and an active inductive load (Appendix 1: Burkov AT Electronic equipment and converters: Textbook for universities railway transport - M .: Transport, 2001. - 464 pp .: p. 440, fig. 10.2, which shows a single-phase thyristor regulator with a typical active-inductive RL-load and p. 422, fig. 10.4 , a, which depicts a three-phase thyristor regulator, in which, to simplify the explanation of the principle of its operation, the active-inductive RL-load is replaced by an active or resistive R-load).
В указанном прототипе, как и в предлагаемом регуляторе-преобразователе переменно-переменного тока, нет выпрямителя и инвертора, однако он позволяет генерировать только напряжение и ток одной - низкой частоты, равной частоте питающей промышленной сети, например 50 или 60 Гц. Таким образом, в результате патентного поиска установлен аналог - автономный инвертор, который в упомянутом выше частном случае не позволяет без выпрямителя и низкочастотного колебательного LC-контура, ухудшающих массогабаритные показатели инвертора, достичь заявленного технического результата, заключающегося в возможности независимого формирования в активно-индуктивной нагрузке одновременно токов высокой и низкой частоты без низкочастотного колебательного LC-контура, и выбран прототип, который также не позволяет достичь вышеупомянутого заявленного технического результата, заключающегося в возможности независимого формирования в активно-индуктивной нагрузке одновременно токов высокой и низкой частоты.In this prototype, as in the proposed AC-to-AC converter, there is no rectifier and inverter, however, it allows you to generate only voltage and current of one - low frequency, equal to the frequency of the industrial supply network, for example 50 or 60 Hz. Thus, as a result of a patent search, an analogue was established - a stand-alone inverter, which in the aforementioned particular case does not allow, without a rectifier and a low-frequency oscillatory LC circuit, which worsen the overall dimensions of the inverter, to achieve the claimed technical result, which consists in the possibility of independent formation in an active-inductive load at the same time high and low frequency currents without a low-frequency oscillatory LC circuit, and a prototype was selected that also does not allow to achieve the above of the claimed technical result, which consists in the possibility of independent formation in the active-inductive load of simultaneously high and low frequency currents.
Известен способ управления автономного инвертора (Патент на изобретение №2231906), который обеспечивает управление автономным инвертором путем подачи управляющих импульсов на противофазные вентили-ключи и получение высокочастотного тока активно-индуктивной нагрузки, но только при постоянном напряжении питания.A known method of controlling an autonomous inverter (Patent for the invention No. 2231906), which provides control of an autonomous inverter by supplying control pulses to antiphase valve keys and receiving high-frequency current of the active-inductive load, but only with a constant supply voltage.
Наиболее близким к заявленному является способ управления трехфазного тиристорного регулятора переменного напряжения путем подачи импульсов управления на встречно-параллельно включенные тиристоры в каждой фазе и путем изменения угла сдвига α между фазой напряжения на тиристоре и импульсом управления (Приложение 2: Электрические и электронные аппараты. Учебник для вузов/Под ред. Ю.К.Розанова. - М.: Энергоатомиздат, 1998. - 752 с.: стр.631, рис.12.4 и 12.5). В указанном прототипе предусмотрено регулирование m-фазных тока и напряжения только низкой частоты.Closest to the claimed one is a method of controlling a three-phase thyristor AC voltage regulator by supplying control pulses to on-parallel connected thyristors in each phase and by changing the angle of shift α between the voltage phase on the thyristor and the control pulse (Appendix 2: Electrical and electronic devices. Textbook for Universities / Under the editorship of Yu.K. Rozanov. - M .: Energoatomizdat, 1998 .-- 752 p.: p. 631, fig. 12.4 and 12.5). The specified prototype provides for the regulation of m-phase current and voltage only low frequency.
Таким образом, выявленные в результате патентного поиска аналог и прототип заявленного способа управления преобразователем в упомянутом частном случае не обеспечивают достижения заявленного технического результата, заключающегося в возможности независимого формирования в активно-индуктивной нагрузке сигнала, содержащего одновременно высокочастотный и низкочастотный токи без низкочастотного колебательного LC-контура.Thus, the analogue and prototype of the claimed method of controlling the converter, identified as a result of a patent search, in the aforementioned particular case do not ensure the achievement of the claimed technical result, which consists in the possibility of independent formation in the active-inductive load of a signal containing simultaneously high-frequency and low-frequency currents without a low-frequency oscillatory LC circuit .
Предлагаемое изобретение - m-фазный регулятор-преобразователь переменно-переменного тока, решает задачу создания преобразователя, осуществление которого в упомянутом частном случае без выпрямителя и низкочастотного резонансного колебательного LC-контура позволяет достичь технического результата, заключающегося в возможности формирования в активно-индуктивной нагрузке m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока сигнала, содержащего одновременно высокочастотный и низкочастотный токи без низкочастотного колебательного LC-контура.The present invention is an m-phase AC converter, which solves the problem of creating a converter, the implementation of which in the aforementioned special case without a rectifier and a low-frequency resonant oscillatory LC circuit allows us to achieve a technical result consisting in the possibility of forming an m- in the inductive-inductive load phase regulator-converter of alternating current signal, containing both high-frequency and low-frequency currents without low-frequency oscillation Yelnia LC-circuit.
