RU2185638C2 - Threshold binary detector - Google Patents
Threshold binary detector Download PDFInfo
- Publication number
- RU2185638C2 RU2185638C2 RU2000117893A RU2000117893A RU2185638C2 RU 2185638 C2 RU2185638 C2 RU 2185638C2 RU 2000117893 A RU2000117893 A RU 2000117893A RU 2000117893 A RU2000117893 A RU 2000117893A RU 2185638 C2 RU2185638 C2 RU 2185638C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- band
- detector
- output
- frequency
- signal
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах обнаружения и в беспоисковых устройствах определения частоты, в измерительных устройствах параллельного спектрального анализа. The invention relates to the field of radio engineering and can be used in detection systems and in non-search devices for determining frequency, in measuring devices for parallel spectral analysis.
Для целей мгновенного обнаружения радиосигналов в отмеченных областях техники широко используются пороговые обнаружители радиосигналов радиометрического типа, корреляционного типа [1-3] и др. Большинство из них предназначено для обнаружения только заранее известного радиосигнала, что сужает их использование в условиях неопределенности по типу радиосигнала. Так, например, известен используемый для обнаружения слабых сигналов бинарный пороговый обнаружитель, содержащий последовательно соединенные полосовой фильтр (ПФ), квадратичный детектор, на выходе которого включена схема, компенсирующая постоянную шумовую составляющую, после которой подключается пороговое устройство [4, 5]. Такой обнаружитель является радиометрическим компенсационным обнаружителем. For the purposes of instant detection of radio signals in the above areas of technology, threshold detectors of radio signals of radiometric type, correlation type [1-3], etc. are widely used. Most of them are designed to detect only a previously known radio signal, which narrows their use in conditions of uncertainty in the type of radio signal. So, for example, a binary threshold detector used to detect weak signals is known, which contains a series-connected bandpass filter (PF), a quadratic detector, the output of which includes a circuit compensating for the constant noise component, after which a threshold device is connected [4, 5]. Such a detector is a radiometric compensation detector.
Наличие полосового фильтра на входе обуславливает общий недостаток подобных обнаружителей, а именно: возникновение ложных тревог при попадании мощного сигнала на скат АЧХ ПФ. The presence of a band-pass filter at the input causes a common drawback of such detectors, namely: the occurrence of false alarms when a powerful signal hits the slope of the frequency response of the PF.
Наибольшее распространение для мгновенного определения присутствия произвольного сигнала в заданной полосе частот получил функционально простой пороговый бинарный обнаружитель [1], содержащий (см. фиг.3) последовательно соединенные полосовой фильтр (ПФ) 1, амплитудный детектор (АД) 6 и пороговое устройство (ПУ) 3. Этот обнаружитель наиболее близок по функциональному построению к предлагаемому устройству, поэтому он принят за прототип. The most widely used for instantly determining the presence of an arbitrary signal in a given frequency band is a functionally simple threshold binary detector [1], containing (see Fig. 3) a series-connected bandpass filter (PF) 1, an amplitude detector (HELL) 6 and a threshold device (PU) ) 3. This detector is closest in functional construction to the proposed device, so it is taken as a prototype.
Такой обнаружитель применяется в многоканальных приемниках [1], в матричных приемниках [1] и в измерительных устройствах параллельного спектрального анализа [2]. Such a detector is used in multichannel receivers [1], in matrix receivers [1] and in measuring devices for parallel spectral analysis [2].
В устройствах такого типа стоит задача последовательного уточнения частоты приходящего сигнала (или спектра частот) в заданном диапазоне частот, которую и решает прототип, входящий в каждый канал подобных устройств [1, 2]. In devices of this type, the task is to sequentially refine the frequency of an incoming signal (or frequency spectrum) in a given frequency range, which is solved by the prototype included in each channel of such devices [1, 2].
Обнаружитель-прототип работает следующим образом:
ПФ обеспечивает селекцию сигналов в заданной полосе частот Δf (fi, f2 - граничные частоты работы данного обнаружителя). Высокая избирательность ПФ при достаточно широкой полосе пропускания достигается путем применения многозвенного ПФ с большим числом избирательных звеньев (контуров) [6]. Прямоугольная форма резонансной кривой ПФ порогового бинарного обнаружителя является идеальной и характеризует его предельную избирательность.The prototype detector works as follows:
PF provides the selection of signals in a given frequency band Δf (f i , f 2 - the boundary frequencies of this detector). High PF selectivity with a fairly wide passband is achieved by using a multi-link PF with a large number of selective links (circuits) [6]. The rectangular shape of the resonance curve of the FS of the threshold binary detector is ideal and characterizes its extreme selectivity.
