RU2192693C2

RU2192693C2 - Microwave directional filter

Info

Publication number: RU2192693C2
Application number: RU2000119986/09A
Authority: RU
Inventors: А.П. Горбачев
Original assignee: Новосибирский государственный технический университет
Priority date: 2000-07-26
Filing date: 2000-07-26
Publication date: 2002-11-10

Abstract

FIELD: broadband selective radio communication systems, telecommunications, radar equipment, and radio navigation. SUBSTANCE: directional filter that has identical input and output transmission lines electromagnetically coupled with loop conductor and disposed in flat metal case is characterized in that halves of mentioned transmission lines are arranged in reciprocating-opposing manner inside rectangular space maximal-length sides of loop conductor. Adjacent ends of respective halves in center of loop conductor are interconnected. EFFECT: enlarged band with respect to fixed attenuation reading level on mass produced foiled dielectric sheets. 4 dwg

Description

Предлагаемое устройство относится к области радиотехники сверхвысоких частот и может быть использовано в радиотехнических системах различного назначения в качестве элементной базы полосковых антенных переключателей, устройств суммирования сигналов двух разных частот в общей антенне, многоканальных мультиплексеров, согласованных полосовых фильтров и прочее. The proposed device relates to the field of microwave technology and can be used in radio systems for various purposes as an element base for strip antenna switches, devices for summing signals of two different frequencies in a common antenna, multi-channel multiplexers, matched bandpass filters, etc.

Актуальность совершенствования таких фильтров обусловлена дальнейшим ужесточением требований к сверхвысокочастотным узлам систем связи, радиолокации и радионавигации в отношении их широкополосности, избирательности и уровня потерь в полосе пропускания. Для реализации приемлемых на сегодняшний день в дециметровом и сантиметровом диапазонах волн показателей устройств необходимо реализовать коаксиально-полосковые фильтры, обеспечивающие направленное распределение мощности источника сигнала на два развязанных между собой частотных канала с полосой пропускания не менее октавы (соответствующий коэффициент перекрытия диапазона не менее 2). The relevance of improving such filters is due to a further tightening of the requirements for microwave nodes of communication systems, radar and radio navigation with respect to their broadband, selectivity and level of loss in the passband. In order to implement device indicators acceptable for today in the decimeter and centimeter wave ranges, it is necessary to implement coaxial-band filters that provide directional distribution of the signal source power to two frequency channels decoupled from each other with a bandwidth of at least an octave (corresponding bandwidth overlap of at least 2).

Известен сверхвысокочастотный направленный фильтр, реализованный на связанных полосковых линиях, описанный в работе: Алексеев Л.В., Кузьминых Е.С. "Направленные фильтры петлевого типа на полосковых линиях", Вопросы радиоэлектроники, серия Общетехническая, 1967, 11, стр.116-134. В этом фильтре содержатся идентичные входная и выходная линии передачи, связанные через кольцевой резонатор бегущей волны. Конструктивно связь линий реализуется двумя способами: а) по широким сторонам полосковых линий; б) с частичным перекрытием широких сторон линий. В результате удается реализовать направленные фильтры с полосой пропускания порядка 35 - 40%. Known microwave directional filter implemented on coupled strip lines, described in: Alekseev L.V., Kuzminykh E.S. “Directional loop type filters on strip lines,” Radio Electronics Issues, General Technical Series, 1967, 11, pp. 116-134. This filter contains identical input and output transmission lines connected through a traveling-wave ring resonator. Structurally, the connection of lines is realized in two ways: a) along the wide sides of the strip lines; b) with partial overlap of the wide sides of the lines. As a result, it is possible to realize directional filters with a passband of the order of 35–40%.

Однако большей широкополосности эти фильтры обеспечить не в состоянии, так как при расширении полосы пропускания связь линий увеличивается до значений, которые уже не могут быть технологически реализованы из-за чрезмерно узких полосок или невыполнимо малых расстояний между линиями и кольцевым проводником. However, these filters are not able to provide greater broadband, since when the bandwidth is expanded, the link of the lines increases to values that can no longer be technologically realized due to excessively narrow strips or impossibly small distances between the lines and the ring conductor.

Известны также сверхвысокочастотные направленные фильтры, описанные в работе: Машковцев Б.М., Ткаченко К.А. "Волновой метод синтеза однопетлевых направленных фильтров на полосковых линиях", Электросвязь, 1969, 6, стр. 21-26. В этих фильтрах идентичные входная и выходная линии передачи связаны между собой через кольцевой резонатор бегущей волны с неодинаковыми в общем случае сторонами. Если стороны резонатора равны четверти длины средней волны, то такие фильтры обладают свойствами, описанными в предыдущей работе Л. В. Алексеева и Е.С. Кузьминых. Если же стороны резонатора неодинаковы, то такие фильтры могут быть применены при необходимости увеличения крутизны скатов одной из ветвей частотной характеристики (крутизна другой ветви в этом случае уменьшается). Microwave directional filters are also known, described in the work: Mashkovtsev B.M., Tkachenko K.A. "The wave method for the synthesis of single-loop directional filters on strip lines", Electrosvyaz, 1969, 6, pp. 21-26. In these filters, identical input and output transmission lines are interconnected through a traveling-wave ring resonator with generally different sides. If the sides of the resonator are equal to a quarter of the medium wavelength, then such filters have the properties described in the previous work of L. V. Alekseev and E. S. Kuzmin. If the sides of the resonator are not identical, then such filters can be applied if it is necessary to increase the slope of the slopes of one of the branches of the frequency response (the slope of the other branch in this case decreases).

