RU2265947C2 - Device and method for controlling reversible transformer of alternating current energy to alternating current energy - Google Patents

Device and method for controlling reversible transformer of alternating current energy to alternating current energy Download PDF

Info

Publication number
RU2265947C2
RU2265947C2 RU2002118482/09A RU2002118482A RU2265947C2 RU 2265947 C2 RU2265947 C2 RU 2265947C2 RU 2002118482/09 A RU2002118482/09 A RU 2002118482/09A RU 2002118482 A RU2002118482 A RU 2002118482A RU 2265947 C2 RU2265947 C2 RU 2265947C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
converter
zero
vector
alternating current
keys
Prior art date
Application number
RU2002118482/09A
Other languages
Russian (ru)
Other versions
RU2002118482A (en
Inventor
Р.Т. Шрейнер (RU)
Р.Т. Шрейнер
А.А. Ефимов (RU)
А.А. Ефимов
А.И. Калыгин (RU)
А.И. Калыгин
К.Н. Корюков (RU)
К.Н. Корюков
И.А. Мухаматшин (RU)
И.А. Мухаматшин
Original Assignee
Новоуральский государственный технологический институт
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Новоуральский государственный технологический институт filed Critical Новоуральский государственный технологический институт
Priority to RU2002118482/09A priority Critical patent/RU2265947C2/en
Publication of RU2002118482A publication Critical patent/RU2002118482A/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2265947C2 publication Critical patent/RU2265947C2/en

Links

Images

Abstract

FIELD: electronics.
SUBSTANCE: to produce effect of forming of practically sinusoidal shape of grid currents with adjustable power coefficient and to provide functionality of adjustable output voltages (output currents) semiconductor-based frequency transformer is made in form of two-element serial filter-less composition of two sets of keys (in generic case with symmetric two-side conductivity), providing immediate connection of load to power grid. Synchronization of key sets control is performed due to, at pulse-duration modulation period, predetermined series of realization of four combinations of non-zero forming vectors of input currents and output voltages of transformer and one zero state, which due to realized structure of force circuits can be realized by one of key sets.
EFFECT: two-side energy transfer between power grid and load, practically sinusoidal grid current and adjustable input power coefficient, in comparison to two-link frequency transformers circuits, speed of adjustment of output voltage (current) can be improved due to one-time transformation of energy and absence of filters in direct current link, and in comparison to circuit of direct frequency converter it is possible to decrease commutation voltages substantially.
4 cl, 4 dwg

Description

Изобретение относится к области управления обратимыми двухзвенными преобразователями энергии переменного тока в энергию переменного тока с использованием в мостовых схемах ключей с двусторонней проводимостью и непрерывным сигналом управления.The invention relates to the field of control of reversible two-link converters of alternating current energy into alternating current energy using keys with two-sided conductivity and a continuous control signal in bridge circuits.

Известен непосредственный преобразователь частоты, образованный из совокупности, например, трехфазных мостовых схем выпрямления на ключах, к выходам схем подключаются фазы нагрузки, а соответствующие входы схем объединены и образуют входы трехфазного преобразователя частоты. Такой преобразователь характеризуется коэффициентом преобразования по напряжению меньше единицы, определяемым как отношение первой гармоники выходного напряжения к амплитуде первой гармоники линейного входного напряжения (Чехет Э.М., Мордач В.П., Соболев В.И. Непосредственные преобразователи частоты для электропривода. Киев: Наукова думка, 1988, с.15, рис.2г). В качестве ключей можно использовать встречно-параллельно включенные запираемые тиристоры или транзисторы, включенные по схемам рис.35, стр.156 той же книги.A direct frequency converter is known, formed from a combination of, for example, three-phase bridge rectification circuits on keys, load phases are connected to the circuit outputs, and the corresponding circuit inputs are combined and form the inputs of a three-phase frequency converter. Such a converter is characterized by a voltage conversion factor of less than unity, defined as the ratio of the first harmonic of the output voltage to the amplitude of the first harmonic of the linear input voltage (Chechet E.M., Mordach V.P., Sobolev V.I. Direct frequency converters for electric drives. Kiev: Naukova Dumka, 1988, p. 15, fig. 2d). As keys, you can use counter-parallel switched lockable thyristors or transistors, included according to the schemes of Fig. 35, p. 156 of the same book.

Однако указанный непосредственный преобразователь частоты является сложным, так как имеет большое число полностью управляемых двунаправленых ключей (18 штук при трехфазном входном и трехфазном выходном напряжении).However, this direct frequency converter is complex, as it has a large number of fully controllable bidirectional keys (18 pieces with three-phase input and three-phase output voltage).

