RU2158466C2 - Conversion system and its control process - Google Patents
Conversion system and its control process Download PDFInfo
- Publication number
- RU2158466C2 RU2158466C2 RU96110322A RU96110322A RU2158466C2 RU 2158466 C2 RU2158466 C2 RU 2158466C2 RU 96110322 A RU96110322 A RU 96110322A RU 96110322 A RU96110322 A RU 96110322A RU 2158466 C2 RU2158466 C2 RU 2158466C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- inverters
- filters
- key
- phase
- reactive
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 21
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims description 9
- 230000008569 process Effects 0.000 title abstract description 5
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 44
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims abstract description 20
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 15
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 7
- 230000027311 M phase Effects 0.000 claims description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 4
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 3
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims description 2
- 230000008707 rearrangement Effects 0.000 claims 1
- 238000004870 electrical engineering Methods 0.000 abstract description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 abstract 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 7
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 6
- 230000008092 positive effect Effects 0.000 description 2
- 230000035939 shock Effects 0.000 description 2
- 241000218657 Picea Species 0.000 description 1
- 230000001174 ascending effect Effects 0.000 description 1
- 244000309464 bull Species 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 230000003534 oscillatory effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к электротехнике и, в частности, к преобразовательной технике. The invention relates to electrical engineering and, in particular, to a conversion technique.
Известны [1] многофазные преобразователи, собранные из однофазных мостовых инверторов и способы управления ими. Known [1] multiphase converters assembled from single-phase bridge inverters and methods for controlling them.
Известны [2] преобразовательная система и способ управления ею. Система содержит каналы, соединенные по входу параллельно, а по выходу последовательно, образованные высокочастотными однофазными инверторами, трансформаторами и диодными мостами, а также коммутатор. В соответствии со способом, используя каналы, выпрямленное напряжение инвертируют, трансформируют, выпрямляют, суммируют в однофазное напряжение ступенчатой квазисинусоидальной формы. Known [2] the conversion system and method for controlling it. The system contains channels connected in parallel to the input, and in series, formed by high-frequency single-phase inverters, transformers and diode bridges, as well as a switch. In accordance with the method, using channels, the rectified voltage is inverted, transformed, rectified, summed into a single-phase voltage of a stepwise quasi-sinusoidal shape.
Известен [3] преобразователь без узлов искусственной коммутации - автономный инвертор с последовательно-параллельным реактивно-ключевым входным фильтром и с двухступенчатой квазисинусоидальной формой выходного напряжения, ключевые элементы которого могут быть реализованы на включаемых встречно-параллельно управляемом однонаправленном ключе - однооперационном тиристоре или транзисторе с пропорциональным управлением и неуправляемом диоде, и способ управления им. Known [3] is a converter without artificial switching nodes — an autonomous inverter with a series-parallel reactive-key input filter and a two-stage quasi-sinusoidal form of the output voltage, the key elements of which can be implemented on a turn-by-turn parallel-controlled unidirectional key — a single-operation thyristor or transistor with a proportional control and uncontrolled diode, and a method for controlling it.
Наиболее близкими по технической сущности является описание [4] и обобщающие результаты, патентуемые в [3], преобразователь напряжения и способ управления им. Преобразователь содержит последовательно соединенные источник постоянного напряжения, сглаживающий реактор и однофазный автономный инвертор, формирующий на выходе 2N-ступенчатое знакопеременное напряжение, где N - одно из натуральных чисел. Инвертор содержит параллельно соединенные выходной мост, в плечи которого введены ключевые элементы, а в диагональ включена нагрузка, и фильтр, содержащий реактивные и ключевые элементы, в том числе и исходной схемы первого ранга, формирующей двухступенчатое напряжение, фильтр которой выполнен по базовой мостовой схеме, диагональ которой и два диагонально-противоположных плеча образованы диагональным и плечевыми ключевыми элементами первого ранга, а два других диагонально-противоположных плеча образованы реактивными звеньями. Кроме того, фильтр содержит введенные последовательно одна за другой, начиная с исходной схемы первого ранга, и в каждую из последующих схем ранга n, содержащую 2n, n = 2,3...N-1 реактивных звеньев соответственно, вместо каждого из реактивных звеньев базовые мостовые схемы с ключевыми диагональными и плечевыми элементами фильтра, соответствующего n+1 ранга. В соответствии со способом управления преобразователем, в котором каждый из инверторных ключевых элементов образован включенными встречно-параллельно однооперационным однонаправленным ключом и неуправленным ключом и неуправляемым диодом, контролируют момент перехода выходного тока через нуль, после чего через временной интервал, превышающий время запирания однооперационных однонаправленных ключей, зашунтированных диодами под током, открывают один или оба из диагональных однооперационных однонаправленных ключей выходного моста, зашунтированных обесточенными диодами, контролируют моменты перехода через нуль тока фильтра, в интервалах полупериодов формирования разнополярных многоступенчатых чередующихся импульсов выходного напряжения открывают последовательно во времени диагональные однооперационные однонаправленные ключи фильтра в порядке возрастания их ранга после первого после смены знака выходного напряжения момента перехода через нуль тока фильтра через временные интервалы, превышающие время запирания соответствующего ранга соответствующих плечевых однооперационных однонаправленных ключей, открывают последовательно во времени плечевые однооперационные однонаправленные ключи фильтра в порядке убывания их ранга после второго после смены знака выходного напряжения момента перехода через нуль тока фильтра через временные интервалы, превышающие время запирания соответствующего ранга соответствующих диагональных однооперационных однонаправленных ключей, производят циклическую перестановку в последовательности открытия во времени соответствующих как диагональных, так и плечевых однооперационных однанаправленных ключей фильтров.The closest in technical essence is the description [4] and generalized results patented in [3], a voltage converter and a method for controlling it. The converter contains a dc voltage source connected in series, a smoothing reactor and a single-phase autonomous inverter that generates an N- step alternating voltage at the output 2, where N is one of the natural numbers. The inverter contains a parallel connected output bridge, into the shoulders of which key elements are introduced, and a load is included in the diagonal, and a filter containing reactive and key elements, including the initial circuit of the first rank, forming a two-stage voltage, the filter of which is made according to the basic bridge circuit, whose diagonal and two diagonally opposite shoulders are formed by the diagonal and shoulder key elements of the first rank, and two other diagonally opposite shoulders are formed by reactive links. In addition, the filter contains introduced sequentially one after another, starting from the initial scheme of the first rank, and to each of the following schemes of rank n, containing 2 n , n = 2,3 ... N-1 reactive units, respectively, instead of each of the reactive the links are basic bridge circuits with key diagonal and shoulder filter elements corresponding to n + 1 rank. In accordance with the control method of the converter, in which each of the inverter key elements is formed by the oncoming parallel-parallel one-way unidirectional key and the uncontrolled key and the uncontrolled diode, the moment of output current transition through zero is controlled, and then after a time interval longer than the locking time of the one-way unidirectional keys, shunted by diodes under current, open one or both of the diagonal single-operation unidirectional keys of the output bridge, shunted by de-energized diodes, the moments of the filter current crossing through zero are monitored, in the intervals of half-periods of the formation of bipolar multi-stage alternating pulses of the output voltage, diagonal one-operation unidirectional filter keys are sequentially opened in time in ascending order of their rank after the first time after changing the sign of the output voltage that the filter passes through zero the current through time intervals exceeding the closing time of the corresponding rank of the corresponding shoulders output uni-directional unidirectional keys, open sequentially in time shoulder uni-directional unidirectional filter keys in decreasing order of their rank after the second after changing the sign of the output voltage of the moment when the filter current goes through zero at time intervals exceeding the time for locking the corresponding rank of the corresponding diagonal uni-directional unidirectional keys, perform a cyclic permutation in the sequence of opening in time of the corresponding both diagonal and square One-way unidirectional filter keys.