Однако полоса пропускания описанных фильтров практически не зависит от степени несимметрии кольцевого резонатора и определяется только степенью связи обеих линий передачи с кольцевым проводником-резонатором. К тому же в работе рекомендуется допускать несимметрию резонатора лишь в небольших пределах из-за недопустимого снижения крутизны другой ветви характеристики. However, the passband of the described filters is practically independent of the degree of asymmetry of the ring resonator and is determined only by the degree of coupling of both transmission lines to the ring conductor-resonator. In addition, it is recommended that the asymmetry of the resonator be allowed only to a small extent due to an unacceptable decrease in the slope of the other branch of the characteristic.

Таким образом, описанные фильтры также не в состоянии перекрыть полосу частот свыше 40%. Thus, the described filters are also not able to cover the frequency band above 40%.

Известен также сверхвысокочастотный направленный фильтр, содержащий идентичные входную и выходную линии передачи, связанные через кольцевой резонатор бегущей волны, описанный в АС СССР 501438, МПК Н 01 Р 1/20, 1977 г. В этом фильтре с целью увеличения крутизны амплитудно-частотной характеристики к линиям передачи на конце области связи по одну сторону от резонатора подключены одинаковые реактивные нагрузки с фазой коэффициента отражения, равной целому числу π/2. При этом величина полосы пропускания определяется, как и в ранее упомянутых работах, степенью связи входной и выходной линий передачи с кольцевым резонатором. Поэтому в этом фильтре достижимая полоса пропускания при использовании серийных листовых фольгированных диэлектриков также не превышает 35 -40 %. Also known is an ultra-high-frequency directional filter containing identical input and output transmission lines connected through a traveling-wave ring resonator described in USSR AS 501438, IPC Н 01 Р 1/20, 1977. In this filter, in order to increase the steepness of the amplitude-frequency characteristic the transmission lines at the end of the communication region on one side of the resonator are connected with the same reactive load with the phase of the reflection coefficient equal to an integer number π / 2. In this case, the bandwidth value is determined, as in the previously mentioned works, by the degree of coupling of the input and output transmission lines with a ring resonator. Therefore, in this filter the achievable bandwidth when using serial sheet foil dielectrics also does not exceed 35 -40%.

Таким образом, описанный в АС СССР 501438 фильтр характеризуется недостаточно широкой полосой пропускания, что ограничивает сферы его использования в диапазоне сверхвысоких частот. Thus, the filter described in the USSR AS 501438 is characterized by an insufficiently wide passband, which limits the scope of its use in the microwave range.

Известен также полосковый сверхвысокочастотный направленный фильтр, содержащий идентичные входную и выходную линии передачи, связанные за счет резонатора, описанный в АС СССР 886105, МПК Н 01 Р 1/20, 1982 г. В этом фильтре резонатор образован не замкнутым петлевым проводником, а двумя электромагнитно связанными проводниками, один из которых разомкнут, а другой - короткозамкнут на обоих концах. При этом входная и выходная линии передачи электромагнитно связаны с разомкнутым проводником. Если электрическая длина входной и выходной линий равна π/2, то наступает резонанс, при котором сигнал из входной линии полностью передается в выходную линию. Also known is a strip microwave filter with an identical input and output transmission lines connected by a resonator, described in USSR AS 886105, IPC Н 01 Р 1/20, 1982. In this filter, the resonator is formed not by a closed loop conductor, but by two electromagnetic connected conductors, one of which is open, and the other is short-circuited at both ends. In this case, the input and output transmission lines are electromagnetically coupled to an open conductor. If the electric length of the input and output lines is π / 2, then there is a resonance at which the signal from the input line is completely transmitted to the output line.

Однако в описанном фильтре разомкнутый проводник резонатора электромагнитно связан сразу с тремя линиями: входной, выходной и короткозамкнутой. Поэтому при реализации фильтра разомкнутый проводник получается существенно меньше по величине поперечных размеров (ширина, толщина линий), чем линии в ранее упомянутых фильтрах при одной и той же полосе пропускания. В результате при практической реализации описанного фильтра на листовых фольгированных диэлектриках удается обеспечить полосы пропускания не более 50%. However, in the described filter, the open resonator conductor is electromagnetically coupled directly to three lines: input, output, and short-circuited. Therefore, when implementing a filter, an open conductor is significantly smaller in transverse dimensions (width, line thickness) than lines in the previously mentioned filters with the same passband. As a result, in the practical implementation of the described filter on sheet foil dielectrics, it is possible to provide a transmission band of not more than 50%.