Известен также непосредственный преобразователь частоты (Чехет Э.М., Мордач В.П., Соболев В.И. Непосредственные преобразователи частоты для электропривода. Киев: Наукова думка, 1988, с.15, рис.2в), который при трехфазном входном и трехфазном выходном напряжении имеет всего девять двунаправленных ключей.A direct frequency converter is also known (Chechet E.M., Mordach V.P., Sobolev V.I. Direct frequency converters for an electric drive. Kiev: Naukova Dumka, 1988, p.15, fig. three-phase output voltage has a total of nine bidirectional switches.

Данный непосредственный преобразователь частоты позволяет получить частоту выходного напряжения как ниже, так и выше частоты входного напряжения. Однако данный преобразователь имеет ограниченные функциональные возможности, так как не обеспечивает синусоидальность сетевого тока и регулирование его фазы.This direct frequency converter allows you to get the frequency of the output voltage both below and above the frequency of the input voltage. However, this converter has limited functionality, since it does not provide a sinusoidality of the mains current and its phase regulation.

Наиболее близким из известных схем обратимых преобразователей энергии переменного тока в энергию переменного тока с использованием ключей с двусторонней проводимостью и непрерывным сигналом управления, и потому взятым за прототип, является схема непосредственного преобразователя частоты (НПЧ) в режиме широтно-импульсной модуляции, позволяющая получить практически синусоидальный переменный ток и единичный коэффициент мощности по сетевому входу коммутатора [Rastislav Havrila, Branislav Dobrucky, Peter Balazovic. Space vector modulated three-phase to three-phase matrix converter with unity power factor // EPE-PEMC, 2000, Kosice. - P.2.103-2.108].The closest known circuitry for reversible converters of alternating current energy to alternating current energy using two-sided conductivity switches and a continuous control signal, and therefore taken as a prototype, is a direct frequency converter (LPC) in pulse-width modulation mode, which makes it possible to obtain almost sinusoidal alternating current and unit power factor at the network input of the switch [Rastislav Havrila, Branislav Dobrucky, Peter Balazovic. Space vector modulated three-phase to three-phase matrix converter with unity power factor // EPE-PEMC, 2000, Kosice. - P.2.103-2.108].

Данная схема НПЧ характеризуется двадцать одним рабочим состоянием ключей, восемнадцать из которых соответствуют ненулевым и три нулевым образующим векторам выходного напряжения и входного тока преобразователя. Вектор напряжения на выходе преобразователя формируется за счет создания на периоде широтно-импульсной модуляции четырех ненулевых и одного нулевого образующих векторов, которые получаются при представлении НПЧ в виде последовательного соединения схем активного выпрямителя тока (АВТ) и автономного инвертора напряжения (АИН), используемого только для определения коммутационной матрицы НПЧ.This NFC circuit is characterized by twenty-one operating states of the keys, eighteen of which correspond to nonzero and three to zero generating vectors of the output voltage and input current of the converter. The voltage vector at the output of the converter is formed by creating four nonzero and one zero generating vectors during the period of pulse-width modulation, which are obtained by presenting the NFC as a series connection of circuits of an active current rectifier (AVT) and an autonomous voltage inverter (AIN), used only for definitions of the switching matrix of the NPC.

Недостатком практической реализации данной схемы НПЧ является возникновение перенапряжений при переключении силовых ключей. Так как, с одной стороны, необходимо обеспечить неразрывность токов в индуктивностях нагрузки, а с другой стороны, недопустимо замыкание емкостей фильтра на входе преобразователя. Хотя в настоящее время существуют некоторые схемные решения, позволяющие осуществить коммутацию НПЧ при нулевом напряжении или токе за счет введения дополнительных элементов, но это значительно усложняет силовую схему.The disadvantage of the practical implementation of this scheme NPCH is the occurrence of overvoltage when switching power switches. Since, on the one hand, it is necessary to ensure the continuity of the currents in the inductances of the load, and on the other hand, it is unacceptable to close the filter capacities at the input of the converter. Although at present there are some circuit solutions that allow switching the LFN at zero voltage or current due to the introduction of additional elements, but this greatly complicates the power circuit.

Задачей заявляемого технического решения является создание такой схемы преобразователя, которая позволяет сочетать достоинства непосредственного и двухзвенного преобразователей частоты на базе активного выпрямителя напряжения и автономного инвертора напряжения (АВН-АИН) или активного выпрямителя тока и автономного инвертора тока (АВТ-АИТ), решая при этом проблему коммутации в предлагаемой схеме преобразователя.The objective of the proposed technical solution is to create such a converter circuit that allows you to combine the advantages of a direct and two-link frequency converters based on an active voltage rectifier and an autonomous voltage inverter (AVN-AIN) or an active current rectifier and an autonomous current inverter (AVT-AIT), while solving switching problem in the proposed converter circuit.

Структурная схема предлагаемого преобразователя, который назван авторами двухзвенно-непосредственным преобразователем частоты (ДНПЧ), представлена на фиг.1.The structural diagram of the proposed Converter, which is named by the authors of the two-link direct frequency converter (DNPC), is presented in figure 1.