АД обеспечивает детектирование мощности смеси сигнала с шумом, которая на выходе детектора в полосе обнаружения Δf определяется выражением [7]:
где K(jω) - передаточная функция ПФ, S(jω) - спектральная плотность мощности приходящего сигнала.HELL provides detection of the power of the signal mixture with noise, which is determined by the expression [7] at the detector output in the detection band Δf
where K (jω) is the transfer function of the FS, S (jω) is the spectral power density of the incoming signal.
ПУ по превышению заданного порога определяет и индицирует наличие сигнала в полосе обнаружения. PU on exceeding a predetermined threshold determines and indicates the presence of a signal in the detection band.
Однако прототип имеет недостаточно высокую избирательность, обуславливаемую отличием амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) ПФ от идеальной прямоугольной формы. However, the prototype does not have a sufficiently high selectivity, due to the difference in the amplitude-frequency characteristics (AFC) of the PF from an ideal rectangular shape.
Для оценки избирательных свойств ПФ пользуются понятием коэффициента прямоугольности резонансной кривой. Коэффициент прямоугольности Кп определяется как отношение полосы пропускания Δf3 на заданном уровне (например, на уровне 0,01) к полосе пропускания ПФ ΔfПФ на уровне 0,7:
Чем меньше значение коэффициента прямоугольности, тем круче скаты резонансной кривой и тем лучше избирательность обнаружителя. The smaller the value of the coefficient of squareness, the steeper the slopes of the resonance curve and the better the selectivity of the detector.
Устройства, в которых используется прототип, работают в условиях приема сигнала в широком интервале мощностей (более 20 дБ [1, 6, 13]). При попадании мощного сигнала на стык каналов возможно срабатывание двух смежных обнаружителей, что приводит к возникновению неоднозначности определения частоты приходящего сигнала (фиг.4). Devices that use the prototype operate in the conditions of signal reception in a wide power range (more than 20 dB [1, 6, 13]). When a powerful signal hits the channel junction, two adjacent detectors can be triggered, which leads to ambiguity in determining the frequency of the incoming signal (Fig. 4).
Ложное обнаружение возможно и при попадании мощного сигнала на скат АЧХ ПФ. False detection is also possible when a powerful signal hits the slope of the frequency response of the PF.
Мощность вне заданной полосы частот определяется выражением:
В случае, когда РЛО вне полосы частот превышает заданный порог, происходит ложное обнаружение.Power outside a given frequency band is determined by the expression:
In the case when P LO outside the frequency band exceeds a predetermined threshold, false detection occurs.
В идеальном случае, если передаточная функция ПФ K(jω) вне полосы обнаружения равна нулю, то ложного обнаружения не происходит. В реальных устройствах K(jω) вне полосы обнаружения не равна нулю [10, 11] и возможно ложное обнаружение при попадании мощного сигнала на скат АЧХ ПФ. Область частот, занимаемая скатами АЧХ ПФ для первых ступеней существующих в настоящее время СВЧ приемников-обнаружителей, составляет 15-48% (см. фиг.5, взятую из [14, 15]), что приводит к недопустимо высоким уровням ложных тревог. In the ideal case, if the transfer function of the FS K (jω) outside the detection band is zero, then false detection does not occur. In real devices, K (jω) outside the detection band is not equal to zero [10, 11] and false detection is possible when a powerful signal hits the slope of the frequency response of the PF. The frequency range occupied by the slopes of the frequency response of the PF for the first steps of the currently existing microwave receiver-detectors is 15-48% (see Fig. 5, taken from [14, 15]), which leads to unacceptably high levels of false alarms.
Техническим результатом предлагаемого изобретения является повышение избирательности и снижение вероятности ложного обнаружения радиосигналов. The technical result of the invention is to increase the selectivity and reduce the likelihood of false detection of radio signals.
