RU2145770C1

RU2145770C1 - Pulse modulator of constant voltage

Info

Publication number: RU2145770C1
Application number: RU99101671A
Authority: RU
Inventors: Б.В. Бредихин
Original assignee: Научное конструкторско-технологическое бюро "Парсек"
Priority date: 1999-01-28
Filing date: 1999-01-28
Publication date: 2000-02-20

Abstract

FIELD: electrical engineering. SUBSTANCE: proposed pulse modulator of constant voltage can be used in devices which adjust value of constant voltage of final stages of transmitters in systems of three-program wire broadcasting. Pulse modulator of constant voltage includes two- winding choke, adjusting transistor, blocking diode, blocking capacitor, output capacitor, load, pulse-width modulator, resistive current pickup, external feedback circuit of filtering type, summing amplifier of feedback, input voltage divider, internal voltage divider and circuit made up of resistor and reference element connected in series. EFFECT: increased functional reliability by provision of stable operation of modulator with simultaneous rise of quality of adjustment of output voltage. 1 cl, 3 dwg

Description

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано в устройствах для регулирования величины постоянного напряжения оконечных каскадов передатчиков систем трехпрограммного проводного вещания (ПВ). The invention relates to electrical engineering and can be used in devices for regulating the constant voltage of the terminal stages of transmitters of three-program wire broadcasting (PV) systems.

Известен управляемый преобразователь напряжения, содержащий блокинг-генератор на транзисторе с нагрузкой в цепи коллекторной обмотки, при этом вывод нагрузки, соединенный с коллекторной обмоткой, подключен к эмиттеру дополнительного транзистора, коллектор соединен с базовой обмоткой, а база - с источником управляющего напряжения (авт.св. СССР N 292204, H 02 M 3/24, 1971 г.). A controlled voltage converter is known that contains a blocking generator on a transistor with a load in the collector winding circuit, while the load terminal connected to the collector winding is connected to the emitter of an additional transistor, the collector is connected to the base winding, and the base is connected to a control voltage source (ed. St. USSR N 292204, H 02 M 3/24, 1971).

Однако данный управляемый преобразователь напряжения обладает низкой стабильностью амплитудных и нагрузочных характеристик, повышенным уровнем гармоничных составляющих, неудобством подачи управляющего напряжения. However, this controllable voltage converter has low stability of amplitude and load characteristics, an increased level of harmonious components, and the inconvenience of supplying a control voltage.

Наиболее близким по технической сущности решением (прототипом) является импульсный модулятор постоянного напряжения, содержащий последовательно соединенные с выводом питания первичную обмотку двухобмоточного дросселя и регулирующий транзистор, вторичная обмотка двухобмоточного дросселя одноименным выводом соединена с выходом импульсного модулятора постоянного напряжения, а другим выводом подключен и к аноду блокирующего диода, разделительный конденсатор, выходной конденсатор и нагрузка соединены параллельно выходу и общей шине импульсного модулятора постоянного напряжения, блок управления, построенный по принципу широтно-импульсного регулирования (Cuk S. A new zero-ripple switching DC-to-DC converter and integrated magnetic. IEEE PESC Record, 1980, p. 15, fig. 5). The closest solution (prototype) in technical essence is a pulsed DC voltage modulator, containing a primary winding of a two-winding inductor and a control transistor connected in series with the power output, the secondary winding of a double-winding inductor with the same output connected to the output of a pulsed DC modulator, and connected to the anode by another output blocking diode, isolation capacitor, output capacitor and load connected in parallel to the output and the common bus pulsed DC voltage modulator, a control unit built on the principle of pulse-width regulation (Cuk S. A new zero-ripple switching DC-to-DC converter and integrated magnetic. IEEE PESC Record, 1980, p. 15, fig. 5).

Недостатками прототипа являются: нелинейность статической модуляционной характеристики, вызывающая склонность к неустойчивой работе, повышенный уровень гармонических искажений при однополярном управлении за счет инерционных свойств регулирующего транзистора, необходимость введения дополнительных элементов для защиты полупроводниковых приборов. The disadvantages of the prototype are: non-linearity of the static modulation characteristics, causing a tendency to unstable operation, an increased level of harmonic distortion during unipolar control due to the inertial properties of the regulating transistor, the need to introduce additional elements to protect semiconductor devices.