Известен также сверхвысокочастотный направленный фильтр, описанный в патенте Российской Федерации 1272380, МПК Н 01 Р 1/213, 1994 г. В этом фильтре идентичные входная и выходная линии передачи электромагнитно связаны с полосковым петлевым проводником, периметр которого равен длине средней волны, на противоположных участках, длина которых равна четверти длины средней волны. Свободные участки петлевого проводника, длина которых также равна четверти длины средней волны, электромагнитно связаны между собой. В результате конструкция фильтра имеет ярко выраженную продольную реализацию и небольшой поперечный размер. За счет электромагнитной связи между собой противоположных сторон петлевого проводника удается повысить избирательность фильтра по соседнему каналу. An ultra-high-frequency directional filter is also known, described in the patent of the Russian Federation 1272380, IPC Н 01 Р 1/213, 1994. In this filter, the identical input and output transmission lines are electromagnetically connected to a strip loop conductor, the perimeter of which is equal to the medium wavelength, in opposite sections whose length is equal to a quarter of the medium wavelength. The free sections of the loop conductor, the length of which is also equal to a quarter of the wavelength of the medium wave, are electromagnetically interconnected. As a result, the filter design has a pronounced longitudinal realization and a small transverse dimension. Due to the electromagnetic coupling between the opposite sides of the loop conductor, it is possible to increase the selectivity of the filter along the adjacent channel.

Однако рабочая полоса частот полосно-пропускающего канала практически не зависит от степени связи противоположных сторон петлевого проводника и определяется степенью связи входной и выходной линий передачи с упомянутым проводником. В результате, несмотря на компактность конструкции, удается достичь на серийно выпускаемых листовых диэлектрических материалах лишь 40-процентную полосу пропускания, что явно недостаточно для широкополосных селективных устройств сверхвысоких частот. However, the working frequency band of the band-pass channel is practically independent of the degree of coupling of the opposite sides of the loop conductor and is determined by the degree of coupling of the input and output transmission lines with said conductor. As a result, despite the compact design, it is possible to achieve only a 40 percent passband on commercially available sheet dielectric materials, which is clearly not enough for broadband selective microwave devices.

Прототипом предлагаемого изобретения является сверхвысокочастотный направленный фильтр из ранее упомянутого АС СССР 501438, МПК Н 01 Р 1/20, 1977 г. Как уже отмечалось, полоса пропускания такого фильтра не превышает 40%, хотя этот фильтр сравнительно просто реализуется в полосковом исполнении. The prototype of the invention is a microwave filter from the previously mentioned USSR AS 501438, IPC Н 01 Р 1/20, 1977. As already noted, the passband of such a filter does not exceed 40%, although this filter is relatively simple to implement in a strip design.

Задачей предлагаемого изобретения является создание высокоэффективного сверхвысокочастотного направленного фильтра, имеющего более широкие полосы пропускания. The objective of the invention is the creation of a high-performance microwave filter directional filter having wider bandwidths.

Решение поставленной задачи обеспечивается тем, что в известном сверхвысокочастотном направленном фильтре, содержащем размещенные в плоском металлическом корпусе идентичные входную и выходную линии передачи, электромагнитно связанные с петлевым проводником, периметр которого равен длине средней волны, соответствующей центральной частоте рабочего диапазона, петлевой проводник выполнен в форме прямоугольника, минимальный размер которого равен высоте корпуса, а максимальный составляет половину длины средней волны, при этом обе линии передачи состоят из двух половин, длина которых равна четверти длины средней волны, расположенных в объеме максимальных по длине сторон петлевого проводника противоположно друг другу, причем смежные выводы половин в центре петлевого проводника соединены вне его между собой, а оставшиеся выводы образуют рабочие плечи фильтра. The solution to this problem is ensured by the fact that in the known microwave filter directed, containing located in a flat metal housing identical input and output transmission lines, electromagnetically coupled to a loop conductor, the perimeter of which is equal to the medium wavelength corresponding to the center frequency of the operating range, the loop conductor is made in the form a rectangle, the minimum size of which is equal to the height of the body, and the maximum is half the length of the medium wave, with both lines the transmission consists of two halves, the length of which is equal to a quarter of the medium wavelength, located in the volume of the maximum lengths of the sides of the loop conductor opposite each other, and the adjacent halves in the center of the loop conductor are connected outside it, and the remaining conclusions form the working shoulders of the filter.

На фиг. 1 изображен предлагаемый сверхвысокочастотный направленный фильтр; на фиг. 2 - его частотные характеристики для конкретных значений электрических параметров; на фиг. 3 - графические зависимости оптимальных электрических параметров предлагаемого фильтра; на фиг.4 - топология полосковых печатных плат предлагаемого направленного фильтра. In FIG. 1 depicts a proposed microwave filter; in FIG. 2 - its frequency characteristics for specific values of electrical parameters; in FIG. 3 - graphical dependence of the optimal electrical parameters of the proposed filter; figure 4 is a topology of strip printed circuit boards of the proposed directional filter.