Сущность изобретения заключается в том, что в m-фазный регулятор переменного напряжения, где m может принимать значения или 1, или 3, или 6, содержащий m однофазных цепей, которые соединены по m-фазной схеме, например, «звезда» и подсоединены к m-фазной питающей низкочастотной сети переменного тока, при этом каждая однофазная цепь содержит одно плечо с двухсторонней проводимостью из двух встречно-параллельно соединенных управляемых ключей и однофазную активно-индуктивную нагрузку, при этом в каждой однофазной цепи первый вывод плеча с двухсторонней проводимостью из встречно-параллельно соединенных управляемых ключей соединен с одним из фазных выводов m-фазной питающей низкочастотной сети переменного тока, а второй вывод упомянутого плеча соединен с первым выводом активно-индуктивной однофазной нагрузки, второй вывод которой соединен с вторыми выводами других однофазных активно-индуктивных нагрузок, введены m компенсирующих высокочастотных конденсаторов, в результате чего m-фазный регулятор переменного напряжения превращается в m-фазный регулятор-преобразователь переменно-переменного тока, при этом в каждой однофазной цепи активно-индуктивная нагрузка и компенсирующий высокочастотный конденсатор соединены с образованием высокочастотного параллельного резонансного колебательного LC-контура.The essence of the invention lies in the fact that in the m-phase AC voltage regulator, where m can take the values either 1, 3, or 6, containing m single-phase circuits that are connected in an m-phase circuit, for example, a “star” and connected to m-phase supply low-frequency alternating current network, each single-phase circuit containing one arm with two-sided conductivity from two counter-parallel connected control keys and a single-phase active-inductive load, while in each single-phase circuit, the first terminal of the arm with two the rn conductivity from the counter-parallel-connected controlled keys is connected to one of the phase terminals of the m-phase supply low-frequency AC network, and the second terminal of said arm is connected to the first terminal of the active-inductive single-phase load, the second terminal of which is connected to the second terminals of other single-phase active inductive loads, m compensating high-frequency capacitors are introduced, as a result of which the m-phase AC voltage regulator turns into an m-phase AC converter but-AC, wherein in each single phase active-inductive load and high-frequency compensating capacitor are connected to form a high frequency parallel resonant LC-oscillating circuit.
Кроме того, в каждую однофазную цепь m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока могут быть введены по два диода, каждый из которых соединен согласно последовательно с одним управляемым ключом, при этом рассмотрены другие возможные варианты исполнения плечей с двухсторонней проводимостью, состоящих из управляемых ключей и диодов, в том числе выполнение плеча с двухсторонней проводимостью из двух встречно-последовательно включенных управляемых ключей и двух встречно-последовательно включенных диодов, а также из четырех диодов и управляемого ключа. Для управления управляемыми ключами m-фазный регулятор-преобразователь переменно-переменного тока снабжен системой управления и регулирования СУР.In addition, two diodes can be introduced into each single-phase circuit of the m-phase controller-converter of alternating current current, each of which is connected in series with one controlled key, while other possible options for the implementation of shoulders with two-sided conductivity, consisting of controlled keys and diodes, including the implementation of the shoulder with two-sided conductivity from two counter-series-connected controlled keys and two counter-series-connected diodes, as well as from yreh diodes and controllable switch. To control the keys under control, the m-phase AC / DC converter is equipped with an RMS control and regulation system.
Кроме того, в каждую однофазную цепь m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока могут быть введены дроссель и низкочастотный конденсатор, при этом в каждой однофазной цепи дроссели могут быть включены между первыми выводами плечей с двухсторонней проводимостью, состоящих из управляемых ключей, и фазными выводами m-фазной питающей низкочастотной сети переменного тока, а конденсаторы могут быть соединены по схеме m-фазного многоугольника и вершинами углов подсоединены к фазным выводам m-фазной питающей низкочастотной сети переменного тока.In addition, a choke and a low-frequency capacitor can be introduced into each single-phase circuit of the m-phase controller-converter of alternating current current, while in each single-phase circuit, chokes can be connected between the first conclusions of the arms with two-sided conductivity, consisting of controlled keys, and phase the conclusions of the m-phase supply low-frequency AC network, and capacitors can be connected according to the scheme of the m-phase polygon and the vertices of the corners are connected to the phase outputs of the m-phase supply low-frequency th AC power.
Заявленный технический результат достигается следующим образом. Благодаря тому, что каждая однофазная активно-индуктивная нагрузка через встречно-параллельно соединенные управляемые ключи подключена к фазному напряжению m-фазной питающей низкочастотной сети переменного тока, m-фазный низкочастотный ток активно-индуктивной нагрузки с частотой питающей сети переменного тока формируется путем отпирания управляемых ключей в течение всего интервала времени существования прямого положительного напряжения на управляемых ключах в каждой однофазной цепи. Для формирования высокочастотного тока в активно-индуктивной нагрузке введены m высокочастотных компенсирующих конденсаторов, каждый из которых в каждой однофазной цепи соединен параллельно с однофазной активно-индуктивной нагрузкой с образованием высокочастотного параллельного резонансного колебательного LC-контура. Отпирание и запирание управляемых ключей в плечах с двухсторонней проводимостью с частотой следования, равной резонансной частоте упомянутого высокочастотного LC-контура, обеспечивает формирование высокочастотного тока в активно-индуктивной нагрузке.The claimed technical result is achieved as follows. Due to the fact that each single-phase active-inductive load through counter-parallel-connected controlled keys is connected to the phase voltage of the m-phase supply low-frequency AC network, the m-phase low-frequency current of the active-inductive load with the frequency of the AC mains is formed by unlocking the controlled keys during the entire time interval the existence of direct positive voltage on the controlled keys in each single-phase circuit. To generate a high-frequency current in an active-inductive load, m high-frequency compensating capacitors are introduced, each of which in each single-phase circuit is connected in parallel with a single-phase active-inductive load with the formation of a high-frequency parallel resonant oscillatory LC circuit. Unlocking and locking the controlled keys in the shoulders with two-sided conductivity with a repetition rate equal to the resonant frequency of the aforementioned high-frequency LC circuit ensures the formation of a high-frequency current in an active-inductive load.
Таким образом, заявленный m-фазный регулятор-преобразователь переменно-переменного тока при осуществлении обеспечивает достижение заявленного технического результата, заключающегося в возможности формирования в нагрузке m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока сигнала, содержащего одновременно высокочастотный и низкочастотный токи без низкочастотного колебательного LC-контура. Различное возможное исполнение плечей с двухсторонней проводимостью из управляемых ключей и диодов не влияет на достижение заявленного технического результата.Thus, the claimed m-phase controller-converter of alternating current during implementation provides the achievement of the claimed technical result, which consists in the possibility of generating a load of the m-phase controller-converter of alternating current AC signal containing both high-frequency and low-frequency currents without low-frequency oscillatory LC circuit. Various possible performance of shoulders with two-sided conductivity from controlled keys and diodes does not affect the achievement of the claimed technical result.