Цель изобретения - повышение надежности путем обеспечения устойчивости работы устройства при одновременном повышении качества регулирования выходного напряжения. The purpose of the invention is to increase reliability by ensuring the stability of the device while improving the quality of regulation of the output voltage.

Поставленная цель достигается тем, что в известный импульсный модулятор постоянного напряжения, содержащий последовательно соединенные с положительным выводом питания первичную обмотку двухобмоточного дросселя и регулирующий транзистор, вторичная обмотка которого одноименным выводом соединена с выходом импульсного модулятора постоянного напряжения, а другим выводом подключена к аноду блокирующего диода, разделительный конденсатор включен между анодом блокирующего диода и коллектором регулирующего транзистора, выходной конденсатор и нагрузка параллельно включены между выходом и общей шиной, широтно-импульсный модулятор, выход которого соединен с базой регулирующего транзистора, дополнительно введены резистивный датчик тока, внешняя цепь обратной связи фильтрующего типа, суммирующий усилитель обратной связи, входной делитель напряжения, внутренний делитель напряжения, цепь из последовательно соединенных резистора и опорного элемента, при этом эмиттер регулирующего транзистора через резистивный датчик тока соединен с общей шиной, катод блокирующего диода связан с эмиттером регулирующего транзистора, средние точки входного и внутреннего делителей напряжения подключены к инверсному и прямому входам суммирующего усилителя обратной связи соответственно, выход которого соединен с управляющим входом широтно-импульсного модулятора, первый вывод входного делителя напряжения соединен с источником управляющего напряжения, а второй вывод через внешнюю цепь обратной связи фильтрующего типа - с анодом блокирующего диода, первый вывод внутреннего делителя напряжения соединен с эмиттером регулирующего транзистора, а второй вывод - с общей шиной, причем цепь из последовательно соединенных резистора и опорного элемента подключены к средней точке этого делителя и эмиттеру регулирующего транзистора. This goal is achieved by the fact that in a known pulsed modulator of constant voltage, containing in series connected to the positive output terminal of the primary winding of a two-winding inductor and a control transistor, the secondary winding of which is connected with the same output to the output of a pulse modulator of constant voltage, and connected to the anode of the blocking diode by another output, an isolation capacitor is connected between the anode of the blocking diode and the collector of the control transistor, the output capacitor a torus and a load are connected in parallel between the output and the common bus, a pulse-width modulator, the output of which is connected to the base of the control transistor, additionally a resistive current sensor, an external filter-type feedback circuit, a summing feedback amplifier, an input voltage divider, an internal voltage divider, a chain of series-connected resistor and reference element, while the emitter of the regulating transistor is connected through a resistive current sensor to a common bus, the cathode of the blocking diode with connected to the emitter of the control transistor, the midpoints of the input and internal voltage dividers are connected to the inverse and direct inputs of the summing feedback amplifier, respectively, the output of which is connected to the control input of the pulse-width modulator, the first output of the input voltage divider is connected to the control voltage source, and the second output through an external filter-type feedback loop - with the anode of the blocking diode, the first output of the internal voltage divider is connected to the emitter guide transistor and the second output - to a common bus, wherein the chain of series-connected resistor and a reference element connected to the midpoint of the divider, and the emitter of regulator transistor.

Введение резистивного датчика тока между общей шиной и соединенными эмиттером регулирующего транзистора и катодом блокирующего диода позволяет защитить регулирующий транзистор и обеспечить возможность параллельной работы регуляторов на общую нагрузку; снизить паразитную амплитудную модуляцию выходного импульсного напряжения, связанную с задержкой переключения регулирующего транзистора и блокирующего диода при однополярном питании широтно-импульсного модулятора. The introduction of a resistive current sensor between the common bus and the control transistor emitter and the blocking diode connected to the cathode protects the control transistor and allows the regulators to operate in parallel on a common load; to reduce spurious amplitude modulation of the output pulse voltage associated with the switching delay of the regulating transistor and the blocking diode with unipolar power supply of a pulse-width modulator.