Предлагаемый направленный фильтр (фиг.1) содержит идентичные входную 1 и выходную 2 линии передачи, электромагнитно связанные с петлевым проводником 3, периметр которого равен длине средней волны λ₀, соответствующей центральной частоте f₀ рабочего диапазона. Обе линии передачи и петлевой проводник размещены в плоском металлическом корпусе 4 высотой b_N. При этом петлевой проводник выполнен в форме прямоугольника, минимальный размер которого равен высоте b_N корпуса, а максимальный составляет половину длины λ₀ средней волны. Каждая из линий передачи 1 и 2 состоит соответственно из двух половин 5, 6 и 7, 8, длина которых равна четверти длины λ₀ средней волны. Эти половины расположены в объеме максимальных по длине сторон петлевого проводника противоположно друг другу. Смежные выводы 9, 10 и 11, 12 соответствующих половин 5, 6 и 7, 8 в центре петлевого проводника соединены вне его между собой. Оставшиеся выводы 13, 14, 15 и 16 упомянутых половин в парах с эквипотенциальными (имеющими нулевой потенциал "земли") выводами корпуса 4 образуют рабочие плечи фильтра, к которым подключаются генераторы и нагрузки в зависимости от того, в каком режиме - селекции или мультиплексирования по частоте - используется направленный фильтр в радиоаппаратуре.The proposed directional filter (figure 1) contains identical input 1 and output 2 transmission lines, electromagnetically coupled to a loop conductor 3, the perimeter of which is equal to the average wavelength λ ₀ corresponding to the center frequency f _{0 of the} operating range. Both transmission lines and the loop conductor are placed in a flat metal housing 4 of height b _N. In this case, the loop conductor is made in the form of a rectangle, the minimum size of which is equal to the height b _{N of the} housing, and the maximum is half the length λ _{0 of the} medium wave. Each of the transmission lines 1 and 2, respectively, consists of two halves 5, 6 and 7, 8, the length of which is equal to a quarter of the length λ _{0 of the} medium wave. These halves are located in the volume of the maximal lengths of the sides of the loop conductor opposite to each other. Adjacent conclusions 9, 10 and 11, 12 of the corresponding halves 5, 6 and 7, 8 in the center of the loop conductor are connected outside it to each other. The remaining conclusions 13, 14, 15 and 16 of the aforementioned halves in pairs with equipotential (having zero ground potential) body 4 leads form the working arms of the filter, to which the generators and loads are connected, depending on whether in selection or multiplexing mode frequency - a directional filter is used in the radio equipment.

Принцип действия заявляемого сверхвысокочастотного направленного фильтра состоит в следующем. The principle of operation of the inventive microwave directional filter is as follows.

Пусть к входному плечу с выводом 13 фильтра от источника с ЭДС Е и внутренним сопротивлением R, равным величине вещественных нагрузок R₁₄, R₁₅ и R₁₆, подключенных к плечам с выводами 14, 15 и 16, подводится мощность сверхвысокочастотного сигнала. Предполагается, что величина ЭДС Е остается неизменной в весьма широкой полосе частот. Тогда при соответствующем выборе электрических параметров фильтра сигнал перераспределяется между нагрузками R₁₄ и R₁₅ плеч с выводами 14 и 15 и практически не ощущается на нагрузке R₁₆ диагонального по отношению к входному плечу плеча с выводом 16. Если обозначить через U₁₄, U₁₅ и U₁₆ напряжения, выделяющиеся соответственно на нагрузках R₁₄, R₁₅ и R₁₆, то заявляемый сверхвысокочастотный направленный фильтр целесообразно охарактеризовать следующими показателями:
а) коэффициент передачи К_ППК полосно-пропускающего канала от вывода 13 к выводу 15(13←→15): K_ППК = |2U₁₅/E|;
б) коэффициент предачи К_ПЗК полосно-заграждающего канала от вывода 13 к выводу 14(13←→14): K_ПЗК = |2U₁₄/E|;
в) развязка I диагональных плеч с выводами 13, 16 или с выводами 14, 15: I = 20lg|E/(2U₁₆)|, дБ;
г) коэффициент стоячей волны напряжения К_СТ.U входного плеча с выводом 13 (определяется классической процедурой измерений и расчета).Let the microwave power be supplied to the input arm with the output 13 of the filter from the source with EMF E and internal resistance R equal to the magnitude of the material loads R ₁₄ , R ₁₅ and R ₁₆ connected to the arms with terminals 14, 15 and 16. It is assumed that the magnitude of the EMF E remains unchanged in a very wide frequency band. Then, with an appropriate choice of the filter’s electrical parameters, the signal is redistributed between the loads R ₁₄ and R _{15 of the} arms with terminals 14 and 15 and is practically not felt on the load R _{16 of the} arm diagonal with respect to the input arm with terminal 16. If denoted by U ₁₄ , U ₁₅ and U ₁₆ voltage released respectively on the loads R ₁₄ , R ₁₅ and R ₁₆ , then the inventive microwave filter, it is advisable to characterize the following indicators:
a) the transmission coefficient K _PPK bandwidth channel from pin 13 to pin 15 (13 ← → 15): K _PPK = | 2U ₁₅ / E |;
b) predachi coefficient K _PCO bandstop channel from terminal 13 to terminal 14 (13 ← → 14): K _PCO = | 2U ₁₄ / E |;
c) the decoupling of I diagonal shoulders with conclusions 13, 16 or with conclusions 14, 15: I = 20 log | E / (2U ₁₆ ) |, dB;
d) the coefficient of the standing wave of voltage K _{ST.U of the} input arm with pin 13 (determined by the classical measurement and calculation procedure).

В качестве электрических параметров фильтра будут фигурировать в дальнейшем (фиг.1):
а) волновое сопротивление ρ_B коаксиальной линии, образованной какой-либо половиной 5, 6, 7 или 8 линий передачи [внутренний проводник (жила) коаксиала] и половиной максимальной стороны петлевого проводника 3 [наружный проводник (оплетка) коаксиала] , заполненной "внутренней" средой с относительной диэлектрической проницаемостью ε_rB;
б) волновое сопротивление ρ_N объемной полосковой линии, образованной половиной максимальной стороны петлевого проводника 3 [внутренний проводник] и металлическим корпусом 4 [наружный проводник], заполненной "наружной" средой с относительной диэлектрической проницаемостью ε_rN.As the electrical parameters of the filter will appear in the future (figure 1):
a) wave impedance ρ _{B of the} coaxial line formed by any half of 5, 6, 7 or 8 transmission lines [inner conductor (core) of the coaxial] and half the maximum side of the loop conductor 3 [outer conductor (braid) of the coaxial] filled with “inner "a medium with a relative dielectric constant ε _rB ;
b) the wave impedance ρ _{N of the} volume strip line formed by half of the maximum side of the loop conductor 3 [inner conductor] and the metal casing 4 [outer conductor] filled with an “outer” medium with a relative permittivity ε _rN .