Основой данного преобразователя является полупроводниковый коммутатор, состоящий из двух комплектов ключей 1 и 2, каждый из которых, в общем случае, выполняется по идентичным схемам на ключах с двусторонней симметричной проводимостью, управление которыми на периоде ШИМ определенным образом согласуется. Из промежуточного звена, ток и напряжение в котором имеют импульсный характер и которое соединяет комплекты ключей, исключается силовой сглаживающий фильтр. Между зажимами питающей сети и входами полупроводникового коммутатора включен трехфазный сетевой LC-фильтр нижних частот 3. Нагрузкой для преобразователя являются трехфазная RLE-схема либо двигатель переменного тока 4, подключенные к выходу полупроводникового коммутатора. СУП - система управления преобразователем, которая формирует широтно-модулированные управляющие сигналы для двух комплектов ключей полупроводникового коммутатора, что обеспечивает формирование близкой к синусоидальной форме сетевых токов

Figure 00000002
регулирование выходного напряжения
Figure 00000003
и входного коэффициента мощности. ДНПЧ позволяет регулировать вектор выходных напряжений
Figure 00000004
и фазу вектора сетевого тока
Figure 00000005
. Амплитуда вектора сетевого тока определяется нагрузкой ДНПЧ, а регулирование входного коэффициента сдвига преобразователя осуществляется изменением фазы вектора мгновенных значений входного тока преобразователя
Figure 00000006
относительно вектора входного(сетевого) переменного напряжения
Figure 00000007
. Первый (сетевой) комплект ключей обеспечивает максимально возможное среднее значение напряжения в промежуточном звене ДНПЧ и поддерживает заданный входной коэффициент сдвига. В рамках векторного подхода систем широтно-импульсной модуляции тока [Шрейнер Р.Т. Математическое моделирование электроприводов переменного тока с полупроводниковыми преобразователями частоты Екатеринбург УРО РАН, 2000, с.431-445] для этого рассчитывают относительные продолжительности реализации на периоде ШИМ трех из шести образующих векторов тока преобразователя в зависимости от заданного вектора тока на входе преобразователя
Figure 00000008
.The basis of this converter is a semiconductor switch, consisting of two sets of keys 1 and 2, each of which, in the general case, is performed according to identical circuits on keys with bilateral symmetrical conductivity, the control of which is coordinated in a certain way in the PWM period. From the intermediate link, the current and voltage in which are pulsed and which connects the sets of keys, the power smoothing filter is excluded. Between the terminals of the mains supply and the inputs of the semiconductor switch, a three-phase LC low-pass network filter 3 is included. The load for the converter is a three-phase RLE circuit or an AC motor 4 connected to the output of the semiconductor switch. SOUP is a converter control system that generates a width-modulated control signals for two sets of keys of a semiconductor switch, which ensures the formation of a network current close to the sinusoidal form
Figure 00000002
output voltage regulation
Figure 00000003
and input power factor. DNPCh allows you to adjust the output voltage vector
Figure 00000004
and phase of the network current vector
Figure 00000005
. The amplitude of the network current vector is determined by the load of the MHF, and the input shift coefficient of the converter is controlled by changing the phase of the vector of instantaneous values of the input current of the converter
Figure 00000006
relative to the input (mains) AC voltage vector
Figure 00000007
. The first (network) set of keys provides the highest possible average voltage value in the intermediate link of the MFD and supports a given input shift factor. In the framework of the vector approach of pulse width modulation systems [R. Shreiner Mathematical modeling of AC electric drives with semiconductor frequency converters Yekaterinburg, Ural Branch of the Russian Academy of Sciences, 2000, p.431-445] to do this, calculate the relative duration of the implementation of the PWM period of three of the six generating current vectors of the converter depending on the given current vector at the input of the converter
Figure 00000008
.

Figure 00000009
- время реализации ближайшего образующего вектора тока с наибольшим фазовым углом;
Figure 00000009
- the implementation time of the nearest generatrix of the current vector with the largest phase angle;

Figure 00000010
- время реализации ближайшего образующего вектора тока с наименьшим фазовым углом;
Figure 00000010
- the implementation time of the nearest generatrix of the current vector with the smallest phase angle;

Figure 00000011
- время реализации нулевого образующего вектора тока.
Figure 00000011
- the implementation time of the zero generatrix of the current vector.

Индекс 1 указывает принадлежность времен реализации образующих векторов тока к первому комплекту ключей коммутатора.Index 1 indicates that the generation times of the current vector vectors belong to the first set of switch keys.