Поскольку заявленный m-фазный регулятор-преобразователь переменно-переменного тока подключается непосредственно к m-фазной промышленной сети переменного тока, индуктивный характер нагрузки, которая компенсируется только по высокой частоте, вызывает отставание первой гармоники m-фазного тока, потребляемого из m-фазной питающей сети переменного тока по отношению к напряжению упомянутой сети переменного тока, а формирование высокочастотного тока активно-индуктивной нагрузки путем отпирания и запирания управляемых ключей с высокой частотой вызывает появление высших гармоник в токе, потребляемом из m-фазной питающей сети переменного тока.Since the claimed m-phase AC converter regulator is connected directly to the m-phase industrial AC network, the inductive nature of the load, which is compensated only by the high frequency, causes the first harmonic of the m-phase current consumed from the m-phase supply network to lag alternating current with respect to the voltage of the aforementioned alternating current network, and the formation of a high-frequency current of an active-inductive load by unlocking and locking controlled keys with a high frequency It causes the appearance of higher harmonics in the current consumed from the m-phase AC mains.
Для снижения отставания фазы m-фазного низкочастотного потребляемого из низкочастотной питающей сети тока от фазы напряжения этой сети, а также для уменьшения уровня высших гармоник в потребляемом из сети питания токе возможно применение фильтрокомпенсирующих устройств, состоящих из дросселей, последовательно соединенных с плечами с двухсторонней проводимостью из встречно-параллельно соединенных управляемых ключей, и конденсаторов, подсоединяемых параллельно фазным выводам m-фазной питающей сети переменного тока.To reduce the lag of the phase of the m-phase low-frequency current consumed from the low-frequency power supply network from the voltage phase of this network, as well as to reduce the level of higher harmonics in the current consumed from the power supply network, it is possible to use filter compensating devices consisting of chokes connected in series with arms with two-sided conductivity from counter-parallel connected controlled keys, and capacitors connected in parallel to the phase terminals of the m-phase AC mains.
Сущность изобретения способ управления работой заявленного m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока, реализующего способ управления работой заявленного m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока, заключается в том, что в соответствии со способом регулятор-преобразователь переменно-переменного тока выполняют по m-фазной схеме, при этом в каждой однофазной цепи вводят высокочастотный компенсирующий конденсатор, который подсоединяют параллельно однофазной активно-индуктивной нагрузке, и тем самым образуют высокочастотный параллельный резонансный колебательный LC-контур, при этом значение емкости упомянутого высокочастотного компенсирующего конденсатора выбирают таким, чтобы резонансная частота упомянутого высокочастотного колебательного LC-контура была преимущественно в 5 и более раз выше частоты m-фазной низкочастотной питающей сети переменного тока, при этом путем подачи импульсов управления на встречно-параллельно включенные управляемые ключи плечей с двухсторонней проводимостью в активно-индуктивной нагрузке одновременно формируют низкочастотный ток с частотой, равной частоте питающей m-фазной сети переменного тока, и высокочастотный ток упомянутой активно-индуктивной нагрузки с частотой, равной резонансной частоте высокочастотного параллельного резонансного колебательного LC-контура. При этом коэффициент скважности высокочастотных управляющих импульсов, а следовательно, и соотношение интервалов открытого и закрытого состояний управляемых ключей выбирают таким, чтобы обеспечить максимально возможную активную мощность в активно-индуктивной нагрузке от воздействия высокочастотного тока.The inventive method for controlling the operation of the claimed m-phase controller-converter of alternating current current, which implements the method of controlling the operation of the claimed m-phase controller of converter-alternating current, is that in accordance with the method of the controller-converter of alternating current according to the m-phase scheme, while in each single-phase circuit a high-frequency compensating capacitor is introduced, which is connected in parallel with a single-phase active-inductive load, and those m thereby form a high-frequency parallel resonant oscillatory LC circuit, while the capacitance value of said high-frequency compensating capacitor is chosen so that the resonant frequency of the high-frequency oscillating LC circuit is predominantly 5 or more times higher than the frequency of the m-phase low-frequency AC mains, this by supplying control pulses to the on-parallel-connected controlled keys of the shoulders with two-sided conductivity in the active-inductive load at the same time, a low-frequency current is generated with a frequency equal to the frequency of the supply m-phase AC network, and a high-frequency current of the mentioned active-inductive load with a frequency equal to the resonant frequency of the high-frequency parallel resonant oscillatory LC circuit. In this case, the duty cycle coefficient of high-frequency control pulses, and therefore the ratio of the intervals of open and closed states of controlled keys, is chosen so as to provide the maximum possible active power in the active-inductive load from exposure to high-frequency current.
Заявленный технический результат достигается следующим образом. В заявленном способе управления m-фазным регулятором-преобразователем переменно-переменного тока управление каждого управляемого ключа каждого плеча с двухсторонней проводимостью осуществляется путем формирования пачек высокочастотных импульсов управления, при этом частота формирования упомянутых пачек импульсов управления равна частоте низкочастотной m-фазной питающей сети переменного тока, что обеспечивает низкочастотный ток в активно-индуктивной нагрузке, а частота следования высокочастотных импульсов в упомянутой пачке импульсов управления равна резонансной частоте высокочастотного параллельного резонансного колебательного LC-контура, что обеспечивает высокочастотный ток в активно-индуктивной нагрузке, при этом при изменении параметров активно-индуктивной нагрузки частоту высокочастотного тока и скважность высокочастотных импульсов поддерживают на уровне, который обеспечивает максимально возможную активную мощность в активно-индуктивной нагрузке от воздействия высокочастотного тока. Для этого непрерывно контролируют активную мощность активно-индуктивной нагрузки от воздействия высокочастотного тока и путем варьирования частоты следования высокочастотных импульсов управления и их коэффициента скважности поддерживают упомянутую активную мощность на максимально возможном уровне.The claimed technical result is achieved as follows. In the inventive method for controlling an m-phase AC converter, each controlled key of each arm with two-sided conductivity is controlled by forming packs of high-frequency control pulses, wherein the frequency of formation of said packs of control pulses is equal to the frequency of the low-frequency m-phase AC power supply, which provides a low-frequency current in an active-inductive load, and the repetition rate of high-frequency pulses in the mentioned imp The control frequency is equal to the resonant frequency of the high-frequency parallel resonant oscillatory LC circuit, which ensures high-frequency current in the active-inductive load, while changing the parameters of the active-inductive load, the high-frequency current frequency and the duty cycle of the high-frequency pulses are maintained at a level that provides the highest possible active power in active inductive load from high-frequency current. To do this, the active power of the active-inductive load from the influence of the high-frequency current is continuously monitored and by varying the repetition frequency of the high-frequency control pulses and their duty cycle coefficient, the aforementioned active power is maintained at the maximum possible level.