Величины напряжений U₁₄, U₁₅ и U₁₆, несмотря на то, что подключаемые нагрузки, как правило, равны внутреннему сопротивлению источника сигнала Е:
R₁₄=R₁₅=R₁₆=R, (1)
изменяются по диапазону частот и зависят от уровней и фаз отдельных составляющих напряжений. Эти составляющие формируются за счет обхода электромагнитной волной замкнутого петлевого проводника 3 в форме прямоугольника. Количество составляющих U_14i, U_15i, U_16i, i=1...N определяются числом N обходов волной петлевого проводника. Поэтому при неограниченном увеличении N (N→∞) можно рассчитать соответствующие напряжения как пределы векторных (комплексных) сумм:

Описанный подход положен в основу алгоритма численных расчетов показателей заявляемого направленного фильтра, разработанного заявителем. В соответствующей вычислительной программе осуществляется декомпозиция (разделение) сложной электродинамической системы "половины 5, 6, 7, 8 линий передачи внутри половин максимальных сторон петлевого проводника 3; петлевой проводник 3 внутри корпуса 4; свободные участки линий передачи 1 и 2 внутри корпуса 4" на отдельные фрагменты, описание этих фрагментов матрицами сопротивлений и рассеяния, расчет составляющих U_14i, U_15i, U_16i и определение показателей а), б), в) и г) фильтра. При этом расчеты выполняются циклически во многих точках частотного диапазона, чтобы обеспечить непрерывность частотных характеристик показателей, а величины волновых сопротивлений ρ_B и ρ_N варьируются в широких пределах, не выходя, однако, за границы конструктивно-технологических ограничений. Оптимальный выбор волновых сопротивлений ρ_B и ρ_N позволяет обеспечить на центральной частоте f₀, соответствующей средней длине волны λ₀, полное подавление сигнала в нагрузке R₁₄ плеча с выводом 14 и полную передачу этого сигнала в нагрузку R₁₅ плеча с выводом 15. При отклонении частоты f от центральной f₀ в обе стороны формируются частотные характеристики полосно-пропускающего (фиг. 2, поз. 17) и полосно-заграждающего (фиг. 2, поз.18) каналов. Полоса пропускания (заграждения) каналов зависит от соотношения волновых сопротивлений ρ_B и ρ_N, a уровни отраженного U₁₃ _ОТР сигнала на входном плече с выводом 13 и поступившего U₁₆ в диагональное плечо с выводом 16 сигнала составляют пренебрежимо малую величину. В результате заявляемый фильтр характеризуется хорошей развязкой диагональных плеч (в пределе I = ∞), а также хорошим согласованием всех плеч с подключаемыми нагрузками
(в пределе К_СТ.U ⁽¹³⁾=К_СТ.U ⁽¹⁴⁾=К_СТ.U ⁽¹⁵⁾=К_СТ.U ⁽¹⁶⁾=1).The voltage values U ₁₄ , U ₁₅ and U ₁₆ , despite the fact that the connected loads, as a rule, are equal to the internal resistance of the signal source E:
R ₁₄ = R ₁₅ = R ₁₆ = R, (1)
vary over the frequency range and depend on the levels and phases of the individual component voltages. These components are formed due to the electromagnetic wave bypassing a closed loop conductor 3 in the shape of a rectangle. The number of components U _14i , U _15i , U _16i , i = 1 ... N are determined by the number N of rounds of the loop conductor wave. Therefore, with an unlimited increase in N (N → ∞), we can calculate the corresponding stresses as the limits of the vector (complex) sums:

The described approach is the basis of the algorithm for numerical calculations of indicators of the proposed directional filter developed by the applicant. In the corresponding computational program, decomposition (separation) of the complex electrodynamic system "

half

5, 6, 7, 8 transmission lines inside the halves of the maximum sides of the loop conductor 3; loop conductor 3 inside the enclosure 4; free sections of the

transmission lines

1 and 2 inside the enclosure 4" on individual fragments, a description of these fragments by resistance and scattering matrices, calculation of the components U _14i , U _15i , U _16i and determination of the indicators a), b), c) and d) of the filter. Moreover, the calculations are performed cyclically at many points of the frequency range in order to ensure the continuity of the frequency characteristics of the indicators, and the values of the wave impedances ρ _B and ρ _N vary within wide limits, however, without going beyond the boundaries of structural and technological limitations. The optimal choice of wave impedances ρ _B and ρ _N allows to ensure at the center frequency f ₀ corresponding to the average wavelength λ ₀ that the signal is completely suppressed in the shoulder load R ₁₄ with terminal 14 and this signal is completely transmitted to the shoulder load R ₁₅ with terminal 15. When deviation of the frequency f from the central f ₀ in both directions, the frequency characteristics of the band-pass (Fig. 2, pos. 17) and band-block (Fig. 2, pos. 18) channels are formed. The bandwidth (barrage) of the channels depends on the ratio of the wave resistances ρ _B and ρ _N , and the levels of the reflected U ₁₃ _OTP signal at the input arm with terminal 13 and the U ₁₆ received in the diagonal arm with terminal 16 of the signal are negligible. As a result, the inventive filter is characterized by a good isolation of the diagonal shoulders (in the limit I = ∞), as well as a good coordination of all shoulders with connected loads
(in the limit K _ST.U ⁽¹³⁾ = K _ST.U ⁽¹⁴⁾ = K _ST.U ⁽¹⁵⁾ = K _ST.U ⁽¹⁶⁾ = 1).