Технический результат в предлагаемом устройстве достигается за счет перемножения АЧХ и ФЧХ высокодобротных ПЗФ с АЧХ ПФ и за счет использования отрицательности значений подынтегральных выражений в (2) на выходе ФД при предложенном структурном построении обнаружителя, т.е. по полярности сигнала на выходе ФД можно различить присутствие сигнала в заданной полосе частот. The technical result in the proposed device is achieved by multiplying the frequency response and phase response of high-quality PZF with the frequency response of the PF and by using the negative values of the integrands in (2) at the output of the PD with the proposed detector construction, i.e. the polarity of the signal at the output of the PD can distinguish the presence of a signal in a given frequency band.
Для достижения указанного технического результата предлагается пороговый бинарный обнаружитель, содержащий ПФ, вход которого является входом обнаружителя и пороговое устройство, выход которого является выходом обнаружителя. Согласно изобретению между ПФ и ПУ последовательно включены первый и второй узкополосные полосно-заграждающие фильтры (ПЗФ) и фазовый детектор (ФД), второй вход которого подключен к выходу ПФ. To achieve the technical result, a threshold binary detector is proposed that contains a PF, the input of which is the detector input and a threshold device, the output of which is the detector output. According to the invention, between the PF and the PU, the first and second narrow-band bandpass filters (PZF) and a phase detector (PD) are sequentially connected, the second input of which is connected to the PF output.
На фиг.1 изображена структурная схема предлагаемого порогового бинарного обнаружителя. Figure 1 shows the structural diagram of the proposed threshold binary detector.
На фиг.2 показан процесс формирования АЧХ предлагаемого устройства. Figure 2 shows the process of forming the frequency response of the proposed device.
На фиг.3 изображена структурная схема прототипа. Figure 3 shows the structural diagram of the prototype.
На фиг.4 показано возникновение неоднозначности определения частоты при попадании мощного сигнала на скат АЧХ ПФ. Figure 4 shows the occurrence of ambiguity in determining the frequency when a powerful signal hits the slope of the frequency response of the PF.
На фиг.5 изображены АЧХ реального приемника, использующего пороговые бинарные обнаружители. Figure 5 shows the frequency response of a real receiver using threshold binary detectors.
Предлагаемый пороговый бинарный обнаружитель содержит последовательно соединенные ПФ 1, вход которого является входом обнаружителя, ФД 2 и ПУ 3, выход которого является выходом обнаружителя. Между ПФ 1 и вторым входом ФД 2 последовательно включены узкополосные полосно-заграждающие фильтры (ПЗФ) 4, 5. The proposed threshold binary detector contains serially connected
Работа устройства основана на следующем принципе:
Напряжение на выходе ФД 2 определяется выражением: [7]:
V = KVoVпcos(Φп-Φo), (3)
где К - крутизна фазовых характеристик (ФХ) ФД, Vи - напряжение сигнала на выходе измерительного плеча, Vo - напряжение сигнала на выходе опорного плеча (плеча, напрямую соединенного с выходом ПФ), Φo и Φи - фазовые сдвиги сигнала на выходах опорного и измерительного плеч соответственно.The operation of the device is based on the following principle:
The voltage at the output of the
V = KV o V n cos (Φ n -Φ o ), (3)
where K is the steepness of the phase characteristics (PF) of the PD, V and are the signal voltage at the output of the measuring arm, V o is the voltage of the signal at the output of the reference arm (arm directly connected to the PF output), Φ o and Φ and are the phase shifts of the signal by the outputs of the reference and measuring arms, respectively.
В данной схеме опорное плечо не содержит фазосдвигающих элементов и поэтому Φo= 0.
Фазовый сдвиг измерительного плеча определяется суммой ФХ ПЗФ 4, 5 поскольку они соединены каскадно, а при каскадном соединении четырехполюсников их ФХ суммируются [8]. ФХ узкополосных ПЗФ 4, 5 φ′(ξ1) и φ′(ξ2) (фиг.2б, в), через обобщенную расстройку ξ, описывается выражениями [8, 9]:
где Q - добротность узкополосных ПЗФ 4, 5, ω01, ω02- частоты заграждения ПЗФ 4, 5 соответственно.In this scheme, the support arm does not contain phase-shifting elements and therefore Φ o = 0.