Таким образом, заявленный m-фазный регулятор-преобразователь переменно-переменного тока и заявленный способ управления работой m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока при осуществлении обеспечивают заявленный технический результат, т.е. обеспечивают возможность формирования в активно-индуктивной нагрузке m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока одновременно высокочастотного и низкочастотного токов без низкочастотного колебательного LC-контура при максимально возможной активной мощности в активно-индуктивной нагрузке от воздействия высокочастотного тока.Thus, the claimed m-phase controller-converter of alternating current and the claimed method of controlling the operation of the m-phase controller-converter of alternating current during implementation provide the claimed technical result, i.e. provide the possibility of forming in the active-inductive load of the m-phase controller-converter of alternating current alternating current at the same time high-frequency and low-frequency currents without a low-frequency oscillating LC-circuit at the maximum possible active power in the active-inductive load from exposure to high-frequency current.
На фиг.1 изображена электрическая схема m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока с плечами с двухсторонней проводимостью из управляемых ключей типа ПК1; на фиг.2 изображены возможные варианты исполнения плечей с двухсторонней проводимостью из управляемых ключей и диодов типа ПК2, ПКЗ и ПК4; на фиг.3 изображена электрическая схема возможного варианта m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока с дополнительными дросселями и низкочастотными конденсаторами; на фиг.4 изображены временные диаграммы, поясняющие работу системы управления и регулирования СУР, предложенного m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока; на фиг.5 изображены временные диаграммы, поясняющие дополнительные возможные способы управления и регулирования предложенного m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока.Figure 1 shows the electric diagram of the m-phase controller-converter of alternating current with shoulders with two-sided conductivity from controlled keys of type PK1; figure 2 shows the possible options for the implementation of the shoulders with two-sided conductivity of the controlled keys and diodes type PK2, PKZ and PK4; figure 3 shows an electric diagram of a possible variant of the m-phase controller-converter of alternating current with additional chokes and low-frequency capacitors; figure 4 depicts a timing diagram explaining the operation of the control system and regulation of the control system, the proposed m-phase controller-converter of alternating current; Fig. 5 is a timing chart explaining further possible control and regulation methods of the proposed m-phase controller-converter of alternating current-alternating current.
В примере выполнения устройства в качестве управляемых ключей использованы двухоперационные тиристоры, кроме того, принято m=3. М-фазный регулятор-преобразователь переменно-переменного тока, приведенный на фиг.1, содержит 3 однофазных цепи, соединенных по схеме «звезда» и подсоединенных к трехфазной питающей низкочастотной сети А, В, С переменного тока, при этом каждая однофазная цепь содержит одно плечо с двухсторонней проводимостью типа ПК1, состоящее из двух встречно-параллельно соединенных двухоперационных тиристоров: 1-2 в первой цепи, 3-4 - во второй и 5-6 - в третьей, а также активно-индуктивные нагрузки: 7 в первой цепи, 8 - во второй и 9 - в третьей, и высокочастотный конденсатор: 10 в первой цепи, 11 - во второй и 12 - в третьей, при этом активно-индуктивные нагрузки 7,8 и 9 в каждой однофазной цепи и высокочастотные конденсаторы 10, 11 и 12 соединены соответственно параллельно с образованием высокочастотных параллельных резонансных колебательных LC-контуров: 7-10 в первой цепи, 8-11 во второй цепи и 9-12 - в третьей, при этом первый вывод плеча с двухсторонней проводимостью из встречно-параллельно соединенных тиристоров 1-2 в первой однофазной цепи подсоединен к фазному выводу А питающей трехфазной низкочастотной сети переменного тока, первый вывод плеча с двухсторонней проводимостью из встречно-параллельно соединенных тиристоров 3-4 во второй однофазной цепи подсоединен к фазному выводу В упомянутой трехфазной сети, первый вывод плеча с двухсторонней проводимостью из встречно-параллельно соединенных тиристоров 5-6 в третьей однофазной цепи подсоединен к фазному выводу С упомянутой трехфазной сети, второй вывод плеча с двухсторонней проводимостью из встречно-параллельно соединенных тиристоров 1-2 в первой однофазной цепи соединен с первым выводом высокочастотного параллельного резонансного колебательного LC-контура 7-10, второй вывод плеча с двухсторонней проводимостью из встречно-параллельно соединенных тиристоров 3-4 во второй однофазной цепи соединен с первым выводом высокочастотного параллельного резонансного колебательного LC-контура 8-11, второй вывод плеча с двухсторонней проводимостью из встречно-параллельно соединенных тиристоров 5-6 в третьей однофазной цепи соединен с первым выводом высокочастотного параллельного резонансного колебательного LC-контура 9-12, вторые выводы упомянутых высокочастотных параллельных резонансных колебательных LC-контуров 7-10, 8-11 и 9-12 соединены в общую точку, которая может быть соединена с нулевым выводом трехфазной низкочастотной питающей сети переменного тока, если последний имеется.In the example of the device, two-operation thyristors were used as controlled keys, in addition, m = 3 was adopted. The M-phase AC / DC converter, shown in Fig. 1, contains 3 single-phase circuits connected by a star circuit and connected to a three-phase low-frequency supply network A, B, C of alternating current, each single-phase circuit containing one a shoulder with two-sided conductivity type PK1, consisting of two counter-parallel connected two-stage thyristors: 1-2 in the first circuit, 3-4 in the second and 5-6 in the third, as well as active inductive loads: 7 in the first circuit, 8 - in the second and 9 - in the third, and high-frequency capacitor: 10 in the first circuit, 11 in the second and 12 in the third, while the active-inductive loads of 7.8 and 9 in each single-phase circuit and high-