Результаты поиска оптимальных значений волновых сопротивлений представлены графически на фиг.3 [поз. 19 - волновое сопротивление ρ_N, поз. 20 - коэффициент перекрытия χ_П полосно-пропускающего канала 13←→15 по уровню 3 дБ

как функции волнового сопротивления ρ_B коаксиальной линии, образованной половинами 5, 6, 7 или 8 линий передачи 1 и 2 внутри петлевого проводника 3.The search results for the optimal values of wave impedances are presented graphically in figure 3 [pos. 19 - wave impedance ρ _N , pos. 20 - overlap coefficient χ _{P of the} band-pass channel 13 ← → 15 at the level of 3 dB

as a function of the wave impedance ρ _{B of the} coaxial line formed by

halves

5, 6, 7 or 8 of the

transmission lines

1 and 2 inside the loop conductor 3.

В процессе реализации по заданной величине нагрузок R плеч рассчитываются геометрические размеры всех проводящих элементов устройства. При этом структура заявляемого направленного фильтра, отличительной особенностью которого является "возвратно-встречное" расположение половин 5, 6 и 7, 8 внутри петлевого проводника 3, достигающееся соединением между собой смежных выводов 9, 10 и 11, 12 соответствующих половин в центре петлевого проводника, но вне его ( то есть петли), такова, что при выборе сопротивлений ρ_B, ρ_N согласно фиг.3 удается обеспечить при одинаковом с прототипом периметре петлевого проводника в три раза большую широкополосность по одному и тому же уровню, например 3 дБ

.In the process of implementation, the geometric dimensions of all the conductive elements of the device are calculated according to a given value of the loads R of the arms. The structure of the inventive directional filter, the distinctive feature of which is the "reciprocal" arrangement of the

halves

5, 6 and 7, 8 inside the loop conductor 3, achieved by connecting adjacent terminals 9, 10 and 11, 12 of the corresponding halves in the center of the loop conductor, but outside of it (that is, the loop), it is such that when choosing the resistances ρ _B , ρ _N according to Fig. 3, it is possible to provide three times greater broadband at the same level with the same loop conductor perimeter, for example 3 dB

.

Для экспериментального подтверждения достижения большей широкополосности был выполнен полностью полосковый заявляемый направленный фильтр, что в наибольшей степени удовлетворяет современным тенденциям широкого использования полосковых микросхем в радиоаппаратуре диапазона сверхвысоких частот. Основные этапы процесса реализации удовлетворяют общепринятым нормам конструирования полосковых микросхем, подытоженным в работе: "Конструкторско-технологические основы проектирования полосковых микросхем"/ Под ред. Бушминского И.П., М.: Радио и связь, 1987. Таким образом, используются базовые конструкторско-технологические приемы применительно к заявляемой конструкции сверхвысокочастотного направленного фильтра. To experimentally confirm the achievement of greater broadband, a full-band claimed directional filter was made, which best meets the current trends of widespread use of strip microcircuits in microwave equipment of the microwave range. The main stages of the implementation process satisfy the generally accepted standards for the design of strip microcircuits, summarized in the work: "Design and technological foundations for the design of strip microcircuits" / Ed. Bushminsky IP, M .: Radio and communications, 1987. Thus, the basic design and technological methods are applied in relation to the claimed design of a microwave filter directional.

Разработанный полосковый направленный фильтр имел центральную частоту f₀= 1,5 ГГц с полосой пропускания одна октава (соответствующий коэффициент перекрытия χ_П подоено-пропускающего канала 13←→15 по уровню 3 дБ

равен двум). Величины подключаемых нагрузок выбирались согласно (1) и составили:
R₁₄=R₁₅=R₁₆=R=50 Ом, (3)
что соответствует стандартному значению волновых сопротивлений отечественных измерителей коэффициентов передачи. Из фиг.3 для χ_П=2 находятся сопротивления ρ_B и ρ_N:
ρ_B = 41 Oм, ρ_N = 20 Oм. (4)
Для полосковой реализации найденных значений ρ_B и ρ_N использовалась четырехслойная фторопластовая (тефлоновая) структура, состоящая из двух фольгированных тонких центральных заготовок G₁, G₂ толщиной t_β=0,27 мм. Именно на этих заготовках формировались полосковые идентичные входная и выходная линии передачи и петлевой проводник в форме прямоугольника. Материал этих загатовок соответствует "внутренней" среде упомянутых ранее коаксиальных линий и имеет относительную диэлектрическую проницаемость ε_rB. Кроме этого, используются две более массивные диэлектрические заготовки толщиной t_α=1,5 мм, играющие роль упомянутой ранее "наружной" среды фильтра с относительной диэлектрической проницаемостью ε_rN.The developed strip directional filter had a central frequency f ₀ = 1.5 GHz with a bandwidth of one octave (the corresponding overlap coefficient χ _{P of the} run-through channel is 13 ← → 15 at a level of 3 dB