Преобразователь и способ управления им, принятые за прототипы, имеют следующие недостатки. The converter and its control method, adopted as prototypes, have the following disadvantages.
1. Неудовлетворительные массогабаритные показатели преобразователя в области низких частот, обусловленные большими массами и габаритами фильтрового оборудования. 1. Unsatisfactory mass and size characteristics of the converter in the low frequency region, due to the large masses and dimensions of the filter equipment.
2. В ряде случаев неудовлетворительные динамические характеристики, обусловленные сравнительно большой величиной индуктивности входного сглаживающего реактора, которая в свою очередь предопределена большой по величине и низкочастотной переменной составляющей напряжения на этом реакторе. 2. In some cases, unsatisfactory dynamic characteristics due to the relatively large value of the inductance of the input smoothing reactor, which in turn is predetermined by the large and low-frequency variable voltage component of this reactor.
Цель изобретения в предлагаемом устройстве - построение преобразовательной системы с улучшенными динамическими и массогабаритными характеристиками, оптимизация процессов коммутации двухоперационных однонаправленных ключей инверторов. The purpose of the invention in the proposed device is the construction of a conversion system with improved dynamic and mass-dimensional characteristics, optimization of switching processes of two-way unidirectional inverter keys.
Поставленная цель в устройстве достигается тем, что в систему дополнительно, кроме первого инвертора-прототипа, введены K-1 аналогичных однофазных автономных инверторов, M непосредственных преобразователей частоты, а также соответствующее фильтровое и трансформаторное оборудование, причем все инверторы соединены по входу согласно-последовательно с источником постоянного напряжения и между собой, когда диоды, относящиеся ко всем инверторам, во всех контурах, образованных источником, сглаживающим реактором и диодами, всегда направлены встречно напряжению источника, каждый из реактивно-ключевых фильтров зашунтирован реактивным двухполюсником с емкостной реакцией на основную гармонику напряжения на нем, а сглаживающий реактор и последовательно соединенный с ним ключ зашунтированы зарядной цепью, выходы инверторов через выходные фильтры инверторов, трансформаторные обмотки и выходные фильтры непосредственных преобразователей присоединены к каждому из непосредственных преобразователей частоты, а выходы последних через фильтры присоединены к фазным сопротивлениям нагрузки. The goal in the device is achieved by the fact that in addition to the first inverter prototype, K-1 analogous single-phase autonomous inverters, M direct frequency converters, as well as the corresponding filter and transformer equipment are introduced, and all inverters are connected in series with the input a constant voltage source and between each other, when the diodes related to all inverters in all circuits formed by the source, the smoothing reactor and the diodes are always directed the source voltage, each of the reactive-key filters is shunted by a reactive bipolar with a capacitive response to the main harmonic of the voltage across it, and the smoothing reactor and the key connected in series with it are shunted by the charging circuit, the inverter outputs through the inverter output filters, transformer windings and output filters of the direct converters connected to each of the direct frequency converters, and the outputs of the latter through filters are connected to phase resistances load.
Сопоставление с прототипом показывает, что заявляемое устройство отличается тем, что содержит не только последовательно соединенные источник постоянного напряжения, сглаживающий реактор и первый однофазный автономный инвертор, но и дополнительно введенные K-1 аналогичных первому однофазных автономных инверторов, M непосредственных преобразователей частоты, а также соответствующее фильтровое и трансформаторное оборудование, причем все инверторы соединены по входу согласно-последовательно с источником постоянного напряжения и между собой, когда диоды, относящиеся ко всем инверторам, во всех контурах, образованных источником, сглаживающим реактором и диодами, всегда направлены встречно напряжению источника, каждый из реактивно-ключевых фильтров зашунтирован реактивным двухполюсником с емкостной реакцией на основную гармонику напряжения на нем, а сглаживающий реактор и последовательно соединенный с ним ключ зашунтированы зарядной цепью, выходы инверторов через выходные фильтры инверторов, трансформаторные обмотки и входные фильтры непосредственных преобразователей присоединены к каждому из непосредственных преобразователей частоты, а выходы последних через фильтры присоединены к фазным сопротивлениям нагрузки. Comparison with the prototype shows that the claimed device is characterized in that it contains not only a series-connected DC voltage source, a smoothing reactor and the first single-phase autonomous inverter, but also additionally introduced K-1 similar to the first single-phase autonomous inverters, M direct frequency converters, as well as the corresponding filter and transformer equipment, and all inverters are connected at the input in series with a constant voltage source and between by itself, when the diodes related to all inverters in all circuits formed by the source, the smoothing reactor and the diodes are always directed opposite to the voltage of the source, each of the reactive-key filters is shunted by a reactive bipolar with a capacitive response to the main harmonic of the voltage across it, and a smoothing reactor and a key connected in series with it are shunted by the charging circuit, the inverter outputs through the inverter output filters, transformer windings and direct conversion input filters spruce trees are attached to each of the direct frequency converters, and outputs the latter through the filter attached to the phase load resistance.