Введение суммирующего усилителя обратной связи, входного делителя напряжения и внешней цепи обратной связи фильтрующего типа упрощает построение входного суммирующего узла сравнения последовательного типа, развязывает влияние активного эквивалента нагрузки (например, ВЧ-генератора, нерегулируемого инвертора) на выходные цепи импульсного модулятора постоянного напряжения, обеспечивает линейность регулировочной характеристики устройства, одновременно стабилизируя выходные параметры при изменении сопротивления нагрузки; повышает точность демодуляции при использовании ФНЧ путем преобразования АИМ в ШИМ, что снижает методическую ошибку преобразования. The introduction of a summing feedback amplifier, an input voltage divider, and an external filter-type feedback circuit simplifies the construction of a sequential type input summing comparison node, decouples the influence of the active load equivalent (for example, an RF generator, an unregulated inverter) on the output circuits of a pulsed DC voltage modulator, and provides linearity adjusting characteristics of the device, while stabilizing the output parameters when the load resistance changes; improves the accuracy of demodulation when using the low-pass filter by converting AIM to PWM, which reduces the methodological error of the conversion.

Подача на суммирующий усилитель обратной связи сигнала с выхода внутреннего делителя напряжения обеспечивает устойчивость работы устройства за счет действия комбинированной обратной связи, существенно улучшающей переходные процессы, т.е. наличие внутреннего параллельного контура по току дросселя снижает колебательность импульсной системы, максимально приближая ее к линейноой, увеличивает граничное значение коэффициента передачи внешнего контура регулирования напряжения; расширяет область устойчивой работы. The supply of a signal from the output of the internal voltage divider to the summing feedback amplifier ensures the stability of the device due to the combined feedback action, which significantly improves transients, i.e. the presence of an internal parallel circuit for the inductor current reduces the oscillation of the pulse system, maximally approximating it to a linear one, increases the boundary value of the transmission coefficient of the external voltage control loop; expands the area of sustainable work.

Воздействие цепи из последовательно соединенных резистора и опорного элемента стабилизирует рабочую точку преобразователя на заданном уровне тока, резко увеличивая его выходное сопротивление. The influence of a circuit from a series-connected resistor and a reference element stabilizes the operating point of the converter at a given current level, sharply increasing its output resistance.

Совокупность добавочных элементов импульсного модулятора постоянного напряжения призвана защитить полупроводниковые элементы активной нагрузки (ВЧ-генератор) от превышения величины тока в их выходных цепях. The set of additional elements of the pulsed DC voltage modulator is designed to protect the semiconductor elements of the active load (RF generator) from exceeding the current in their output circuits.

Сущность предлагаемого технического решения заключается в том, что введение новых элементов и связей позволяет повысить эксплуатационную надежность импульсного модулятора постоянного напряжения при одновременном повышении качества регулирования выходного напряжения. The essence of the proposed technical solution lies in the fact that the introduction of new elements and connections can improve the operational reliability of a pulse modulator of constant voltage while improving the quality of regulation of the output voltage.

На фиг. 1 приведена функциональная схема импульсного модулятора постоянного напряжения, на фиг. 2 - функциональная схема импульсного модулятора постоянного напряжения с защитной нагрузки от перегрузки по току, на фиг. 3 - принципиальная электрическая схема прототипа. In FIG. 1 is a functional diagram of a pulsed DC voltage modulator; FIG. 2 is a functional diagram of a pulsed DC voltage modulator with a protective load against overcurrent, FIG. 3 is a circuit diagram of a prototype.