Для формирования требуемого результирующего вектора выходного напряжения ДНПЧ в соответствии с задающим вектором выходного напряжения

Figure 00000012
рассчитываются относительные продолжительности реализации на периоде ШИМ трех из шести образующих векторов выходного напряжения. [Шрейнер Р.Т. Математическое моделирование электроприводов переменного тока с полупроводниковыми преобразователями частоты Екатеринбург УРО РАН, 2000, с.405-430].For the formation of the desired resulting vector of the output voltage of the MDF in accordance with the driving vector of the output voltage
Figure 00000012
the relative durations of the implementation of the PWM period of three of the six generatrix vectors of the output voltage are calculated. [Schreiner R.T. Mathematical modeling of AC electric drives with semiconductor frequency converters Yekaterinburg URO RAS, 2000, p. 405-430].

Figure 00000013
- время реализации ближайшего образующего вектора напряжения с наибольшим фазовым углом;
Figure 00000013
- the implementation time of the nearest generatrix of the voltage vector with the largest phase angle;

Figure 00000014
- время реализации ближайшего образующего вектора напряжения с наименьшим фазовым углом;
Figure 00000014
- the implementation time of the nearest generatrix of the voltage vector with the smallest phase angle;

Figure 00000015
- время реализации образующего нулевого вектора напряжения.
Figure 00000015
is the implementation time of the generator of the zero voltage vector.

Индекс 2 указывает принадлежность времен реализации образующих векторов напряжения ко второму комплекту ключей коммутатора.Index 2 indicates the belonging of the times of realization of the generating voltage vectors to the second set of switch keys.

Так как предложенная схема не имеет промежуточного звена постоянного тока, в котором бы выполнялись условия поддержания постоянства напряжения или тока, то коммутацию комплектов ключей 1 и 2 необходимо согласовать.Since the proposed circuit does not have an intermediate DC link in which the conditions for maintaining a constant voltage or current are satisfied, the switching of key sets 1 and 2 must be coordinated.

Для согласования переключения комплектов ключей 1,2 необходимо определить произведения трех времен реализации вектора сетевого тока и трех времен реализации вектора выходного напряжения.To coordinate the switching of sets of keys 1,2, it is necessary to determine the products of three times of realization of the network current vector and three times of realization of the output voltage vector.

Figure 00000016
Figure 00000016

В результате перемножения получаются четыре временных интервала

Figure 00000017
(названых в дальнейшем ненулевыми), на которых происходит одновременное согласованное переключение силовых ключей комплектов 1 и 2, при которых обеспечивается формирование ненулевых образующих векторов сетевых токов и выходных напряжений ДНПЧ, а также пять временных интервалов
Figure 00000018
(называемых в дальнейшем нулевыми), соответствующих одновременному формированию нулевых образующих векторов сетевых токов и выходных напряжений ДНПЧ. При этом продолжительность этих нулевых и ненулевых временных интервалов в сумме составляет период ШИМ. Графическое представление этих временных интервалов представлено на фиг.2. В дополнение следует отметить, что на любом из интервалов времени
Figure 00000019
будет реализован ближайший образующий вектор тока, соответствующий первому индексу полученных выше интервалов времен и образующий вектор напряжения, соответствующий второму индексу полученных выше интервалов времен. Реализация нулевого вектора тока комплекта ключей 1 приводит к тому, что напряжение в промежуточном звене равно нулю (Ud=0), и, следовательно, вектор напряжения на выходе преобразователя в данный момент времени будет равен нулю независимо от реализации вектора напряжения комплектом ключей 2. Реализация нулевого вектора выходного напряжения обеспечит ток в промежуточном звене, равный нулю (id=0), при любом реализуемом векторе тока на входе преобразователя. Поэтому следующие временные интервалы
Figure 00000020
можно объединить в один интервал
Figure 00000021
тем самым уменьшить число переключении обоих комплектов на периоде ШИМ. Окончательно, времена реализации векторов тока и напряжения на периоде ШИМ будут следующими:As a result of multiplication, four time intervals are obtained
Figure 00000017
(referred to hereinafter as nonzero), at which simultaneous coordinated switching of power switches of sets 1 and 2 occurs, which ensures the formation of nonzero generatrix vectors of network currents and output voltage of the MFD, as well as five time intervals
Figure 00000018
(hereinafter referred to as zero), corresponding to the simultaneous formation of zero generatrix vectors of network currents and output voltage of the MFD. Moreover, the duration of these zero and non-zero time intervals in total amounts to the PWM period. A graphical representation of these time slots is shown in FIG. In addition, it should be noted that at any of the time intervals
Figure 00000019
the closest generating current vector corresponding to the first index of the time intervals obtained above and forming the voltage vector corresponding to the second index of the time intervals obtained above will be realized. The implementation of the zero current vector of the set of keys 1 leads to the fact that the voltage in the intermediate link is equal to zero (U d = 0), and therefore, the voltage vector at the output of the converter at this point in time will be zero regardless of the implementation of the voltage vector by the set of keys 2. Realization of the zero vector of the output voltage will provide a current in the intermediate link equal to zero (i d = 0) for any realized current vector at the input of the converter. Therefore, the following time intervals
Figure 00000020
can be combined in one interval
Figure 00000021
thereby reducing the number of switching of both sets on the PWM period. Finally, the implementation times of the current and voltage vectors during the PWM period will be as follows:

Figure 00000022
Figure 00000022

Предлагается использовать базовый вариант распределения реализации образующих векторов на периоде ШИМ:

Figure 00000023
который обеспечивает симметричность распределения реализации образующих векторов на двух полупериодах ШИМ, что позволяет исключить из выходного напряжения ДНПЧ шестую гармонику питающего напряжения.It is proposed to use the basic version of the distribution of the implementation of generating vectors on the PWM period:
Figure 00000023
which ensures the symmetry of the distribution of the implementation of the generating vectors on two half-cycles of the PWM, which allows us to exclude the sixth harmonic of the supply voltage from the output voltage.

При выполнении согласования переключении ключей комплектов 1, 2 и предложенного варианта распределения реализации образующих векторов схема преобразователя позволяет обеспечить максимальный коэффициент передачи схемы по напряжению, равный

Figure 00000024
близкую к синусоидальной форму переменного тока, что снижает искажения напряжения питающей сети и потери от высших гармонических составляющих в линиях электропередач. Для осуществления режима передачи энергии от нагрузки в питающую сеть необходимо изменять задание фазы вектора сетевого тока относительно вектора питающего напряжения на 180°.When negotiating the switching of keys of sets 1, 2 and the proposed distribution option for the implementation of generatrix vectors, the converter circuit allows you to provide the maximum voltage transfer coefficient of the circuit equal to
Figure 00000024
close to a sinusoidal form of alternating current, which reduces the distortion of the supply voltage and losses from higher harmonic components in power lines. To implement the regime of transferring energy from the load to the supply network, it is necessary to change the phase phase of the vector of the mains current relative to the vector of the supply voltage by 180 °.

Реализация мягкой коммутации в одном из комплектов ключей преобразователя осуществляется переключением силовых ключей этого комплекта во время реализации нулевого образующего вектора другого комплекта, причем ключи, используемые для формирования ненулевых образующих векторов в комплекте, где осуществляется мягкая коммутация, переключают в момент достижения током (напряжением) в промежуточном звене нулевого уровня.Soft switching is implemented in one of the converter key sets by switching the power keys of this set during the implementation of the zero generatrix vector of the other set, and the keys used to form nonzero generating vectors in the set where soft switching is performed are switched at the moment the current (voltage) reaches intermediate level zero.

Например, для реализации мягкой коммутации комплекта ключей 1 необходимо использовать последовательность построения импульсов управления, показанную на фиг.3. В этом случае нулевые векторы выходных напряжений реализуются комплектом ключей 2, а переключение комплекта ключей 1 производится во время реализации нулевых векторов выходных напряжений, при этом ток в промежуточном звене будет равен нулю. Действительно, на интервалах

Figure 00000025
и
Figure 00000026
состояние ключей комплекта 1 соответствует формированию образующего вектора тока с наибольшим фазовым углом, что показано на верхних обозначениях интервалов фиг.3. Состояния ключей второго комплекта на этих интервалах изменяются, обеспечивая переход от образующего вектора выходного напряжения с наименьшим фазовым углом к вектору выходного напряжения с наибольшим фазовым углом. Для обеспечения мягкой коммутации ключей комплекта 1 первоначально на временном интервале
Figure 00000027
обеспечивается формирование нулевого вектора выходного напряжения комплектом ключей 2, что как было сказано выше, обеспечит нулевое значение тока id в промежуточном звене ДНПЧ. Поэтому на следующем временном интервале
Figure 00000028
происходит переключение ключей комплекта 1, при этом формируется образующий вектор тока с наименьшим фазовым углом. На следующих интервалах
Figure 00000029
Figure 00000030
и
Figure 00000031
будет происходить формирование первым комплектом ключей образующего вектора тока с наименьшим фазовым углом, а второй комплект будет при этом переключаться, формируя образующий вектор выходного напряжения с наибольшим, наименьшим фазовыми углами и нулевого значения. Первая половина полупериода ШИМ на этом заканчивается. Аналогично, для обеспечения симметричности, второй полупериод ШИМ должен быть зеркальным отображением первого полупериода. Сумма нулевых интервалов на периоде ШИМ при этом равняется τ0. Формирование мягкой коммутации комплекта ключей 2 осуществляется аналогичным образом, только нулевые векторы реализуются комплектом ключей 1.For example, to implement soft switching of the set of keys 1, it is necessary to use the control pulse construction sequence shown in FIG. 3. In this case, the zero output voltage vectors are implemented by the set of switches 2, and the set of switches 1 is switched during the implementation of the zero output voltage vectors, while the current in the intermediate link will be zero. Indeed, at intervals
Figure 00000025
and
Figure 00000026
the state of the keys of kit 1 corresponds to the formation of the generatrix of the current vector with the largest phase angle, as shown in the upper notation of the intervals of Fig.3. The state of the keys of the second set at these intervals varies, providing a transition from the generatrix of the output voltage vector with the smallest phase angle to the output voltage vector with the largest phase angle. To ensure soft switching of the keys of kit 1 initially at a time interval
Figure 00000027
provides the formation of a zero vector of the output voltage by a set of keys 2, which, as mentioned above, will provide a zero value of current i d in the intermediate link of the MFD. Therefore, in the next time interval
Figure 00000028
the keys of set 1 are switched, and a generative current vector with the smallest phase angle is formed. At the following intervals
Figure 00000029
Figure 00000030
and
Figure 00000031
the first set of keys will form the current vector generatrix with the smallest phase angle, and the second set will switch at the same time, forming the output voltage vector generatrix with the largest, smallest phase angles and zero value. The first half of the PWM half-cycle ends here. Similarly, to ensure symmetry, the second PWM half cycle should be a mirror image of the first half cycle. The sum of the zero intervals in the PWM period is equal to τ 0 . The formation of soft switching of the set of keys 2 is carried out in a similar way, only zero vectors are implemented by the set of keys 1.