В результате анализа технических решений можно утверждать, что отсутствуют другие известные технические решения с подобными признаками и известные технические решения не позволяют достичь положительных эффектов, достигаемых предлагаемым изобретением. As a result of the analysis of technical solutions, it can be argued that there are no other known technical solutions with similar features and the known technical solutions do not allow to achieve the positive effects achieved by the invention.
Цель изобретения в предлагаемом способе - улучшение динамических характеристик, обеспечение устойчивости. The purpose of the invention in the proposed method is the improvement of dynamic characteristics, ensuring stability.
Поставленная цель в способе достигается при реализации следующей последовательности действий. Управляя системой, контролируют моменты перехода через нуль выходного тока и тока фильтра не только первого, но и остальных инверторов, управляют этими инверторами аналогично первому таким образом, что выходные напряжения всех инверторов образуют K- фазную систему напряжений, управляют непосредственными преобразователями частоты таким образом, что их выходные напряжения образуют M-фазную систему. В рабочих режимах системы прогнозируют моменты перехода через нуль токов входных фильтров и токов на выходах инверторов и в случае возможного недостаточного опережающего сдвига любого их этих нулей относительно предельного положения ограничивают уменьшение сдвига, изменяя соответственно результатам прогноза углы управления ключами непосредственных преобразователей частоты относительно номинальных значений углов управления. В режиме предварительного запуска инверторов заряжают от источника постоянного напряжения через зарядную цепь и диагональные диоды фильтров все соединенные последовательно конденсаторы входных фильтров инверторов, а также и реактивных двухполюсников, шунтирующих входные фильтры инверторов, заряжают конденсаторы выходных фильтров инвертеров и входных фильтров непосредственных преобразователей от конденсаторов входных фильтров инверторов до напряжений на конденсаторах выходных фильтров инверторов, пропорциональных их величинам в один из моментов установившегося номинального режима, формируют соответствующие фазные напряжения на выходах инверторов пониженной относительно номинальной частоты в интервале переходного процесса в элементах входных и выходных фильтров, повышают частоту фазных напряжений до номинальной, подключают сглаживающий реактор, непосредственные преобразователи частоты и нагрузку. The goal in the method is achieved by implementing the following sequence of actions. By controlling the system, the moment of transition of the output current and filter current of not only the first, but also the other inverters through zero is controlled, these inverters are controlled similarly to the first in such a way that the output voltages of all inverters form a K-phase voltage system, and they control the direct frequency converters in such a way that their output voltages form an M-phase system. In the operating modes of the system, the moments of transition through zero of the currents of the input filters and currents at the outputs of the inverters are predicted and, in the case of a possible insufficient leading shift of any of these zeros relative to the limiting position, they limit the decrease in the shift, changing, respectively, the forecast angles of the keys of the direct frequency converters with respect to the nominal values of the angle . In the pre-start mode of the inverters, they charge from the DC voltage source through the charging circuit and diagonal filter diodes all series-connected capacitors of the input filters of the inverters, as well as reactive bipolar, shunting the input filters of the inverters, charge the capacitors of the output filters of the inverters and input filters of the direct converters from the input filter capacitors inverters to voltages on the capacitors of the output filters of inverters proportional to their values at one of the moments of the steady-state nominal mode, the corresponding phase voltages are formed at the outputs of the inverters reduced relative to the nominal frequency in the transient interval in the input and output filter elements, the phase voltage frequency is increased to the nominal one, a smoothing reactor, direct frequency converters and the load are connected.
В предложенной последовательности действий в отличие от прототипа контролируют моменты перехода через нуль выходного тока и тока фильтра не только первого, но и остальных инверторов, управляют этими инверторами аналогично первому таким образом, что выходные напряжения всех инверторов образуют K-фазную систему напряжений, управляют непосредственными преобразователями частоты таким образом, что их выходные напряжения образуют M-фазную систему, в рабочих режимах системы прогнозируют моменты перехода через нуль токов входных фильтров и токов на выходах инверторов и в случаях возможного недостаточного опережающего сдвига любого из этих нулей относительно предельного положения ограничивают уменьшение сдвига, изменяя соответственно результатам прогноза углы управления ключами непосредственных преобразователей частоты относительно номинальных значений углов управления, а в режиме предварительного запуска инверторов заряжают от источника постоянного напряжения через зарядную цепь и диагональные диоды фильтров все соединенные последовательно конденсаторы входных фильтров инверторов, а также и реактивных двухполюсников, шунтирующих входные фильтры инверторов, заряжают конденсаторы выходных фильтров инверторов и входных фильтров непосредственных преобразователей от конденсаторов входных фильтров инверторов до напряжений на конденсаторах выходных фильтров инверторов, пропорциональных их величинам в один из моментов установившегося номинального режима, формируют соответствующие фазные напряжения на выходах инверторов пониженной относительно номинальной частоты в интервале переходного процесса в элементах входных и выходных фильтров, повышают частоту фазных напряжений до номинальной, подключают сглаживающий реактор, непосредственные преобразователи частоты и нагрузку. In the proposed sequence of actions, in contrast to the prototype, the moments of transition of the output current and filter current of not only the first but also the other inverters through zero are controlled, these inverters are controlled similarly to the first in such a way that the output voltages of all inverters form a K-phase voltage system, and they control the direct converters frequencies so that their output voltages form an M-phase system; in the operating modes of the system, the moments of transition through zero of the input filter currents and the shocks at the outputs of the inverters and in cases of a possible insufficient leading shift of any of these zeros relative to the limiting position limit the shift reduction by changing, according to the forecast results, the control angles of the keys of the direct frequency converters relative to the nominal values of the control angles, and in the pre-start mode, the inverters are charged from a constant voltage source through charging circuit and diagonal filter diodes are all input capacitors connected in series filters of inverters, as well as reactive two-pole, shunting the input filters of the inverters, charge the capacitors of the output filters of the inverters and the input filters of the direct converters from the capacitors of the input filters of the inverters to the voltages on the capacitors of the output filters of the inverters proportional to their values at one of the moments of the established nominal mode, form the corresponding phase voltages at the outputs of inverters reduced relative to the nominal frequency in the range of transitional process in the elements of the input and output filters, increase the frequency of phase voltages to nominal, connect a smoothing reactor, direct frequency converters and load.