The phase shift of the measuring arm is determined by the sum of the PF of the PZF 4, 5, since they are connected in cascade, and with the cascade connection of the four-terminal networks their PFs are summed [8]. PF of narrow-band PZF 4, 5 φ ′ (ξ 1 ) and φ ′ (ξ 2 ) (fig.2b, c), through the generalized detuning ξ, is described by the expressions [8, 9]:
where Q is the quality factor of narrow-band PZF 4, 5, ω 01 , ω 02 are the barrage frequencies of PZF 4, 5, respectively.
Результирующий фазовый сдвиг измерительного плеча равен
Φи = arctgξ1+arctgξ2 (фиг.2(г))
Поэтому результирующий сигнал на выходе ФД 2 будет пропорционален
cos(arctgξ1+arctgξ2) (5)
Зависимость (5) показана на фиг.2(д). С учетом АЧХ ПЗФ 4, 5 (фиг.2(а)) на выходе ФД 2 получили ЧХ, показанную на фиг.2ж:
V = KVoVи(ξ1,ξ2)cos(arctgξ1+arctgξ2) (6)
Анализ (6) показывает, что вне полос заграждения, где коэффициент передачи ПЗФ 4, 5 близок к единице (Vи(ξ1,ξ2)≈Vo), уменьшение Vи(ξ1,ξ2) в полосах заграждения ведет к росту крутизны ЧХ по выходу ФД на скатах.The resulting phase shift of the measuring arm is
Φ and = arctgξ 1 + arctgξ 2 (Fig. 2 (d))
Therefore, the resulting signal at the output of
cos (arctgξ 1 + arctgξ 2 ) (5)
Dependence (5) is shown in figure 2 (d). Given the frequency response of the PZF 4, 5 (figure 2 (a)) at the output of the
V = KV o V and (ξ 1 , ξ 2 ) cos (arctgξ 1 + arctgξ 2 ) (6)
Analysis (6) shows that outside the obstacle bands, where the transfer coefficient of the PZF 4, 5 is close to unity (V and (ξ 1 , ξ 2 ) ≈V o ), a decrease in V and (ξ 1 , ξ 2 ) in the obstacle bands to the increase in the steepness of the frequency response for the release of the PD on the slopes.
Результирующая ЧХ предлагаемого обнаружителя (фиг.2ж) является результатом произведения АЧХ ПФ 1 (фиг.2е) с АЧХ вводимой цепи (фиг. 2д). The resulting frequency response of the proposed detector (Fig.2g) is the result of the product of the frequency response of the PF 1 (Fig.2e) with the frequency response of the input circuit (Fig. 2e).
Из сравнения фиг.2ж и фиг.4 видно, что в предлагаемом устройстве принципиально снижается вероятность ложного обнаружения за счет использования высокодобротных ПЗФ 4, 5, так как значение подинтегральных выражений в (2), отрицательно (т.е. по полярности сигнала на выходе ФД2 можно различить присутствие сигнала в заданной полосе частот). From a comparison of FIGS. 2g and 4, it is seen that in the proposed device the probability of false detection is fundamentally reduced due to the use of high-quality PZF 4, 5, since the value of the integrands in (2) is negative (i.e., by the polarity of the output signal PD2 can distinguish the presence of a signal in a given frequency band).
Предлагаемый пороговый бинарный обнаружитель работает следующим образом. При подаче сигнала на вход ПФ 1 часть сигнала попадает на первый вход ФД 2, другая часть сигнала, со второго выхода ПФ 1, после последовательного прохождения через узкополосные ПЗФ 4, 5 с соответствующим сдвигом по фазе попадает на второй вход ФД 2. В частности, если сигнал
fi∈Δt,
то напряжение - положительно, а если сигнал попадает на скат АЧХ ПФ, т. е.The proposed threshold binary detector operates as follows. When a signal is fed to the input of
f i ∈Δt,
then the voltage is positive, and if the signal falls on the slope of the frequency response of the PF, i.e.
fi∉Δf,
то напряжение - отрицательно.f i ∉Δf,
that tension is negative.