На фиг.2,а приведен возможный вариант плеча с двухсторонней проводимостью типа ПК2 из встречно-параллельно соединенных тиристоров 13-14, в котором согласно-последовательно с каждым тиристором соединены диоды 15-16, что позволяет увеличить обратную блокирующую способность двухоперационного тиристора, которая, как правило, ниже прямой его блокирующей способности. На фиг.2,б приведен возможный вариант плеча с двухсторонней проводимостью типа ПКЗ, в котором двухоперационные тиристоры 17-18 включены встречно последовательно, при этом каждый из тиристоров 17-18 зашунтирован в обратном направлении диодами 19-20. На фиг.2,в приведен возможный вариант плеча с двухсторонней проводимостью типа ПК4, в котором двухоперационный тиристор 21 включен в диагональ постоянного тока диодного моста, состоящего из четырех диодов 22, 23, 24, 25, диагональ переменного тока которого включается в цепь переменного тока.Figure 2a shows a possible variant of a double-sided arm of type PK2 from counter-parallel connected thyristors 13-14, in which diodes 15-16 are connected in series with each thyristor, which allows to increase the inverse blocking ability of a two-operation thyristor, which, usually below its direct blocking ability. Figure 2, b shows a possible version of the shoulder with two-sided conductivity of the PKZ type, in which the dual-operation thyristors 17-18 are connected in opposite directions, with each of the thyristors 17-18 being shunted in the opposite direction by diodes 19-20. Figure 2, in a possible variant of the shoulder with two-sided conductivity type PK4, in which the two-
На фиг.3 изображена электрическая схема возможного варианта m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока, в котором в каждой однофазной цепи введены дроссели: соответственно 26 в первой однофазной цепи, 27- во второй и 28- в третьей, а также введены три низкочастотных конденсатора 29, 30, 31, при этом дроссель 26 в первой однофазной цепи включен между первым выводом плеча с двухсторонней проводимостью из встречно-параллельно соединенных тиристоров 1-2 и фазным выводом А трехфазной питающей низкочастотной сети переменного тока, дроссель 27 во второй однофазной цепи включен между первым выводом плеча с двухсторонней проводимостью из встречно-параллельно соединенных тиристоров 3-4 и фазным выводом В упомянутой трехфазной питающей сети, дроссель 28 в третьей однофазной цепи включен между первым выводом плеча с двухсторонней проводимостью из встречно-параллельно соединенных тиристоров 5-6 и фазным выводом С упомянутой трехфазной питающей сети, а низкочастотные конденсаторы 29, 30 и 31 соединены по схеме «треугольник» и вершинами углов подсоединены к фазным выводам А, В, С трехфазной низкочастотной питающей сети переменного тока.Figure 3 shows the electric circuit of a possible variant of the m-phase AC converter controller, in which inductors are introduced in each single-phase circuit: 26, respectively, in the first single-phase circuit, 27 in the second and 28 in the third, and three low-
Работу заявленного m-фазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока и выполнение заявленного способа управления упомянутым m-фазным регулятором-преобразователем переменно-переменного тока осуществляют следующим образом.The operation of the claimed m-phase controller-converter of alternating current and the implementation of the claimed method of controlling the said m-phase controller-converter of alternating current is as follows.
Для каждого из запираемых тиристоров 1, 2, 3, 4, 5 и 6 (фиг.1) формируют пачки высокочастотных импульсов, которые подают на каждый упомянутый тиристор в течение времени приложения к этому тиристору прямого положительного напряжения, при этом частоту формирования упомянутых пачек импульсов fнч задают равной частоте низкочастотной m-фазной питающей сети переменного тока, длительность этих пачек tп задают равной времени приложения положительного низкочастотного напряжения к соответствующим тиристорам. На фиг.4 в качестве примера для одного из тиристоров приведены временные диаграммы огибающей u ог т нч положительного переменного низкочастотного напряжения на тиристоре, первой гармоники i(1)нч низкочастотного потребляемого из питающей сети тока и пачки высокочастотных управляющих импульсов с длительностью этой пачки tп, с частотой следования высокочастотных управляющих импульсов fвч=1/Твч, где Твч - период следования высокочастотных управляющих импульсов, и коэффициентом скважности высокочастотных управляющих импульсов Кскв=tи вч/Твч, где tи вч - длительность отпирающего высокочастотного импульса управления, при этом запирающий высокочастотный импульс управления tзап вч=Твч-tи вч для упрощения на фиг.4 не показан.For each of the
Рассмотрим работу регулятора-преобразователя переменно-переменного тока при наличии нулевого провода. В этом случае все однофазные цепи могут работать независимо друг от друга под воздействием однофазного напряжения. Например, при появлении низкочастотного прямого положительного напряжения от фазы А на запираемом тиристоре 1 в момент времени tо и поступлении в этот же момент времени управляющего импульса iу вч для предельного случая α/ωнч=0 по контуру А-1<7 10>0 - А начинает протекать высокочастотный ток, частота которого определяется резонансной частотой колебательного LC-контура 7-10, при этом происходит запасание электромагнитной энергии в высокочастотном компенсирующем конденсаторе 10, затем запираемый тиристор 1 в момент времени t1 запирается и высокочастотный ток с той же частотой протекает по контуру 10-7-10, при этом электромагнитная энергия, запасенная в высокочастотном компенсирующем конденсаторе 10, поступает в активно-индуктивную нагрузку 7. При появлении очередного управляющего высокочастотного импульса в момент времени t2 электромагнитный процесс повторяется, но он будет происходить при более высоком фазном напряжении. После прекращения прямого положительного напряжения на тиристоре 1 он не отпирается и ток по нему не протекает. При смене полярности напряжения фазы А питающей сети переменного тока и появлении прямого положительного напряжения на тиристоре 2, последний при поступлении на его входные выводы пачки управляющих высокочастотных импульсов также будет открываться и высокочастотный ток будет по аналогии с рассмотренным протекать либо по контуру 0<7 10>2-А-0 при открытом тиристоре 2, либо по контуру 10-7-10 при закрытом упомянутом тиристоре. При открытом тиристоре 1 при прямом положительном напряжении на нем наряду с высокочастотным током формируется одна, например, положительная полуволна низкочастотного тока, а при открытом тиристоре 2 при прямом положительном напряжении на нем - вторая, например, отрицательная полуволна низкочастотного тока активно-индуктивной нагрузки. При наличии нулевого провода однофазные цепи, подсоединенные к фазным выводам В и С, работают аналогично.Consider the operation of the controller-converter of alternating current in the presence of a neutral wire. In this case, all single-phase circuits can operate independently of each other under the influence of a single-phase voltage. For example, when a low-frequency direct positive voltage from phase A appears on the