В результате анализа технических решений можно утверждать, что отсутствуют другие известные технические решения с подобными признаками - операциями предложенного способа, и известные операции не позволяют достичь положительных эффектов, достигаемых предлагаемым изобретением. As a result of the analysis of technical solutions, it can be argued that there are no other known technical solutions with similar features - operations of the proposed method, and known operations do not allow to achieve the positive effects achieved by the invention.
На чертеже представлена обобщенная схема преобразовательной системы. В этой схеме: 1 - источник постоянного напряжения 2 - сглаживающий реактор, 3, 4, 5 - автономные инверторы, образующие K-фазную систему, причем 3 - правый, 4 - второй, а 5 - K-й инвертор, 6, 7, 8 - выходные фильтры инверторов, 9 - многофазная трансформаторная система, которая в частных случаях может быть представлена как набором однофазных трансформаторов, так и многофазных трансформатором, обмотки которого могут быть соединены в звезду или многоугольник, 10 - многофазный входной фильтр многофазной системы непосредственных преобразователей частоты, 11 - многофазная система M непосредственных преобразователей частоты, 12 - выходной фильтр многофазной системы непосредственных преобразователей частоты, 13 - многофазная нагрузка, 14 - ключ для подключения преобразовательной системы к источнику в рабочих режимах, 15, 16, 17 - реактивные двухполюсники, шунтирующие реактивно-ключевые фильтры каждого из инверторов, 18 - зарядная цепь, 19 - 24 - реактивные элементы простейшего варианта схемы выходных фильтров инверторов, 25 - 30 - реактивные элементы простейшего варианта схемы двухполюсников, 31 - тиристор, 32 - резистор, 33 - индуктивность простейшего варианта зарядной цепи. The drawing shows a generalized diagram of a conversion system. In this scheme: 1 - a constant voltage source 2 - a smoothing reactor, 3, 4, 5 - autonomous inverters forming a K-phase system, with 3 - right, 4 - second, and 5 - K-th inverter, 6, 7, 8 - output filters of inverters, 9 - multiphase transformer system, which in particular cases can be represented by a set of single-phase transformers, as well as multiphase transformers, the windings of which can be connected to a star or polygon, 10 - multiphase input filter of a multiphase system of direct frequency converters, 11 - many ofaznaya system M of direct frequency converters, 12 - output filter of a multiphase system of direct frequency converters, 13 - multiphase load, 14 - key for connecting the converter system to the source in operating modes, 15, 16, 17 - reactive two-terminal, shunt reactive-key filters of each of inverters, 18 - charging circuit, 19 - 24 - reactive elements of the simplest version of the output filter circuit of inverters, 25 - 30 - reactive elements of the simplest version of the scheme of two-terminal circuits, 31 - thyristor, 32 - resis op, 33 - inductance of the simplest embodiment of the charging circuit.
В соответствии с предлагаемым устройством в преобразовательную систему дополнительно, кроме первого инвертора, введены K-1 аналогичных однофазных автономных инверторов и M непосредственных преобразователей частоты, а также соответствующее фильтровое и трансформаторное оборудование. Все ключевые элементы инверторов выполнены в виде встречно-параллельного соединения двухоперационного однонаправленного ключа и неуправляемого диода. Все инверторы системы соединены по входу согласно-последовательно с источником постоянного напряжения и между собой, когда диоды, относящиеся ко всем инверторам, во всех контурах, образованных источником, входным сглаживающим реактором и диодами, всегда направлены встречно напряжению источника, каждый из реактивно-ключевых фильтров зашунтирован реактивным двухполюсником с емкостной реакцией на основную гармонику напряжения на нем, а сглаживающий реактор и последовательно соединенный с ним ключ зашунтированы зарядной цепью, выходы инверторов через выходные фильтры инверторов, трансформаторные обмотки и входные фильтры непосредственных преобразователей присоединены к каждому из непосредственных преобразователей частоты, а выходы последних через фильтры присоединены к фазным сопротивлениям нагрузки. In accordance with the proposed device, in addition to the first inverter, K-1 analogous single-phase autonomous inverters and M direct frequency converters, as well as the corresponding filter and transformer equipment, are introduced into the conversion system. All the key elements of the inverters are made in the form of a counter-parallel connection of a two-operation unidirectional key and an uncontrolled diode. All inverters of the system are connected at the input in series with the constant voltage source and with each other, when the diodes related to all inverters, in all circuits formed by the source, input smoothing reactor and diodes, are always directed opposite the source voltage, each of the reactive-key filters is shunted by a reactive bipolar with a capacitive response to the main harmonic of the voltage across it, and the smoothing reactor and the key connected in series with it are shunted by the charging circuit, the outputs and vertorov through an inverter output filters, transformer winding and input filters direct converters are attached to each of the direct frequency converters, and outputs the latter through the filter attached to the phase load resistance.
В соответствии с предлагаемым способом контролируют моменты перехода через нуль выходного тока и тока фильтра не только первого, но и каждого из остальных инверторов, управляют этими инверторами аналогично первому таким образом, что выходные напряжения всех инверторов образуют K-фазную систему напряжений, управляют непосредственными преобразователями частоты таким образом, что их выходные напряжения образуют M-фазную систему. В рабочих режимах системы прогнозируют моменты перехода через нуль токов входных фильтров и токов на выходах инверторов и в случаях возможного недостаточного опережающего сдвига любого их этих нулей относительно предельного положения ограничивают уменьшение сдвига, изменяя соответственно результатам прогноза углы управления ключами непосредственных преобразователей частоты относительно номинальных значений углов управления в номинальном стационарном режиме. В режиме предварительного запуска инверторов заряжают от источника постоянного напряжения через зарядную цепь и диагональные диоды фильтров все соединенные последовательно конденсаторы входных фильтров инверторов, а также и реактивных двухполюсников, шунтирующих входные фильтры инверторов, заряжают конденсаторы выходных фильтров инверторов и входных фильтров непосредственных преобразователей от конденсаторов входных фильтров инверторов до напряжений на конденсаторах выходных фильтров инверторов, пропорциональных их величинам в один из моментов установившегося номинального режима, формируют соответствующие фазные напряжения на выходах инверторов пониженной относительно номинальной частоты в интервале переходного процесса в элементах входных и выходных фильтров, повышают частоту фазных напряжений до номинальной, подключают сглаживающий реактор, непосредственные преобразователи частоты и нагрузку. In accordance with the proposed method, the moments of transition through zero of the output current and filter current of not only the first, but also each of the other inverters are controlled, these inverters are controlled similarly to the first in such a way that the output voltages of all inverters form a K-phase voltage system, and they control direct frequency converters so that their output voltages form an M-phase system. In the operating modes of the system, the moments of transition through zero of the currents of the input filters and currents at the outputs of the inverters are predicted and, in cases of a possible insufficient leading shift of any of these zeros relative to the limiting position, they limit the decrease in the shift, changing, respectively, the forecast angles of the keys of the direct frequency converters relative to the nominal values of the control angles in nominal stationary mode. In the inverter pre-start mode, they charge from the DC voltage source through the charging circuit and the diagonal filter diodes all series-connected capacitors of the input filters of the inverters, as well as reactive bipolar, shunting the input filters of the inverters, charge the capacitors of the output filters of the inverters and input filters of the direct converters from the input filter capacitors inverters to voltages on the capacitors of the output filters of inverters proportional to their values at one of the moments of the steady-state nominal mode, the corresponding phase voltages are formed at the outputs of the inverters reduced relative to the nominal frequency in the transient interval in the input and output filter elements, the phase voltage frequency is increased to the nominal one, a smoothing reactor, direct frequency converters and the load are connected.