Импульсный модулятор постоянного напряжения содержит регулирующий транзистор 1, двухобмоточный дроссель 2, первичная обмотка 3 которого включена в коллекторную цепь регулирующего транзистора 1, а вторичная обмотка 4 через блокирующий диод 5 соединена с его эмиттером, анод которого соединен с коллектором регулирующего транзистора 1 через разделительный конденсатор 6. Одноименный вывод вторичной обмотки 4 совместно с выходным конденсатором 7 и нагрузкой 8 подключены к выходу устройства, другие выводы которых присоединены к общей шине, эмиттер регулирующего транзистора 1 через резистивный датчик 9 тока также соединен с общей шиной, а база соединена с выходом широтно-импульсного модулятора 10. Суммирующий усилитель 11 обратной связи, выходом соединенный с управляющим входом широтно-импульсного модулятора 10, инверсным входом подключен к средней точке входного делителя напряжения I, собранного на резисторах 12 и 13, один из которых - переменный, одним выводом входной делитель напряжения I соединен с источником управляющего напряжения, а вторым - через внешнюю цепь 14 обратной связи - с анодом блокирующего диода 5. Прямой вход суммирующего усилителя 11 обратной связи соединен со средней точкой внутреннего делителя напряжения II, собранного на резисторе 15, подключенного к эмиттеру регулирующего транзистора 1, и резисторе 16, соединенного с общей шиной, цепь из последовательно соединенных резистора 17 и опорного элемента 18 включена параллельно резистору 15. The pulsed DC voltage modulator contains a control transistor 1, a two-winding inductor 2, whose primary winding 3 is connected to the collector circuit of the control transistor 1, and the secondary winding 4 is connected through its blocking diode 5 to its emitter, the anode of which is connected to the collector of the control transistor 1 through an isolation capacitor 6 The terminal of the same name secondary winding 4 together with the output capacitor 7 and the load 8 are connected to the output of the device, the other conclusions of which are connected to a common bus, emitt The controller transistor 1 through the resistive current sensor 9 is also connected to a common bus, and the base is connected to the output of the pulse-width modulator 10. The feedback summing amplifier 11, connected to the control input of the pulse-width modulator 10 by the output, is connected to the midpoint of the input by the inverse input the voltage divider I, assembled on resistors 12 and 13, one of which is variable, with one output the input voltage divider I is connected to a source of control voltage, and the second through an external feedback circuit 14 with the anode of the blocking diode 5. The direct input of the summing feedback amplifier 11 is connected to the midpoint of the internal voltage divider II assembled on the resistor 15 connected to the emitter of the regulating transistor 1 and the resistor 16 connected to the common bus, a chain of series-connected resistor 17 and a reference element 18 is connected in parallel with resistor 15.

На фиг. 2 между нагрузкой 8 и общей шиной включен второй резистивный датчик 19 тока, выход которого соединен с первым выводом выходного делителя напряжения III, выполненного на резисторах 20 и 21, один из которых переменный для регулировки величины тока ограничения нагрузки 8. Второй вывод выходного делителя напряжения III связан с эмиттером регулирующего транзистора 1, а средняя точка выходного делителя III подключена к инверсному входу усилительного элемента 22 сравнения, прямой вход которого соединен с общей шиной. Между выходами суммирующего усилителя 11 и усилительного элемента 22 сравнения встречно включены два развязывающих диода 23 и 24, так что точка соединения их катодов подключена к управляющему входу широтно-импульсного модулятора 10. In FIG. 2, between the load 8 and the common bus, a second resistive current sensor 19 is connected, the output of which is connected to the first output of the output voltage divider III, made on resistors 20 and 21, one of which is variable to adjust the value of the load limiting current 8. The second output of the output voltage divider III connected to the emitter of the regulating transistor 1, and the midpoint of the output divider III is connected to the inverse input of the amplification element 22 comparison, the direct input of which is connected to a common bus. Between the outputs of the summing amplifier 11 and the amplifying comparison element 22, two decoupling diodes 23 and 24 are counter-connected, so that the connection point of their cathodes is connected to the control input of the pulse-width modulator 10.

Устройство работает следующим образом. The device operates as follows.