Если по условиям работы преобразователя достаточно регулирования сетевого коэффициента сдвига в таких пределах, что угол между вектором сетевого напряжения и первой гармоникой сетевого тока не будет превышать

Figure 00000032
в выпрямительном режиме и
Figure 00000033
в инверторном, тогда всегда будет выполняться условие: Ud≥0. В этом случае комплект 2 может быть реализован на транзисторах, шунтированных обратными диодами.If, according to the operating conditions of the converter, it is sufficient to control the network shear coefficient within such limits that the angle between the vector of the mains voltage and the first harmonic of the mains current does not exceed
Figure 00000032
in rectifier mode and
Figure 00000033
in inverter, then the condition will always be fulfilled: U d ≥0. In this case, set 2 can be implemented on transistors shunted by reverse diodes.

Если угол между гладкими составляющими вектора выходного напряжения и вектора выходного тока не превышает в инверторном режиме

Figure 00000032
и
Figure 00000033
в выпрямительном, тогда всегда будет выполняться условие: Id≥0. В этом случае комплект 1 может быть выполнен на ключах с односторонней проводимостью. При невыполнении этих условий комплекты ключей должны выполняться на ключах с симметричной двусторонней проводимостью.If the angle between the smooth components of the vector of the output voltage and the vector of the output current does not exceed in inverter mode
Figure 00000032
and
Figure 00000033
in the rectifier, then the condition will always be satisfied: I d ≥0. In this case, set 1 can be performed on keys with one-sided conductivity. If these conditions are not met, key sets must be performed on keys with symmetrical two-sided conductivity.

Реализуемость предлагаемого способа подтверждается результатами проведенных экспериментальных исследований, представленными на фиг.4. Приведенные диаграммы были получены на опытном образце обратимого преобразователя мощностью 1 КВт. На них ua - фазное сетевое напряжение, ia - фазный сетевой ток, u2a - фазное выходное напряжение, i2a - фазный выходной ток.The feasibility of the proposed method is confirmed by the results of experimental studies, presented in figure 4. The diagrams were obtained on a prototype of a reversible converter with a capacity of 1 kW. On them, u a is the phase mains voltage, i a is the phase mains current, u 2a is the phase output voltage, i 2a is the phase output current.

Предложенная схема преобразователя и способ ее управления позволяют обеспечить двухстороннюю передачу энергии между питающей сетью и нагрузкой, практически синусоидальный переменный ток и регулируемый входной коэффициент мощности, существенно, в 1.5÷2 раза по сравнению с традиционной схемой НПЧ снизить коммутационные перенапряжения, а также улучшить быстродействие регулирования выходного напряжения (тока) за счет однократного преобразования энергии.The proposed converter circuit and its control method make it possible to provide two-way energy transfer between the mains and the load, an almost sinusoidal alternating current, and an adjustable input power factor that significantly reduce switching overvoltages by 1.5–2 times in comparison with the traditional LFP scheme, as well as improve the speed of regulation output voltage (current) due to a single conversion of energy.