Если интервал мощностей приходящих сигналов превышает 15 дБ (в реальных условиях работы больших радиотехнических систем, этот интервал значительно шире [1, 6, 13] ), а полоса ПФ 1 задана по уровню 5 дБ, то для второго и третьего каналов приемника (в диапазонах частот 46-50 ГГц и 50-54 ГГц соответственно - см. фиг. 5), описанного в [11, 12], использующего пороговые бинарные обнаружители, ширина полосы частот, в которой возможны ложные тревоги, составит соответственно 48 и 15%. При использовании предлагаемого устройства, ширина полосы частот скатов АЧХ, в которой возможны ложные тревоги, будет в данном случае определяться шириной полосы узкополосного ПЗФ 4, 5 по уровню 20 дБ. Известно [7], что нормированная резонансная кривая одиночного контура описывается выражением:
Следовательно,
Если в качестве узкополосных ПЗФ 4, 5 используются диэлектрические резонаторы, у которых в диапазоне 40 ГГц типичное значение нагруженной добротности Q= 105 [14], то максимальная относительная ширина полосы частот, в которой возможны ложные тревоги, будет равна:
что на три порядка уже, чем у лучших из существующих в настоящее время устройств [11, 12]. Это и свидетельствует о снижении на три порядка уровня ложных тревог. Из приведенных обоснований и сравнения фиг.2ж и фиг.5 также следует, что и избирательность предлагаемого устройства по относительной ширине полосы частот улучшается на десятки процентов.Consequently,
If dielectric resonators with a typical value of the loaded Q factor Q = 10 5 [14] are used as narrowband PZF 4, 5, then the maximum relative bandwidth in which false alarms are possible will be equal to:
which is three orders of magnitude narrower than the best of the currently existing devices [11, 12]. This indicates a decrease of three levels of false alarms. From the above justifications and comparisons of FIGS. 2g and 5, it also follows that the selectivity of the device according to the relative frequency bandwidth improves by tens of percent.
При использовании предлагаемого устройства может быть получен следующий технический результат:
- повышение избирательности (на десятки процентов, что видно из сравнения фиг.2ж и фиг.5 и приведенных обоснований);
- снижение (примерно на три порядка, как показано выше) вероятности ложного обнаружения;
- упрощение схемы и ее настройки, за счет применения простых (с небольшим количеством звеньев) ПФ.When using the proposed device, the following technical result can be obtained:
- increased selectivity (by tens of percent, as can be seen from a comparison of Fig.2zh and Fig.5 and the above rationale);
- reduction (approximately three orders of magnitude, as shown above) of the probability of false detection;
- simplification of the scheme and its settings, due to the use of simple (with a small number of links) PF.
Источники информации
1. Вакин С. А. , Шустов Л.Н. Основы радиопротиводействия и радиотехнической разведки. - М.: Сов. радио, 1968.Sources of information
1. Vakin S. A., Shustov L.N. Fundamentals of radio countermeasures and radio intelligence. - M .: Owls. radio, 1968.
2. Мирский Г.Я. Радиоэлектронные измерения. - М.: Энергия, 1969. 2. Mirsky G.Ya. Radio-electronic measurements. - M.: Energy, 1969.
3. Тузов Г.И. Статическая теория приема сложных сигналов. - М.: Сов. радио, 1977. 3. Aces G.I. Static theory of the reception of complex signals. - M .: Owls. radio, 1977.
4. Есепкина Н.А., Корольков Д.В., Парийский Ю.Н. Радиотелескопы и радиометры. - М.: Наука, 1973. - прототип, стр. 257-270. 4. Esepkina N.A., Korolkov D.V., Pariskiy Yu.N. Radio telescopes and radiometers. - M.: Science, 1973. - prototype, pp. 257-270.
5. Николаев А. Г. , Перцов С.В. Радиотеплолокация. - М.: ВИМО, 1970. - прототип. 5. Nikolaev A. G., Pertsov S.V. Radiolocation. - M .: VIMO, 1970. - prototype.
6. Вартанесян В.А. Радиоэлектронная разведка. - М.: ВИМО, 1975. 6. Vartanesyan V.A. Electronic intelligence. - M.: VIMO, 1975.
7. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигналы. - М.: Сов. радио, 1977. 7. Gonorovsky I.S. Radio circuits and signals. - M .: Owls. radio, 1977.
8. Зернов Н.В., Карпов ВТ. Теория радиотехнических цепей. - Л.: Энергия, 1972. 8. Zernov N.V., Karpov VT. Theory of radio circuits. - L .: Energy, 1972.