До включения регулирующего транзистора 1 разделительный конденсатор 6 заряжен до напряжения питания +E_n с полярностью, показанной на фиг. 1, по цепи: первичная обмотка 3 двухобмоточного дросселя 2, блокирующий диод 5 и резистивный датчик 9 тока. При подаче на вход устройства положительного напряжения, оно, проходя через входной делитель напряжения I, снижает высокое выходное напряжение суммирующего усилителя 11 обратной связи, полученное, например, начальным смещением от источника тока положительной полярности в среднюю точку внутреннего делителя напряжения II (на схеме не показано) для появления отпирающего перепада на выходе широтно-импульсного модулятора 10, что и открывает регулирующий транзистор 1. При этом одновременно протекают два процесса: накопление магнитной энергии в первичной обмотке 3 двухообмоточного дросселя 2 и передача электрической энергии разделительного конденсатора 6 в фильтр, составленный из вторичной обмотки 4 двухобмоточного дросселя 2 и выходного конденсатора 7, и нагрузку 8. На этом интервале преобразования блокирующий диод 5 закрыт, а через резистивный датчик 9 тока протекают токи нагрузки 8 и источника питания, нарастая до определенного значения. При выключении регулирующего транзистора 1 замыкается блокирующий диод 5 и снова одновременно протекают два процесса: передача магнитной энергии, накопленной в первичной обмотке 3 двухобмоточного дросселя 2 в разделительный конденсатор 6 и во вторичную обмотку 4 двухобмоточного дросселя 2, которая складываясь с энергией, накопленной с этой обмотке и выходном конденсаторе 7 передается в нагрузку 8. При этом через резистивный датчик 9 тока опять протекают токи нагрузки 8 и источника питания, спадая до начального значения. При последующих коммутациях регулирующего транзистора 1 и блокирующего диода 5 процессы повторяются.Before turning on the control transistor 1, the isolation capacitor 6 is charged to the supply voltage + E _n with the polarity shown in FIG. 1, along the circuit: primary winding 3 of a two-winding inductor 2, a blocking diode 5 and a resistive current sensor 9. When a positive voltage is applied to the input of the device, passing through the input voltage divider I, it lowers the high output voltage of the summing feedback amplifier 11, obtained, for example, by the initial bias from a positive polarity current source to the midpoint of the internal voltage divider II (not shown in the diagram ) for the appearance of the unlocking drop at the output of the pulse-width modulator 10, which opens the control transistor 1. In this case, two processes simultaneously occur: the accumulation of magnetic energy in the primary winding 3 of the two-winding inductor 2 and the transmission of electrical energy of the separation capacitor 6 to the filter, composed of the secondary winding 4 of the two-winding inductor 2 and the output capacitor 7, and the load 8. At this conversion interval, the blocking diode 5 is closed, and currents flow through the resistive sensor 9 load 8 and power supply, increasing to a certain value. When the control transistor 1 is turned off, the blocking diode 5 closes and two processes occur simultaneously: the transfer of magnetic energy stored in the primary winding 3 of the two-winding inductor 2 to the isolation capacitor 6 and to the secondary winding 4 of the double-winding inductor 2, which is added to the energy accumulated from this winding and the output capacitor 7 is transferred to the load 8. In this case, the currents of the load 8 and the power source again flow through the resistive sensor 9, dropping to the initial value. With subsequent switching of the control transistor 1 and the blocking diode 5, the processes are repeated.

Рассматривая наиболее оптимальный режим непрерывных токов и понимая, что напряжение разделительного конденсатора 6 приложена к цепи из последовательно соединенных вторичной обмотки 4 и нагрузки 8 на интервале открытого регулирующего транзистора 1, а напряжение на первичной обмотке 3 равно разности напряжений разделительного конденсатора 6 и источника питания, а также исходя из равенства вольт-секундного интервала на этапах коммутации на обмотках двухобмоточного дросселя 2 и записи выражений на разделительном конденсаторе 6 и нагрузке 8 в случае идеальности элементов