Claims (4)

1. Способ управления обратимым преобразователем энергии переменного тока одних параметров в энергию переменного тока других параметров с использованием в трехфазных мостовых схемах ключей с двухсторонней проводимостью и непрерывным сигналом управления, работающих в режиме векторной широтно-импульсной модуляции, отличающийся тем, что управление входным коэффициентом сдвига преобразователя и вектором выходных напряжений ведется на едином периоде ШИМ, при котором в рамках векторной стратегии систем широтно-импульсной модуляции напряжения и тока, исходя из задающих значений векторов входного тока и выходного напряжения преобразователя отдельно рассчитываются времена реализации нулевых и ненулевых состояний ключей различных комплектов, где под нулевыми интервалами
Figure 00000034
понимаются времена реализации нулевых векторов комплектов ключей 1 и 2 коммутатора, а под ненулевыми интервалами
Figure 00000035
понимаются времена реализации ближайших к заданному вектору тока на входе преобразователя образующих векторов комплекта ключей 1 с большим и меньшим фазовыми углами, соответственно, а под ненулевыми интервалами
Figure 00000036
понимаются времена реализаций ближайших к заданному вектору напряжения на выходе преобразователя образующих векторов комплекта ключей 2 с большим и меньшим фазовыми углами, соответственно, далее для согласования работы комплектов ключей 1 и 2 коммутатора на периоде ШИМ определяются произведения рассчитанных времен реализаций1. A method for controlling a reversible converter of alternating current energy of one parameter into alternating current energy of other parameters using double-sided conductivity keys with three-phase bridge circuits and a continuous control signal operating in the vector pulse-width modulation mode, characterized in that the input shift factor of the converter is controlled and the vector of output voltages is carried out on a single PWM period, in which, within the framework of the vector strategy of pulse-width modulation systems, voltage and current, based on the setting values of the vectors of the input current and the output voltage of the converter, the implementation times of zero and non-zero states of the keys of various sets are separately calculated, where at zero intervals
Figure 00000034
we mean the implementation times of the zero vectors of the switch sets 1 and 2 of the switch, and by non-zero intervals
Figure 00000035
we mean the implementation times of the generators of the key set 1, which are closest to the given current vector at the input of the converter, with larger and smaller phase angles, respectively, and at nonzero intervals
Figure 00000036
the realization times of the generators of the key vector set 2 with the larger and smaller phase angles closest to the given voltage vector at the converter output are understood, respectively, further, to coordinate the operation of the switch sets of keys 1 and 2 on the PWM period, the products of the calculated realization times are determined
Figure 00000037
Figure 00000037
 в результате чего получаются четыре временных ненулевых интервала
Figure 00000038
соответствующих реализации ненулевых согласованных по времени образующих векторов входных токов и выходных напряжений преобразователя, и пять интервалов
Figure 00000039
объединенных в дальнейшем в один нулевой интервал, соответствующий реализации нулевого состояния хотя бы одним из комплектов ключей преобразователя, при этом продолжительность четырех ненулевых и одного нулевого интервала в сумме составляет период ШИМ, на котором одновременные согласованные состояния ключей обоих комплектов реализуются в требуемой последовательности, определенной используемым алгоритмом переключения.resulting in four time non-zero time intervals
Figure 00000038
corresponding implementations of nonzero time-coordinated generating vectors of input currents and output voltages of the converter, and five intervals
Figure 00000039
further combined into one zero interval corresponding to the implementation of the zero state by at least one of the converter key sets, the duration of four non-zero and one zero interval in total is the PWM period, in which the simultaneous agreed key states of both sets are realized in the required sequence determined by the used switching algorithm. 2. Способ управления обратимым преобразователем энергии переменного тока одних параметров в энергию переменного тока других параметров по п.1, отличающийся тем, что реализация мягкой коммутации в одном из комплектов преобразователя осуществляется переключением силовых ключей этого комплекта во время реализации нулевого состояния ключей другого комплекта, причем ключи, используемые для формирования ненулевых образующих векторов в комплекте, где осуществляется мягкая коммутация, переключают в момент достижения током (напряжением) в промежуточном звене нулевого уровня.2. The method of controlling a reversible converter of alternating current energy of one parameter into alternating current energy of other parameters according to claim 1, characterized in that the implementation of soft switching in one of the converter sets is carried out by switching the power keys of this set during the implementation of the zero state of the keys of another set, the keys used to form nonzero generatrix vectors in the set, where soft switching is performed, are switched at the moment the current (voltage) reaches to the mid-level link. 3. Способ управления обратимым преобразователем энергии переменного тока одних параметров в энергию переменного тока других параметров по п.1, отличающийся тем, что регулирование входного коэффициента сдвига осуществляется изменением фазы вектора входного тока преобразователя относительно вектора входного (сетевого) переменного напряжения.3. The method of controlling a reversible converter of alternating current energy of one parameter into alternating current energy of other parameters according to claim 1, characterized in that the input shift coefficient is controlled by changing the phase of the converter input current vector relative to the input (mains) alternating voltage vector. 4. Способ управления обратимым преобразователем энергии переменного тока одних параметров в энергию переменного тока других параметров по п.1 или 3, отличающийся тем, что регулирование выходного напряжения преобразователя осуществляется за счет изменения амплитуды и фазы компонент заданного вектора мгновенных значений выходного напряжения.4. A method for controlling a reversible converter of alternating current energy of one parameter into alternating current energy of other parameters according to claim 1 or 3, characterized in that the output voltage of the converter is controlled by changing the amplitude and phase of the components of a given vector of instantaneous values of the output voltage.
RU2002118482/09A 2002-07-09 2002-07-09 Device and method for controlling reversible transformer of alternating current energy to alternating current energy RU2265947C2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2002118482/09A RU2265947C2 (en) 2002-07-09 2002-07-09 Device and method for controlling reversible transformer of alternating current energy to alternating current energy