При запуске регулятора-преобразователя переменно-переменного тока в качестве начальной частоты следования высокочастотных импульсов задается частота, равная резонансной частоте высокочастотного параллельного резонансного колебательного LC-контура, а коэффициент скважности упомянутых импульсов задается равным 0,5. Однако максимально возможная активная мощность в активно-индуктивной нагрузке от воздействия высокочастотного тока может иметь место при некотором отклонении упомянутых частоты следования и скважности высокочастотных импульсов от принятых начальных значений. Поэтому при управлении регулятором-преобразователем переменно-переменного тока непрерывно измеряют и запоминают на каждом полупериоде напряжения одной из фаз m-фазной питающей низкочастотной сети переменного тока мгновенные значения тока и напряжения высокой частоты в активно-индуктивной нагрузке на каждом периоде высокой частоты, затем по полученным экспериментальным данным путем графоаналитического интегрирования определяют значения активных мощностей на каждом периоде высокой частоты, затем упомянутые активные мощности на полупериоде низкой частоты суммируют и находят среднее значение активной мощности на упомянутом полупериоде низкой частоты, затем запоминают полученное значение упомянутой активной мощности и формируют поочередно сигнал на изменение частоты следования или скважности высокочастотных управляющих импульсов, затем снова определяют среднее значение активной мощности на следующем полупериоде низкой частоты, сравнивают его с предыдущим значением и так далее до тех пор, пока не будет достигнута максимально возможная активная мощность в активно-индуктивной нагрузке от воздействия высокочастотного тока. В связи с тем, что определение активной мощности на каждом высокочастотном периоде может осуществляться только графоаналитическим интегрированием, необходимо в алгоритме управления предусматривать по крайней мере один полупериод низкой частоты для выполнения необходимых вычислений. Поэтому команда на изменение частоты следования высокочастотных управляющих импульсов или коэффициента скважности этих импульсов формируется со сдвигом в сторону запаздывания по крайней мере на один полупериод низкой частоты. Так, если на 1-м полупериоде низкой частоты измеряют и запоминают высокочастотные токи и напряжение в активно-индуктивной нагрузке, то определение средней активной мощности по полученным экспериментальным данным производят на 2-м полупериоде низкой частоты, а команду на изменение частоты следования высокочастотных импульсов или коэффициента скважности этих импульсов формируют только на 3-м полупериоде низкой частоты. Для уточнения определения средней активной мощности на полупериоде низкой частоты, что может быть достигнуто за счет уменьшения шага графоаналатического интегрирования, указанные вычисления можно выполнять за два и более полупериодов низкой частоты. Чем больше масса нагреваемого металла и больше время его нагрева, тем больший интервал времени может быть предусмотрен для вычисления средней активной мощности на очередном полупериоде низкой частоты без заметного снижения точности регулирования.When starting the AC-converter controller, the frequency equal to the resonant frequency of the high-frequency parallel resonant oscillating LC circuit is set as the initial repetition frequency of the high-frequency pulses, and the duty cycle factor of the mentioned pulses is set to 0.5. However, the maximum possible active power in the active inductive load from the action of a high-frequency current can occur with a certain deviation of the mentioned repetition frequency and duty cycle of high-frequency pulses from the accepted initial values. Therefore, when controlling the AC-converter controller, the voltage of one of the phases of the m-phase supply low-frequency AC network is continuously measured and stored on each half-period of the instantaneous current and high-frequency voltage values in the active-inductive load at each high-frequency period, and then obtained By means of graphoanalytic integration, the experimental data determine the values of active powers at each high-frequency period, then the mentioned active powers at at the low-frequency period, summarize and find the average value of the active power on the said low-frequency half-cycle, then store the obtained value of the mentioned active power and generate an alternating signal to change the repetition rate or duty cycle of the high-frequency control pulses, then again determine the average value of the active power on the next low-frequency half-cycle, compare it with the previous value and so on until the maximum possible active power in apparent inductive load from high-frequency current. Due to the fact that the determination of active power at each high-frequency period can be carried out only by graphoanalytic integration, it is necessary to provide at least one half-period of a low frequency in the control algorithm to perform the necessary calculations. Therefore, a command to change the repetition rate of high-frequency control pulses or the duty cycle coefficient of these pulses is formed with a shift in the direction of delay by at least one half-period of low frequency. So, if high-frequency currents and voltage in an active-inductive load are measured and stored in the 1st half-cycle of a low frequency, then the average active power is determined from the obtained experimental data on the 2nd half-cycle of a low frequency, and the command to change the repetition rate of high-frequency pulses or the duty cycle of these pulses is formed only on the 3rd half-cycle of low frequency. To clarify the determination of the average active power at a low-frequency half-cycle, which can be achieved by reducing the step of graphoanalytic integration, these calculations can be performed for two or more low-frequency half-periods. The larger the mass of heated metal and the longer its heating time, the longer the time interval can be provided for calculating the average active power at the next low-frequency half-cycle without a noticeable decrease in the control accuracy.