Предлагаемое устройство работает следующим образом. В рабочих режимах ключ 14 замкнут и на все автономные инверторы 3, 4, 5 по входам, последовательно присоединенным к источнику 1, подается постоянное напряжение источника, которое преобразуется в переменное K-фазное высокочастотное напряжение через выходные фильтры 6, 7, 8 инверторов и обмотки многофазной трансформаторной системы 9, которая в частных случаях может быть представлена системой однофазных трансформаторов или многофазным трансформатором с соединенными в звезду или многоугольник обмотками, подается на входы M непосредственных преобразователей частоты, объединенных в блок 11, на выходе которого формируется M-фазная система низкочастотных напряжений. Очевидно, что возможно введение в систему нескольких НПЧ-блоков, подобных блоку 11. Далее низкочастотное напряжение фильтруется блоком 12 выходных фильтров непосредственных преобразователей и подается на блок 13 многофазной нагрузки. Жирные соединительные линии между блоками 9 - 13 символизируют возможные многофазные связи между ними. The proposed device operates as follows. In operating modes, the key 14 is closed and to all autonomous inverters 3, 4, 5 at the inputs sequentially connected to the source 1, a constant voltage of the source is supplied, which is converted into an alternating K-phase high-frequency voltage through the output filters 6, 7, 8 of the inverters and windings multiphase transformer system 9, which in particular cases can be represented by a system of single-phase transformers or a multiphase transformer with windings connected to a star or polygon, is fed to the inputs of M directly frequency browsers integrated in block 11, at the output of which an M-phase system of low-frequency voltages is formed. Obviously, it is possible to introduce several low-frequency blocks into the system, similar to block 11. Next, the low-frequency voltage is filtered by the block 12 of the output filters of the direct converters and fed to the block 13 of the multiphase load. Bold connecting lines between blocks 9 - 13 symbolize possible multiphase connections between them.
В рабочих стационарных режимах при неизменной нагрузке, не превышающей номинальной, обеспечивается оптимальная коммутация всех управляемых ключей всех инверторов. Это может быть реализовано при соответствующем выборе параметров фильтрового оборудования и реактивных двухполюсников 15, 16, 17 таким образом, чтобы имела место естественная коммутация всех двухоперационных однонаправленных ключей инверторов преобразовательной системы при номинальных углах управления ключами инверторов и непосредственных преобразователей. In stationary operating conditions with a constant load not exceeding the nominal, optimal switching of all controlled keys of all inverters is ensured. This can be realized with an appropriate choice of filter equipment and reactive two-terminal devices 15, 16, 17 so that there is a natural commutation of all two-operational unidirectional keys of the inverters of the converter system at nominal angles of control of the keys of inverters and direct converters.
В рабочих динамических режимах при изменении нагрузки в токах присутствуют переходные составляющие. Поэтому естественная коммутация не всегда возможна, двухоперационные ключи некоторых или всех инверторов должны коммутироваться запирающим импульсом в цепи управления. Аналогичная ситуация имеет место и в пусковых режимах преобразовательной системы, когда двухоперационные ключи некоторых или всех инверторов также должны коммутироваться запирающим импульсом в цепи управления. In dynamic operating modes, when the load changes, transient components are present in the currents. Therefore, natural switching is not always possible, two-operation keys of some or all inverters must be switched by a locking pulse in the control circuit. A similar situation occurs in the start-up modes of the converter system, when two-operational keys of some or all inverters must also be switched by a locking pulse in the control circuit.
В случае выполнения всех ключевых элементов всех инверторов в виде встречно-параллельного соединения однооперационного однонаправленного ключа и неуправляемого диода инверторы преобразовательной системы могут работать в номинальном стационарном режиме за счет вышеописанной реализации естественной коммутации управляемых ключей. В рабочих динамических режимах и пусковом режиме для предотвращения опрокидывания инверторов необходимы специальные алгоритмы управления. If all the key elements of all inverters are implemented in the form of a counter-parallel connection of a single-operation unidirectional key and an uncontrolled diode, the inverters of the converter system can operate in the nominal stationary mode due to the above implementation of the natural switching of the controlled keys. In dynamic operating modes and starting mode, special control algorithms are needed to prevent the inverters from capsizing.