где E_n - величина выходного напряжения,
γ - коэффициент заполнения, определяемый соотношением
γ = t_u/T,
где t_u и T - соответственно длительности включенного состояния регулирующего транзистора 1 и период преобразования,
можно сделать вывод, что среднее значение напряжений на обмотках двухобмоточного дросселя 2 на каждом интервале одинаковы и равны E_n и E_nγ/(1-γ) соответственно на интервале t_u и t_n. Данное обстоятельство позволяет объединить первичную обмотку 3 и вторичную обмотку 4 в единый магнитный компонент и существенно снизить пульсации токов этих обмоток, что обеспечивает усиление малых уровней управляющих напряжений. В данном преобразователе среднее напряжение на разделительном конденсаторе 6 всегда равно сумме напряжений источника питания и нагрузки 8, что определяет величину максимального напряжения на регулирующем транзисторе 1 и блокирующем диоде 5. Импульсное напряжение, возникающее в точке соединения разделительного конденсатора 6 и блокирующего диода 5 и модулированное по амплитуде и длительности, через LC-фильтр в виде вторичной обмотки 4 двухобмоточного дросселя 2 и выходного конденсатора 7 поступает на выход устройства - нагрузку 8. Соединение катода блокирующего диода 5 с эмиттером регулирующего транзистора 1 и последующее подключение их через резистивный датчик 9 тока к общей шине и однополярном управлении базы регулирующего транзистора 1 резко снижает время коммутации. Переключение этих элементов происходит следующим образом. На первом этапе регулирующий транзистор 1 закрыт сигналом широтно-импульсного модулятора 10, а блокирующий диод 5 открыт. При этом регулирующий транзистор 1 находится в состоянии отрицательной отсечки, и потенциал его эмиттера выше потенциала базы за счет протекания тока блокирующего диода 5, создающего запирающее напряжение для регулирующего транзистора 1. При появлении положительного перепада напряжения с выхода широтно-импульсного модулятора 10, отпирающего регулирующий транзистор 1, разделительный конденсатор 6 начинает разряжаться, обуславливая уменьшение тока блокирующего диода 5. Поэтому развивается лавинный процесс, в результате которого регулирующий транзистор 1 практически мгновенно переходит в открытое, а блокирующий диод 5 - в закрытое состояние. Такое состояние в схеме длится до тех пор, пока на выходе широтно-импульсного модулятора 10 возникает отрицательный перепад напряжения, вызывающий закрывание регулирующего транзистора 1 и протекание тока заряда разделительного конденсатора 6 и тока нагрузки 8, благодаря наличию положительной обратной связи со стороны вторичной обмотки 4 двухобмоточного дросселя 2 (это происходит практически мгновенно) и воздействию запирающего смещения на эмиттере регулирующего транзистора 1. Это вызывает ускоренное рассасывание заряда в базовой области регулирующего транзистора 1 и он закрывается с максимальной скоростью. Импульсное напряжение отрицательной полярности с анода блокирующего диода 5 поступает на вход внешней цепи обратной связи 14, включающей в себя резистивный делитель напряжения и минимально-фазовую RC-цепь, например, интегро-дифференцирующего типа, где преобразуется в виде постоянного отрицательного уровня напряжения, которое сравнивается с входным управляющим напряжением положительного уровня. Разность этих напряжений поступает на инверсный вход суммирующего усилителя 11 обратной связи. При любых отклонениях среднего значения импульсного напряжения внешнего контура регулирования от усиленного по идеальной регулировочной характеристике модулятора входного управляющего напряжения, изменяется выходное напряжение суммирующего усилителя 11 обратной связи, воздействующего на управляющий вход широтно-импульсного модулятора 10. Последнее приводит к изменению длительности импульса на базе регулирующего транзистора 1 и коэффициента заполнения γ согласно вышеприведенной зависимости. Нелинейная зависимость идеальной регулировочной характеристики импульсного модулятора постоянного напряжения при повышении качества регулирования выходного напряжения и обеспечения линейности модуляционной характеристики требует увеличения коэффициента усиления суммирующего усилителя 11 обратной связи, что приводит к снижению области устойчивой работы модулятора и усложнению схемы управления. Другим недостатком регулирования по первому входу суммирующего усилителя 11 обратной связи является повышенная динамическая нестабильность, вызванная изменениями управляющего напряжения. Устранение указанных недостатков при сохранении устойчивости работы и высокой статической и динамической точности импульсного модулятора постоянного напряжения достигается при введении внутреннего контура регулирования по току коммутирующих элементов. Сущность нововведения сводится к разделению функций отработки различных дестабилизирующих факторов между внутренним и внешними контурами регулирования, при этом внешний контур регулирования - первичная обмотка 3 двухобмоточного дросселя 2, разделительный конденсатор 6, внешняя цепь 14 обратной связи, резисторы 12 и 13 входного делителя напряжения I - обеспечивает постоянство среднего значения регулируемого выходного напряжения, а внутренний контур регулирования - обмотки 3 и 4 двухобмоточного дросселя 2, регулирующий транзистор 1, блокирующий дроссель 5, резистивный датчик 9 тока, резисторы 15 и 16 внутреннего делителя напряжения II, второй вход суммирующего усилителя 11 обратной связи - отрабатывает возмущения, обусловленные изменениями тока нагрузки 8 и параметров элементов широтно-импульсного модулятора 10.Considering the most optimal continuous current mode and realizing that the voltage of the isolation capacitor 6 is applied to the circuit from the secondary winding 4 and the load 8 connected in series in the interval of the open regulating transistor 1, and the voltage on the primary winding 3 is equal to the voltage difference of the isolation capacitor 6 and the power source, and also based on the equality of the volt-second interval at the stages of switching on the windings of a double-winding inductor 2 and recording expressions on the isolation capacitor 6 and load 8 in case of ideal elements