При работе регулятора-преобразователя переменно-переменного тока без нулевого провода одновременное формирование низкочастотного и высокочастотного тока в активно-индуктивной нагрузке возможно только при одновременной работе двух тиристоров, включенных в разные однофазные цепи. В этом случае пачки высокочастотных управляющих импульсов необходимо подавать всегда на два тиристора, включенные в разных однофазных цепях с соответствующим сдвигом во времени. Так для тиристоров регулятора-преобразователя переменно-переменного тока, изображенного на фиг.1, пачки высокочастотных импульсов управления должны подаваться на следующие тиристоры в следующем порядке со сдвигом через 60° электрических: 4,1-1,6-6,3-3,2-2,5-5,4-4,1 и так далее. В этом случае электромагнитные процессы будут аналогичны рассмотренным, но ток будет протекать одновременно по двум однофазным цепям. Так при подаче отпирающих импульсов на тиристоры 1,6 ток будет протекать по контуру А-1<7 10><9 12>6-С-А, при этом будут запасать энергию компенсирующие конденсаторы 10 и 12, а после запирания тиристоров 1,6 упомянутые конденсаторы 10 и 12 будут отдавать запасенную энергию активно-индуктивным нагрузкам соответственно 7 и 9.When the regulator-converter AC-alternating current without a neutral wire, the simultaneous formation of low-frequency and high-frequency current in the active-inductive load is possible only with the simultaneous operation of two thyristors included in different single-phase circuits. In this case, packs of high-frequency control pulses must always be fed to two thyristors connected in different single-phase circuits with a corresponding time shift. So for the thyristors of the controller-converter of alternating current-alternating current shown in figure 1, a packet of high-frequency control pulses should be supplied to the following thyristors in the following order with a shift through 60 ° electric: 4.1-1.6-6.3-3, 2-2.5-5.4-4.1 and so on. In this case, the electromagnetic processes will be similar to those considered, but the current will flow simultaneously along two single-phase circuits. So, when the gate pulses are applied to thyristors 1.6, the current will flow along the circuit A-1 < 7 10 >< 9 12 > 6-C-A, while the compensating
При работе регулятора-преобразователя переменно-переменного тока в схеме с нулевым проводом для уменьшения сдвига α/ωнч первой гармоники потребляемого из питающей сети низкочастотного переменного тока по отношению к напряжению этой сети может быть применена модуляция коэффициента скважности Кскв в течение времени приложения прямого положительного напряжения на тиристорах, например, путем увеличения упомянутого коэффициента скважности по линейному закону при движении к началу интервала времени приложения прямого положительного напряжения на тиристорах, как это показано на временных диаграммах на фиг.5,а, или по синусоидальному закону, как это показано на фиг.5,б.When the AC-inverter regulator-converter operates in a zero-wire circuit to reduce the α / ω LF shift of the first harmonic of the low-frequency alternating current consumed from the supply network with respect to the voltage of this network, modulation of the duty cycle coefficient K SQ during the application time of direct positive voltage on thyristors, for example, by increasing the mentioned duty cycle coefficient according to a linear law when moving to the beginning of the time interval of application of direct positive voltages on thyristors, as shown in the time diagrams in Fig. 5, a, or according to a sinusoidal law, as shown in Fig. 5, b.
В рассмотренных режимах работы формирование токов нагрузки осуществляется с помощью управления плеч с двухсторонней проводимостью из управляемых ключей-тиристоров типа ПК1, т.е. плеч 1-2, 3-4, 5-6. Возможная замена плеч типа ПК1 на плечи с двухсторонней проводимостью типа ПК2, ПК3 и ПК4 ничего не меняет ни в формировании трехфазного низкочастотного и высокочастотного токов нагрузки, ни в работе системы управления и регулирования СУР. Исключение составляет возможный вариант плеча с двухсторонней проводимостью типа ПК4, когда упомянутая система СУР должна обеспечивать отпирание не противофазных встречно включенных тиристоров 13-14 или 17-19 (фиг.2,а и 2,б) при формировании положительной и отрицательной полуволн низкочастотного тока нагрузки, а одного тиристора 21 (фиг.2,в), который обеспечивает формирование, например, через диоды 22-25 положительной полуволны низкочастотного тока активно-индуктивной нагрузки, а через диоды 23-24 - отрицательной полуволны упомянутого тока активно-индуктивной нагрузки.In the considered operating modes, the formation of load currents is carried out using the control of shoulders with two-sided conductivity from controlled thyristor switches of type PK1, i.e. shoulders 1-2, 3-4, 5-6. A possible replacement of shoulders of type PK1 with shoulders with two-sided conductivity of type PK2, PK3 and PK4 does not change anything in the formation of three-phase low-frequency and high-frequency load currents, nor in the operation of the control and regulation system for the RMS. An exception is a possible arm with double-sided conductivity of the PK4 type, when the aforementioned RMS system must ensure the unlocking of non-phase-reversed thyristors 13-14 or 17-19 (Fig. 2, a and 2, b) during the formation of positive and negative half-waves of the low-frequency load current and one thyristor 21 (FIG. 2, c), which ensures the formation, for example, through diodes 22-25 of the positive half-wave of the low-frequency current of the active-inductive load, and through diodes 23-24 - the negative half-wave of the current is actively- inductive load.