Рассмотрим вопрос устойчивости в рабочих динамических режимах более детально. Как следует из принципа действия инверторов, сдвиг нулей выходного тока и тока фильтра каждого инвертора в сторону отставания снижает устойчивость инверторов, а в сторону опережения увеличивает. Доминирующие первые гармоники токов на выходе каждого из инверторов в первую очередь влияют на положение нулей и могут быть представлены в виде суммы двух составляющих. Первая составляющая есть неизменная при стабильном напряжении источника составляющая, обусловленная выходными фильтрами 6, 7, 8 инверторов и входными фильтрами 10 непосредственных преобразователей. По условию выбора параметров фильтрового оборудования эта составляющая имеет емкостной характер. Вторая, в динамических рабочих режимах нестационарная составляющая обусловлена входными токами непосредственных преобразователей и может иметь активно-индуктивный характер, как, например, в случае применения непосредственных преобразователей с естественной коммутацией. В динамических рабочих режимах при неизменном напряжении на выходе непосредственных преобразователей с ростом тока нагрузки 13 вторая составляющая также увеличивается, что может привести к недопустимому малому опережающему сдвигу нулей вышеуказанных токов инверторов. Ограничение второй составляющей в необходимых временных интервалах динамических рабочих режимов всегда возможно при снижении напряжений на выходах непосредственных преобразователей, так как при этом снижаются их выходные, а следовательно, и входные токи. Consider the issue of stability in dynamic operating modes in more detail. As follows from the principle of operation of inverters, shifting the zeros of the output current and filter current of each inverter to the backward side decreases the stability of the inverters, and increases it to the front. The dominant first harmonics of the currents at the output of each of the inverters primarily affect the position of the zeros and can be represented as the sum of two components. The first component is constant when the source voltage is stable, the component due to output filters 6, 7, 8 inverters and input filters 10 direct converters. According to the condition for choosing filter equipment parameters, this component has a capacitive character. The second, in dynamic operating modes, the non-stationary component is caused by the input currents of the direct converters and can have an active-inductive character, as, for example, in the case of the use of direct converters with natural switching. In dynamic operating modes, at a constant voltage at the output of the direct converters with an increase in the load current 13, the second component also increases, which can lead to an unacceptable small advance shift of the zeros of the above currents of inverters. The limitation of the second component in the necessary time intervals of the dynamic operating modes is always possible with a decrease in the voltage at the outputs of the direct converters, since this reduces their output, and therefore the input currents.
Поэтому с целью предотвращения опрокидывания инверторов в динамических рабочих режимах в соответствии с предлагаемым способом прогнозируют моменты перехода через нуль токов входных фильтров и токов на выходах всех инверторов и в случаях возможного прогнозируемого недостаточного опережающего сдвига любого из этих нулей относительно предельного положения ограничивают уменьшение сдвига, изменяя в соответствии с результатами прогноза углы управления ключами непосредственных преобразователей частоты относительно номинальных значений углов управления таким образом, чтобы обеспечивался необходимый по условиям устойчивости емкостной сдвиг выходных токов каждого из инверторов. Therefore, in order to prevent overturning of inverters in dynamic operating modes, in accordance with the proposed method, the moments of transition through zero of the input filter currents and currents at the outputs of all inverters are predicted and, in cases of a possible predicted insufficient leading shift of any of these zeros relative to the limiting position, limit the shift decrease by changing In accordance with the forecast results, the key management angles of the direct frequency converters relative to the nominal values angles of control in such a way that the capacitive shift of the output currents of each of the inverters required by the stability conditions is ensured.
В режиме прямого предварительного неподготовленного пуска системы, так же как и в динамических рабочих режимах, могут иметь место опрокидывания инверторов, обусловленных переходными составляющими токов фильтров 5, 16, 17, 10, 12 и нагрузки 13. Поэтому рабочему режиму должен предшествовать специально организованный процесс предварительного запуска инверторов системы при отключенной нагрузке, состоящий из ряда последовательных операций. В соответствии с предлагаемым способом в режиме предварительного запуска инверторов заряжают от источника постоянного напряжения 1 через зарядную цепь 18 и диагональные диоды фильтров все соединенные последовательно конденсаторы всех входных фильтров инверторов 3, 4, 5, а также и реактивных двухполюсников 15, 16, 17, шунтирующих входные фильтры инверторов. Далее заряжают конденсаторы 20, 22, 24 выходных фильтров инверторов 3, 4, 5 и входных фильтров 10 непосредственных преобразователей 11 от частично заряженных конденсаторов входных фильтров инверторов до напряжений на конденсаторах выходных фильтров инверторов, пропорциональных их величинам, в один из моментов установившегося номинального режима. После этого формируют соответствующие фазные напряжения на выходах инверторов пониженной относительно номинальной частоты в интервале переходного процесса в элементах входных и выходных фильтров. Затем повышают частоту фазных напряжений до номинальной, подключают сглаживающий реактор, замыкая ключ 14, непосредственные преобразователи частоты и нагрузку. Отметим, что простейший вариант зарядной цепи содержит однооперационный тиристор 31, резистор 32 и индуктивность 33 и позволяет осуществить зарядку последовательно соединенных конденсаторов всех входных фильтров инверторов при включении тиристора 31 через диоды фильтров. Можно показать, что, если конденсатор фильтра заряжен до номинального напряжения, то суммарное напряжение на всех конденсаторах входных фильтров инверторов в номинальном режиме примерно в полтора раза превышает напряжение постоянного источника. Таким образом, колебательная зарядка через зарядную цепь 18 позволяет зарядить все конденсаторы входных фильтров инверторов до напряжений, превышающих номинальные. Поэтому всегда возможна к моменту начала зарядки конденсаторов 20, 22, 24 фильтров как полная зарядка и даже перезарядка конденсаторов входных фильтров инверторов, так и для снижения ударных зарядных токов в силу ограниченности реакторов 19, 21, 23 частичная их зарядка. С целью иллюстрации формирования напряжений на конденсаторах выходных фильтров инверторов, пропорциональных их величинам в один из моментов установившегося номинального режима, рассмотрим конкретный пример при N=2, K=3. В этом случае высокочастотные четырехступенчатые квазисинусоидальные напряжения на выходах инверторов образуют трехфазную систему. Выберем такой момент стационарного режима, при котором напряжение первого инвертора 3 положительно и максимально, а напряжения второго 4 и третьего 5 инверторов отрицательны и равны половине максимального. Учтем, что все напряжения на конденсаторах входных фильтров инверторов одинаковы, и предположим, что эти напряжения практически неизменны в интервале зарядки от них конденсаторов последующих фильтров. Тогда, включая диагональный тиристор первого ранга фильтра первого инвертора и соответствующие знаку выходного напряжения управляемые ключи моста, можем зарядить конденсатор 20 до удвоенной суммы двух напряжений на конденсаторе входного фильтра инвертора. При этом будет иметь место последовательно-параллельное соединение четырех конденсаторов входного фильтра первого инвертора 3. Аналогичным образом, осуществляя зарядку только через плечевые диоды фильтров, можем зарядить конденсаторы 22, 24 до соответствующего знака удвоенного напряжения на конденсаторе входного фильтра, так как все четыре конденсатора каждого из входных фильтров инверторов 4 или 5 будут соединены параллельно. При формировании фазных напряжений свободные составляющие токов инверторов будут предопределяться только энергетическим разбалансом в сравнении со стационарным режимом в реактивных элементах шунтирующих цепей 15, 16, 17 и в реакторах 19, 21, 23. Отметим, что с ростом числа ступеней в