9. Белоцерковский Г.Б. Основы радиотехники. Ч.1. - М., 1973. 9. Belotserkovsky G.B. Fundamentals of Radio Engineering.
10. Microwave Systems News 7, July 1979, р.36-47, 98. 10. Microwave Systems News 7, July 1979, p. 36-47, 98.
11. Microwave Systems News 12, December 1981, р.60-80. 11. Microwave Systems News 12, December 1981, p. 60-80.
12. Microwave Systems News 7, July 1984, р.233-262. 12. Microwave Systems News 7, July 1984, p. 233-262.
13. Палий А.И. Радиоэлектронная борьба. - М.: ВИМО, 1981. 13. Paly A.I. Electronic warfare. - M.: VIMO, 1981.
14. Исследование фильтров на диэлектрических волноводных резонаторах. Отчет по НИР, кн. 1, ВНТИЦ, 1984. 14. The study of filters on dielectric waveguide resonators. Report on research, book. 1, VNTIC, 1984.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2000117893A RU2185638C2 (en) | 2000-07-05 | 2000-07-05 | Threshold binary detector |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2000117893A RU2185638C2 (en) | 2000-07-05 | 2000-07-05 | Threshold binary detector |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2000117893A RU2000117893A (en) | 2002-06-27 |
| RU2185638C2 true RU2185638C2 (en) | 2002-07-20 |
Family
ID=20237433
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2000117893A RU2185638C2 (en) | 2000-07-05 | 2000-07-05 | Threshold binary detector |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2185638C2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2537849C1 (en) * | 2013-10-11 | 2015-01-10 | Открытое акционерное общество "Концерн "Созвездие" | Evaluating correlation compensation signal detector |
-
2000
- 2000-07-05 RU RU2000117893A patent/RU2185638C2/en active
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| БУГА Н.Н. и др. Радиоприемные устройства. - М.: Радио и связь, 1986, с.290, рис.9.19. ТУЗОВ Г.И. Статистическая теория приема сложных сигналов. - М.: Советское радио, 1977, с.324-333. * |
| ЕСЕПКИНА Н.А. и др. Радиотелескопы и радиометры. - М.: Наука, 1973, с.257-270. * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2537849C1 (en) * | 2013-10-11 | 2015-01-10 | Открытое акционерное общество "Концерн "Созвездие" | Evaluating correlation compensation signal detector |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Turin | On the estimation in the presence of noise of the impulse response of a random, linear filter | |
| RU2185638C2 (en) | Threshold binary detector | |
| US3605012A (en) | Noise cancellation filter system | |
| US3492591A (en) | Signal detector | |
| US6272174B1 (en) | Multiple frequency bin processing | |
| Sekine et al. | 300-GHz band millimeter-wave spectrum measurement system with pre-selector | |
| US3943513A (en) | System and method for selecting Doppler altered reflected signals | |
| RU1841040C (en) | Device to assess radio pulse-modulated frequency | |
| CA1333413C (en) | Frequency independent strong signal suppressor | |
| Rainal | Zero-crossing principle for detecting narrow-band signals | |
| RU2792418C1 (en) | Multichannel device for processing phase-shift keyed radar signals | |
| RU2022311C1 (en) | Matrix device for determination of frequency | |
| RU2249831C2 (en) | Device for optimal filtering of phase-manipulated signals | |
| RU2099867C1 (en) | Radio receiver | |
| US3588716A (en) | Method and apparatus for detecting when the spectrum of a pulse signal is centered in the passband of a receiver | |
| RU1810835C (en) | Frequency meter | |
| JP2960844B2 (en) | Radar detector | |
| RU2370881C1 (en) | Symmetrical charge amplifier for piezoelectric detector (versions) | |
| SU809592A1 (en) | Device for evaluating communication channel quality | |
| US3546609A (en) | Linear wide band discriminator | |
| SU801268A2 (en) | Amplitude-modulated signal receiver | |
| SU1765780A1 (en) | Correlative phase noise meter | |
| SU195502A1 (en) | DEVICE FOR DETECTION OF NARROWBAND SIGNAL IN NOISE | |
| RU2253183C1 (en) | Noise suppression device for broadband signal receivers | |
| RU2157049C1 (en) | Device for compensating noise in broad band receivers |