Возможное введение дополнительных низкочастотных конденсаторов 29, 30 и 31 позволяет уменьшить интервал времени α/ωнч сдвига между первой гармоникой трехфазного низкочастотного тока нагрузки, потребляемого из трехфазной низкочастотной питающей сети и прямым положительным напряжением на тиристоре, т.к. путем регулирования системой СУР этот интервал времени не удается свести до нуля. Возможное введение дополнительных дросселей 26, 27, 28 позволяет уменьшить амплитуду высокочастотных токов нагрузки, потребляемых из трехфазной низкочастотной питающей сети переменного тока, т.к. эти высокочастотные токи при наличии конденсаторов 29, 30, 31 и дросселей 26, 27, 28 замыкаются по внутренним по отношению к трехфазной низкочастотной питающей сети переменного тока контурам, например, таким, как: 7,10- 1,2- 26- 29- 27 -3,4 -8, 11-7,10, при этом чем выше частота высокочастотного тока или номер высшей гармоники этого тока, тем больше сопротивление ωLдр дросселей, например 26 и 27 и больше напряжение от этих гармоник тока на этих дросселях, одновременно тем меньше сопротивление 1/ωС низкочастотного конденсатора, например, 29 и меньше напряжение от этих гармоник тока на этом конденсаторе, что и приводит к уменьшению потребляемых из низкочастотной питающей сети высокочастотных токов и высших гармоник этих токов.The possible introduction of additional low-
Необходимо отметить, что нагрузка трехфазного регулятора-преобразователя переменно-переменного тока может быть включена по схеме «треугольник» (или в общем случае по схеме многоугольник), а плечи с двухсторонней проводимостью из управляемых ключей могут быть включены в отдельные однофазные цепи, как это показано на фиг.1 и 3, а также внутри «треугольника» (или многоугольника). Кроме того, необходимо отметить, что для защиты от перенапряжений управляемых ключей, в данном случае двухоперационных тиристоров и диодов, могут быть использованы защитные шунтирующие RC-цепи или варисторы, которые для упрощения не показаны на фиг.1, 2, 3.It should be noted that the load of the three-phase AC-converter controller can be switched on according to the “triangle” scheme (or in the general case according to the polygon scheme), and shoulders with two-sided conductivity from controlled keys can be included in separate single-phase circuits, as shown in figures 1 and 3, as well as inside the "triangle" (or polygon). In addition, it should be noted that in order to protect against overvoltage of the controlled keys, in this case two-operational thyristors and diodes, protective shunt RC circuits or varistors can be used, which are not shown in Figs. 1, 2, 3 for simplicity.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2005108508/09A RU2305890C2 (en) | 2005-03-25 | 2005-03-25 | Method for controlling operation of m-phase ac-to-ac regulating converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2005108508/09A RU2305890C2 (en) | 2005-03-25 | 2005-03-25 | Method for controlling operation of m-phase ac-to-ac regulating converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2005108508A RU2005108508A (en) | 2006-09-10 |
| RU2305890C2 true RU2305890C2 (en) | 2007-09-10 |
Family
ID=37112373
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2005108508/09A RU2305890C2 (en) | 2005-03-25 | 2005-03-25 | Method for controlling operation of m-phase ac-to-ac regulating converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2305890C2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019125206A1 (en) * | 2017-12-22 | 2019-06-27 | Аркадий Анатольевич СТЕПАНОВ | Economical closed-loop inductive inverter |
-
2005
- 2005-03-25 RU RU2005108508/09A patent/RU2305890C2/en not_active IP Right Cessation
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| БУРКОВ А.Т. Электронная техника и преобразователи. - М.: ТРАНСПОРТ, 2001, с.440-442. * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019125206A1 (en) * | 2017-12-22 | 2019-06-27 | Аркадий Анатольевич СТЕПАНОВ | Economical closed-loop inductive inverter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU2005108508A (en) | 2006-09-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Farr et al. | A sub-module capacitor voltage balancing scheme for the alternate arm converter (AAC) | |
| US20010022736A1 (en) | PWM Controlled power conversion device | |
| US10998829B2 (en) | True DC current source | |
| US7433216B2 (en) | Voltage control and harmonic minimization of multi-level converter | |
| CN107112921A (en) | Power network coupling inverter, DC-to-AC converter and the operation method for DC-to-AC converter | |
| Namadmalan et al. | Tunable self-oscillating switching technique for current source induction heating systems | |
| AU5233100A (en) | Power supply | |
| CN104221263A (en) | Rectifier circuit with current injection | |
| US20160197473A1 (en) | Apparatus and method for reducing harmonics | |
| Banaei et al. | Mitigation of voltage sag, swell and power factor correction using solid-state transformer based matrix converter in output stage | |
| Suresh et al. | Review on harmonics and its eliminating strategies in power system | |
| Malinowski et al. | New simple active damping of resonance in three-phase PWM converter with LCL filter | |
| RU2305890C2 (en) | Method for controlling operation of m-phase ac-to-ac regulating converter | |
| RU2460246C1 (en) | Conversion device for induction heating based on parallel bridge resonant inverter and method to control conversion device for induction heating based on parallel bridge resonant inverter | |
| Vodovozov et al. | Power electronic converters | |
| RU2312450C2 (en) | Device for inductive heating and method for controlling operation of device for inductive heating | |
| US3605003A (en) | Stabilized sine wave inverter | |
| US20170040905A1 (en) | Apparatus and method for reducing harmonics | |
| Knapczyk et al. | Analysis of pulse width modulation techniques for AC/DC line-side converters | |
| Shibuya et al. | Control of switching frequency twice the output frequency for a matrix converter in induction heating application | |
| RU57060U1 (en) | CONVERSION DEVICE FOR INDUCTION HEATING | |
| RU2399145C1 (en) | Converter of frequency with explicit dc link | |
| RU2819809C1 (en) | Frequency converter with dc switching device | |
| Drozdowski et al. | Controlled passive filtering of currents and voltages supplying induction motor drives | |
| Omar et al. | Analysis and simulation of phase-shift control for three-phase AC/DC full-bridge current injection series resonant converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20090326 |
|
| NF4A | Reinstatement of patent |
Effective date: 20100527 |
|
| PC41 | Official registration of the transfer of exclusive right |
Effective date: 20130212 |
|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20160326 |