выходном напряжении инвертора может снижаться величина индуктивности реакторов 19, 21, 23. В то же время практически емкостной сдвиг тока нагрузки инверторов создает в этом режиме максимально возможный запас устойчивости инверторов. При недостаточности этого запаса возможно снижение частоты выходного напряжения инверторов относительно номинальной. Это позволяет уменьшить переходную составляющую тока фильтров 15, 16, 17, обусловленную в первую очередь несоответствием начальных напряжений на конденсаторах 26, 28, 30 напряжениям в номинальном установившемся режиме. Затем возможны: плавное повышение частоты фазных напряжений до номинальной, завершение зарядки конденсаторов выходных фильтров инверторов, переход к рабочим режимам при подключении в работу непосредственных преобразователей частоты и нагрузки. In the mode of direct preliminary unprepared start-up of the system, as well as in dynamic operating modes, inverters can overturn due to transient components of the filter currents 5, 16, 17, 10, 12 and load 13. Therefore, a specially organized process of preliminary starting the system inverters with the load off, consisting of a series of sequential operations. In accordance with the proposed method, in the preliminary start-up mode, the inverters are charged from the constant voltage source 1 through the charging circuit 18 and the diagonal filter diodes of all the connected in series capacitors of all the input filters of the inverters 3, 4, 5, as well as reactive two-terminal 15, 16, 17 shunting input filters of inverters. Next, they charge the capacitors 20, 22, 24 of the output filters of the inverters 3, 4, 5 and the input filters 10 of the direct converters 11 from the partially charged capacitors of the input filters of the inverters to the voltage across the capacitors of the output filters of the inverters proportional to their values at one of the moments of the established nominal mode. After that, the corresponding phase voltages are formed at the outputs of the inverters reduced relative to the nominal frequency in the transient interval in the elements of the input and output filters. Then, the frequency of the phase voltages is increased to the nominal one, a smoothing reactor is connected, closing the key 14, direct frequency converters and the load. Note that the simplest version of the charging circuit contains a single-operation thyristor 31, a resistor 32, and an inductance 33 and allows the charging of series-connected capacitors of all input filters of the inverters when the thyristor 31 is turned on via filter diodes. It can be shown that if the filter capacitor is charged to the rated voltage, then the total voltage across all capacitors of the inverter input filters in the nominal mode is approximately one and a half times higher than the voltage of the constant source. Thus, the oscillatory charging through the charging circuit 18 allows you to charge all the capacitors of the input filters of the inverters to voltages exceeding the nominal. Therefore, it is always possible, by the time charging the capacitors 20, 22, 24 of the filters, both fully charging and even recharging the capacitors of the input filters of the inverters, as well as to reduce shock charging currents due to the limited reactors 19, 21, 23, partially charging them. In order to illustrate the formation of voltages on the capacitors of the inverter output filters, which are proportional to their values at one of the moments of the steady-state nominal mode, we consider a specific example with N = 2, K = 3. In this case, the high-frequency four-stage quasi-sinusoidal voltages at the inverter outputs form a three-phase system. Let us choose a stationary mode moment in which the voltage of the first inverter 3 is positive and maximum, and the voltages of the second 4 and third 5 inverters are negative and equal to half the maximum. We take into account that all the voltages at the capacitors of the input filters of the inverters are the same, and suppose that these voltages are practically unchanged in the interval from which the capacitors of the subsequent filters charge from them. Then, including the diagonal thyristor of the first rank of the filter of the first inverter and the controlled bridge keys corresponding to the sign of the output voltage, we can charge the capacitor 20 to the doubled sum of two voltages on the inverter input filter capacitor. In this case, there will be a series-parallel connection of the four capacitors of the input filter of the first inverter 3. In the same way, by charging only through the shoulder diodes of the filters, we can charge the capacitors 22, 24 to the corresponding double voltage sign on the capacitor of the input filter, since all four capacitors of each from the input filters of the inverters 4 or 5 will be connected in parallel. When phase voltages are generated, the free components of the inverter currents will be determined only by the energy imbalance in comparison with the stationary mode in the reactive elements of the shunt circuits 15, 16, 17 and in the reactors 19, 21, 23. Note that, with an increase in the number of stages in the output voltage of the inverter, it can decrease the inductance of the reactors 19, 21, 23. At the same time, the almost capacitive shift of the load current of the inverters creates in this mode the maximum possible margin of stability of the inverters. If this margin is insufficient, a decrease in the frequency of the inverter output voltage relative to the nominal one is possible. This allows you to reduce the transient component of the current of the filters 15, 16, 17, due primarily to the mismatch of the initial voltage on the capacitors 26, 28, 30 voltage in the nominal steady state. Then the following are possible: a smooth increase in the frequency of phase voltages to the nominal value, completion of charging the capacitors of the inverter output filters, transition to operating modes when direct frequency and load converters are connected to operation.
Предлагаемые устройство и способ обладают следующими достоинствами. The proposed device and method have the following advantages.
1. Улучшенные динамические характеристики, обусловленные сравнительно малой необходимой величиной индуктивности входного сглаживающего реактора. Величину реактора предопределяет амплитуда и частота основной гармоники переменной составляющей напряжения на нем. В отличие от прототипа амплитуда сравнительно мала из-за многофазности системы, а частота увеличена как по причине многофазности, так и из-за высокочастотности автономных инверторов. 1. Improved dynamic characteristics due to the relatively small required value of the inductance of the input smoothing reactor. The magnitude and frequency of the reactor are determined by the amplitude and frequency of the fundamental harmonic of the variable component of the voltage across it. In contrast to the prototype, the amplitude is relatively small due to the multiphase system, and the frequency is increased due to the multiphase and high frequency autonomous inverters.
2. Улучшенные массогабаритные показатели фильтрового оборудования преобразовательной системы, обусловленные его работой на повышенной частоте. 2. Improved overall dimensions of the filter equipment of the conversion system, due to its operation at an increased frequency.
3. Оптимизированы режимы работы двухоперационных однонаправленных ключей инверторов - возможна их естественная мягкая коммутация в номинальном стационарном режиме. В случае реализации предлагаемого алгоритма управления в рабочих динамических режимах и пусковом режиме отсутствуют сверхтоки и реализована возможность мягкой естественной коммутации для однооперационных управляемых ключей как в стационарных, так и в динамическаих режимах. Это позволяет в важном частном случае применения непосредственных преобразователей с естественной коммутацией реализовать всю многофазную преобразовательную систему на однооперационных тиристорах. 3. The operating modes of two-operation unidirectional inverter keys have been optimized - their natural soft switching in nominal stationary mode is possible. In the case of implementing the proposed control algorithm in dynamic operating modes and starting mode, there are no overcurrents and the possibility of soft natural switching for single-operational controlled keys in both stationary and dynamic modes is realized. This allows, in an important particular case of the use of direct converters with natural switching, to realize the entire multiphase converter system on single-operation thyristors.