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2002118482/09A RU2265947C2 (en) 2002-07-09 2002-07-09 Device and method for controlling reversible transformer of alternating current energy to alternating current energy

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2002118482A RU2002118482A (en) 2004-01-20
RU2265947C2 true RU2265947C2 (en) 2005-12-10

Family

ID=35833559

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2002118482/09A RU2265947C2 (en) 2002-07-09 2002-07-09 Device and method for controlling reversible transformer of alternating current energy to alternating current energy

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2265947C2 (en)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2484574C2 (en) * 2007-05-11 2013-06-10 Конвертим Текнолоджи Лтд. Power converter
RU2558749C1 (en) * 2011-09-06 2015-08-10 Ниссан Мотор Ко., Лтд. Power conversion device
RU2559042C1 (en) * 2011-09-06 2015-08-10 Ниссан Мотор Ко., Лтд. Power conversion device
US9190922B2 (en) 2011-09-06 2015-11-17 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion device
US9496717B2 (en) 2008-10-28 2016-11-15 Technical University Of Denmark System and method for connecting a converter to a utility grid

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2484574C2 (en) * 2007-05-11 2013-06-10 Конвертим Текнолоджи Лтд. Power converter
US9496717B2 (en) 2008-10-28 2016-11-15 Technical University Of Denmark System and method for connecting a converter to a utility grid
RU2558749C1 (en) * 2011-09-06 2015-08-10 Ниссан Мотор Ко., Лтд. Power conversion device
RU2559042C1 (en) * 2011-09-06 2015-08-10 Ниссан Мотор Ко., Лтд. Power conversion device
US9190922B2 (en) 2011-09-06 2015-11-17 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion device
US9197137B2 (en) 2011-09-06 2015-11-24 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion device
US9203325B2 (en) 2011-09-06 2015-12-01 Nissan Motor Co., Ltd. Power conversion device
RU2570804C2 (en) * 2011-09-06 2015-12-10 Ниссан Мотор Ко., Лтд. Power conversion device

Also Published As

Publication number Publication date
RU2002118482A (en) 2004-01-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
USRE41040E1 (en) Step switched PWM sine generator
JP5329587B2 (en) Power converter
Nguyen et al. A modified single-phase quasi-Z-source AC–AC converter
Nguyen et al. Dual three-phase indirect matrix converter with carrier-based PWM method
Mukherjee et al. A reduced switch hybrid multilevel unidirectional rectifier
JP2539538B2 (en) DC / AC power converter
US8730702B2 (en) Very high efficiency three phase power converter
US20130148390A1 (en) Electric circuit for high voltage power conversion
EP3682538B1 (en) Pulse width modulation control for a multilevel converter
CN103339845B (en) AC conversion circuit
Mohapatra et al. A novel carrier-based PWM scheme for matrix converters that is easy to implement
Shu et al. Diode-clamped three-level multi-module cascaded converter based power electronic traction transformer
KR101297320B1 (en) Single phase full-bridge inverter for providing enhanced power quality
RU2231191C2 (en) Method of current commutation by keys of two-way conduction of matrix converters (variants)
RU2265947C2 (en) Device and method for controlling reversible transformer of alternating current energy to alternating current energy
RU2422975C1 (en) Device to generate and control voltage of matrix direct frequency converter with high-frequency sinusoidal pdm
GB2605557A (en) A method and apparatus for generating a three-phase voltage
RU2428783C1 (en) Method of formation and control of high voltage of matrix cycloconverter of cascade type with high-frequency sine pulse-width modulation
Subrata et al. Review on adjustable speed drive techniques of matrix converter fed three-phase induction machine
Tuyen et al. SVPWM strategies for three-level T-type neutral-point-clamped indirect matrix converter
JP2023009353A (en) Multi-pulse pwm control method of three-phase inverter
JP2023523867A (en) power converter
Mirazimi et al. Space vector PWM method for two-phase three-leg inverters
Ewanchuk et al. Three phase common-mode winding voltage elimination in a three-limb five-level coupled inductor inverter
Otero-De-Leon et al. A push-pull DC-AC high frequency power electronics transformer for photovoltaic applications

Legal Events

Date Code Title Description
FA94 Acknowledgement of application withdrawn (non-payment of fees)

Effective date: 20050314

FZ9A Application not withdrawn (correction of the notice of withdrawal)

Effective date: 20050427

MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20060710