equal to two). The values of the connected loads were selected according to (1) and amounted to:
R ₁₄ = R ₁₅ = R ₁₆ = R = 50 Ohms, (3)
which corresponds to the standard value of wave impedances of domestic meters of transmission coefficients. From figure 3 for χ _P = 2 are the resistances ρ _B and ρ _N :
ρ _B = 41 Ohm, ρ _N = 20 Ohm. (4)
For the strip realization of the found values of ρ _B and ρ _N , a four-layer fluoroplastic (Teflon) structure was used, consisting of two foil thin central blanks G ₁ , G ₂ with a thickness t _β = 0.27 mm. It was on these blanks that strip-like identical input and output transmission lines and a loop conductor in the shape of a rectangle were formed. The material of these blanks corresponds to the “internal” medium of the previously mentioned coaxial lines and has a relative permittivity ε _rB . In addition, two more massive dielectric blanks with a thickness of t _α = 1.5 mm are used, which play the role of the previously mentioned “external” filter medium with a relative permittivity ε _rN .

В соответствии с описанным подходом идентичные входная 1 и выходная 2 линии передачи сформированы на одной из сторон заготовки G₁ (фиг.4, поз.21 - входная, поз. 22 - выходная линии). На обратной стороне этой заготовки сформирована верхняя плоскость петлевого проводника 3 (фиг.4, поз.23). Нижняя плоскость петлевого проводника 3 сформирована аналогично верхней плоскости на одной из сторон заготовки G₂, обратная сторона которой не фольгирована. После совмещения обеих заготовок и их взаимной ориентации таким образом, чтобы плоскости петлевого проводника были снаружи, а входная 1 и выходная 2 линии передачи - внутри, реализуется полосковый заявляемый направленный фильтр с "возвратно-встречным" расположением половин 5, 6 и 7, 8 внутри петлевого проводника 3. Для обеспечения эквипотенциальности верхней и нижней плоскостей петлевого проводника 3 в заготовках G₁, G₂ предусмотрены сквозные металлизированные отверстия (фиг. 4, поз.24) по краям петлевого проводника в количестве 12 штук (при необходимости число отверстий может быть больше или меньше 12).In accordance with the described approach, identical input 1 and output 2 transmission lines are formed on one of the sides of the workpiece G ₁ (Fig. 4, item 21 - input, item 22 - output line). On the reverse side of this preform, the upper plane of the loop conductor 3 is formed (Fig. 4, item 23). The lower plane of the loop conductor 3 is formed similarly to the upper plane on one side of the blank G ₂ , the reverse side of which is not foil. After combining both blanks and their mutual orientation in such a way that the planes of the loop conductor are outside, and the input 1 and output 2 transmission lines are inside, the claimed strip filter is applied with a "reciprocal" arrangement of halves 5, 6 and 7, 8 inside loop conductor 3. to provide equipotential planes of the upper and lower loop conductors 3 of the workpieces G _1, G ₂ are provided through metalized holes (Fig. 4, poz.24) at the edges of the conductor loop in an amount of 12 units (with optionally Qdim number of holes may be larger or smaller than 12).