Литература
1 Чиженко И.М., Руденко В.С., Сенько В.И. Основы преобразовательной техники. М., "Высшая школа", 1974, с. 296.Literature
1 Chizhenko I.M., Rudenko V.S., Senko V.I. Fundamentals of converting technology. M., "Higher School", 1974, p. 296.
2. А.С. СССР N 760335, кл. H 02 M 5/04, 1980. 2. A.S. USSR N 760335, class H 02 M 5/04, 1980.
3. Патент Российской Федерации RU 2032263 C1, кл. 6 H 02 M 7/521, 27.03.95 бюл. N 9. 3. Patent of the Russian Federation RU 2032263 C1, cl. 6 H 02 M 7/521, 03/27/95 bull. N 9.
4. Заявка во ВНИИГПЭ N 95117677/07/030668, приоритет от 17 октября 1995 г. 4. Application in VNIIGPE N 95117677/07/030668, priority of October 17, 1995
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU96110322A RU2158466C2 (en) | 1996-05-22 | 1996-05-22 | Conversion system and its control process |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU96110322A RU2158466C2 (en) | 1996-05-22 | 1996-05-22 | Conversion system and its control process |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU96110322A RU96110322A (en) | 1998-08-10 |
| RU2158466C2 true RU2158466C2 (en) | 2000-10-27 |
Family
ID=20180942
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU96110322A RU2158466C2 (en) | 1996-05-22 | 1996-05-22 | Conversion system and its control process |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2158466C2 (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2210166C1 (en) * | 2002-01-10 | 2003-08-10 | Ульяновский государственный технический университет | Method for switching currents in circuits of reversible converters built around gate- controlled diodes |
| RU2235409C1 (en) * | 2002-11-26 | 2004-08-27 | Ульяновский государственный технический университет | Method for joint control of reversible valve-type converter without equalizing currents |
| RU2697856C1 (en) * | 2019-02-19 | 2019-08-21 | Илья Николаевич Джус | Transformer testing facility |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4929882A (en) * | 1987-06-23 | 1990-05-29 | National Semiconductor Corporation | Apparatus for converting DC to DC having non-feed back variable hysteretic current-mode control for maintaining approximately constant frequency |
| RU2032263C1 (en) * | 1988-09-19 | 1995-03-27 | Адамович Юрий Федорович | Converter without units of artificial commutation and method of control over it |
-
1996
- 1996-05-22 RU RU96110322A patent/RU2158466C2/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4929882A (en) * | 1987-06-23 | 1990-05-29 | National Semiconductor Corporation | Apparatus for converting DC to DC having non-feed back variable hysteretic current-mode control for maintaining approximately constant frequency |
| RU2032263C1 (en) * | 1988-09-19 | 1995-03-27 | Адамович Юрий Федорович | Converter without units of artificial commutation and method of control over it |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ЧИЖЕНКО И.М. и др. Основы преобразовательной техники. - М.: Высшая школа, 1974, с. 296. * |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2210166C1 (en) * | 2002-01-10 | 2003-08-10 | Ульяновский государственный технический университет | Method for switching currents in circuits of reversible converters built around gate- controlled diodes |
| RU2235409C1 (en) * | 2002-11-26 | 2004-08-27 | Ульяновский государственный технический университет | Method for joint control of reversible valve-type converter without equalizing currents |
| RU2697856C1 (en) * | 2019-02-19 | 2019-08-21 | Илья Николаевич Джус | Transformer testing facility |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7050311B2 (en) | Multilevel converter based intelligent universal transformer | |
| Dabbaghjamanesh et al. | High performance control of grid connected cascaded H-Bridge active rectifier based on type II-fuzzy logic controller with low frequency modulation technique | |
| US5852558A (en) | Method and apparatus for reducing common mode voltage in multi-phase power converters | |
| CN107408898B (en) | Converter modules for multilevel energy converters | |
| Almakhles et al. | Switched capacitor-based 13L inverter topology for high-frequency AC power distribution system | |
| Shukla et al. | Capacitor voltage balancing schemes in flying capacitor multilevel inverters | |
| CN116057825A (en) | Multi-level bidirectional electric AC/DC converter | |
| Pourfarrokh et al. | A novel multilevel inverter with self-balancing capability of capacitors voltage; structure, modulation, and operation | |
| You et al. | A three-level modular DC/DC converter applied in high voltage DC grid | |
| Babaei et al. | A novel structure for multilevel converters | |
| Thakre et al. | Modular multilevel converter with simplified nearest level control (NLC) strategy for voltage balancing perspective | |
| Gonzatti et al. | Switched capacitor MMC submodule voltage balancing with reduced number of voltage sensors | |
| Velliangiri et al. | Design of nine step switched capacitor multilevel inverter and its cascaded extension | |
| Singh et al. | A novel three-phase quadruple boost switched capacitor multilevel inverter for pv applications | |
| Kim et al. | New pre-charging scheme for MMC-based back-to-back HVDC system operated in nearest level control | |
| RU2158466C2 (en) | Conversion system and its control process | |
| Chennai | Efficient fuzzy left shift-sinusoidal pulse width modulation control scheme for series active power filter based on seven-level neutral point clamped inverter topologies | |
| Lizana et al. | Capacitor voltage balancing method for modular multilevel converter with flying capacitor submodules | |
| Kalmbach et al. | Cluster-fault control strategies for modular multilevel converters | |
| Yehia et al. | Startup of the switched-capacitor modular multilevel converter with middle submodule | |
| Zheng et al. | A medium-voltage motor drive based on diode-clamped modular multilevel converters | |
| Mersche et al. | Hardware prototype for the quasi-two-level operation of a three-phase flying capacitor converter for medium voltage applications | |
| Hussain et al. | Voltage balancing strategy for mitigating capacitor ripple voltage in modular multilevel converter | |
| RU2032263C1 (en) | Converter without units of artificial commutation and method of control over it | |
| RU2254658C1 (en) | Transistorized tree-phase reactive-current supply |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20080523 |