В разработанном фильтре в качестве заготовок G₁, G₂ использовался материал "ФЗ МФ-2" с толщиной медной фольги t_C=0,02 мм (t_β=0,27 мм, ε_rB=2,5). Поэтому суммарная толщина двух слоев с учетом фольги в зоне петлевого проводника t_N равна:
t_N = 2t_β+3t_C = 0,6 мм. (5)
Эта величина используется далее для расчета ширины W_N петлевого проводника (фиг.4, поз. 23), причем в качестве "наружных", более массивных заготовок-слоев использовался материал "ФАФ-4" (t_α=1,5 мм, ε_rN=2,5) с полностью удаленной медной фольгой. В результате суммарная толщина bN всех заготовок в зоне петлевого проводника равна:
b_N = 2t_α+t_N = 3,6 мм. (6)
Тогда ширина w_N петлевого проводника должна быть выбрана такой, чтобы обеспечить требуемое согласно (4) значение ρ_N=20 Ом, что при использовании общепринятых процедур расчета приводит для ε_rN=2,5 к результату:
W_N=6,65 мм. (7)
Минимальный размер стороны петлевого проводника (по внутренней кромке, фиг.4) равен высоте корпуса 4, которая, в свою очередь, равна суммарной толщине b_N заготовок (6). Максимальный размер В стороны (также по внутренней кромке, фиг.4) составляет половину длины средней волны и равен B = 3•10⁸/(2•√ε_rN•f₀) = 64 мм.
Далее определяются оставшиеся два размера W_B и W₀ полосковой печатной заготовки G₁, относящиеся к входной и выходной линиям передачи (фиг.4, поз. 21,22). Размер W_B характеризует полосковую линию во "внутренней" среде с проницаемостью ε_rB, образованную какой-либо из половин 5, 6, 7 или 8 линий передачи и половиной максимальной стороны петлевого проводника 3. Его величина должна обеспечить требуемое согласно (4) значение ρ_B=41 Ом при ε_rB= 2,5, t_C= 0,02 мм и высоте b_B=2t_β+t_C=0,56 мм, что при использовании общепринятых процедур расчета приводит к результату:
W_B=0,53 мм. (8)
Размер W₀ входной и выходной линий передачи вне петлевого проводника, но внутри металлического корпуса 4, должен обеспечить стандартное значение волнового сопротивления для сверхвысокочастотного сигнала [согласно (3): R= 50 Ом], что при ε_rN=2,5, b_N=3,6 мм, t_C=0,02 мм обусловливает величину:
W_o=2,7 мм. (9)
Результаты экспериментальных исследований изготовленного направленного фильтра, проведенные в более широкой, чем одна октава, полосе частот 0,3.... 3 ГГц, позволяют сформулировать следующие оценки его показателей:
а) отличие измеренных частотных характеристик полосно-пропускающего и полосно-заграждающего каналов от расчетных не превышает 5%;
б) минимальное значение развязки диагональных плеч на верхней границе измерений 3 ГГц составило 19 дБ;
в) наибольшее значение входного К_СТ.U соответствовало частоте 2,4 ГТц и было равно 1,53.In the developed filter, the materials FZ MF-2 with a thickness of copper foil t _C = 0.02 mm (t _β = 0.27 mm, ε _rB = 2.5) were used as blanks G ₁ , G ₂ . Therefore, the total thickness of the two layers taking into account the foil in the zone of the loop conductor t _N is equal to:
t _N = 2t _β + 3t _C = 0.6 mm. (5)
This value is further used to calculate the width W _{N of the} loop conductor (Fig. 4, item 23), and the material “FAF-4” (t _α = 1.5 mm, ε was used as the “outer”, more massive blanks-layers) _rN = 2.5) with completely removed copper foil. As a result, the total thickness bN of all the workpieces in the zone of the loop conductor is equal to:
b _N = 2t _α + t _N = 3.6 mm. (6)
Then the width w _{N of the} loop conductor should be chosen so as to provide the value ρ _N = 20 Ohms required according to (4), which, when using generally accepted calculation procedures, leads to the result for ε _rN = 2.5:
W _N = 6.65 mm. (7)
The minimum size of the side of the loop conductor (along the inner edge, Fig. 4) is equal to the height of the housing 4, which, in turn, is equal to the total thickness b _{N of the} blanks (6). The maximum size of the side (also along the inner edge, figure 4) is half the medium wavelength and is equal to B = 3 • 10 ⁸ / (2 • √ε _rN • f ₀ ) = 64 mm.
Next, the remaining two sizes W _B and W _{0 of the} strip printing blank G _{1 are} determined, which relate to the input and output transmission lines (Fig. 4, item 21.22). Size W _B characterizes the strip line in the “internal” medium with permeability ε _rB formed by one of the halves of 5, 6, 7 or 8 transmission lines and half of the maximum side of the loop conductor 3. Its value should provide the value ρ required according to (4) _B = 41 Ohms at ε _rB = 2.5, t _C = 0.02 mm and height b _B = 2t _β + t _C = 0.56 mm, which, when using generally accepted calculation procedures, leads to the result:
W _B = 0.53 mm. (8)
The size W _{0 of the} input and output transmission lines outside the loop conductor, but inside the metal casing 4, should provide the standard value of the wave impedance for the microwave signal [according to (3): R = 50 Ohm], which for ε _rN = 2.5, b _N = 3.6 mm, t _C = 0.02 mm determines the value:
W _o = 2.7 mm. (9)
The results of experimental studies of the manufactured directional filter, carried out in a wider than one octave frequency band of 0.3 ... 3 GHz, allow us to formulate the following estimates of its performance:
a) the difference between the measured frequency characteristics of the band-pass and band-blocking channels from the calculated ones does not exceed 5%;
b) the minimum value of the decoupling of the diagonal arms at the upper measurement boundary of 3 GHz was 19 dB;
c) the largest value of the input To _ST.U corresponded to a frequency of 2.4 GTZ and was equal to 1.53.

Таким образом, предлагаемый сверхвысокочастотный направленный фильтр по сравнению с прототипом обеспечивает более широкие полосы пропускания при одной и той же неравномерности в их пределах. Thus, the proposed microwave directional filter in comparison with the prototype provides a wider bandwidth with the same unevenness within them.

Кроме того, заявляемый направленный фильтр имеет три внешних плеча (не считая входного), тогда как в фильтре-прототипе два из трех внешних плеч "заглушены" реактивными нагрузками и являются нерабочими. Это способствует более широкому практическому использованию заявляемого направленного фильтра в качестве элементной базы сверхвысокочастотных широкополосных устройств связи, телекоммуникаций, радиолокации и радионавигации. In addition, the inventive directional filter has three external arms (not counting the input), while in the prototype filter, two of the three external arms are "drowned out" by reactive loads and are inoperative. This contributes to the wider practical use of the inventive directional filter as an element base of microwave frequency broadband communication devices, telecommunications, radar and radio navigation.

Claims

An ultra-high-frequency directional filter containing identical input and output transmission lines located in a flat metal casing, electromagnetically coupled to a loop conductor, characterized in that the loop conductor is made in the form of a rectangle, the minimum size of which is equal to the height of the housing, and the maximum is half the length of the medium wave, this, both transmission lines consist of two halves, the length of which is equal to a quarter of the medium wavelength, located in the volume of the loop lengths maximum along the length the conductor is opposite to each other, and adjacent terminals of the halves in the center of the loop conductor are connected outside of each other, and the remaining conclusions form the working shoulders of the filter.