where E _n is the magnitude of the output voltage,
γ - duty cycle, determined by the ratio
γ = t _u / T,
where t _u and T are, respectively, the duration of the on state of the control transistor 1 and the conversion period,
we can conclude that the average value of the voltages on the windings of the double-winding inductor 2 on each interval are the same and equal to E _n and E _n γ / (1-γ), respectively, on the interval t _u and t _n . This circumstance makes it possible to combine the primary winding 3 and the secondary winding 4 into a single magnetic component and significantly reduce the ripple currents of these windings, which ensures the amplification of small levels of control voltages. In this converter, the average voltage at the isolation capacitor 6 is always equal to the sum of the voltages of the power supply and the load 8, which determines the maximum voltage at the regulating transistor 1 and the blocking diode 5. The pulse voltage that occurs at the junction of the isolation capacitor 6 and the blocking diode 5 and modulated by amplitude and duration, through an LC filter in the form of a secondary winding 4 of a two-winding inductor 2 and an output capacitor 7 is supplied to the output of the device - load 8. Connections e the cathode of the blocking diode 5 with the emitter of the control transistor 1 and their subsequent connection through the resistive current sensor 9 to the common bus and unipolar control of the base of the control transistor 1 dramatically reduces the switching time. Switching these elements is as follows. At the first stage, the control transistor 1 is closed by a pulse-width modulator 10 signal, and the blocking diode 5 is open. In this case, the control transistor 1 is in a negative cutoff state, and its emitter potential is higher than the base potential due to the flow of current of the blocking diode 5, which creates a blocking voltage for the control transistor 1. When a positive voltage drop appears from the output of the pulse-width modulator 10, which unlocks the control transistor 1, the isolation capacitor 6 begins to discharge, causing a decrease in the current of the blocking diode 5. Therefore, an avalanche process develops, as a result of which The driving transistor 1 instantly switches to open, and the blocking diode 5 to the closed state. This state in the circuit lasts until a negative voltage drop occurs at the output of the pulse-width modulator 10, causing the control transistor 1 to close and the charge current of the isolation capacitor 6 and the load current to flow due to the positive feedback from the secondary winding 4 of the double-winding throttle 2 (this happens almost instantly) and the effect of the locking bias on the emitter of the regulating transistor 1. This causes accelerated absorption of the charge in the base region and control transistor 1 and it closes at maximum speed. The pulse voltage of negative polarity from the anode of the blocking diode 5 is fed to the input of an external feedback circuit 14, which includes a resistive voltage divider and a minimum phase RC circuit, for example, an integro-differentiating type, where it is converted into a constant negative voltage level, which is compared with input control voltage of positive level. The difference of these voltages is fed to the inverse input of the summing feedback amplifier 11. For any deviations of the average value of the pulse voltage of the external control loop from the input control voltage amplified by an ideal control characteristic, the output voltage of the summing feedback amplifier 11 acting on the control input of the pulse-width modulator 10 changes. The latter leads to a change in the pulse duration based on the control transistor 1 and duty cycle γ according to the above relationship. The nonlinear dependence of the ideal control characteristic of a pulsed DC voltage modulator while improving the quality of regulation of the output voltage and ensuring the linearity of the modulation characteristic requires an increase in the gain of the summing feedback amplifier 11, which leads to a decrease in the area of stable operation of the modulator and the complexity of the control circuit. Another disadvantage of regulation at the first input of the summing feedback amplifier 11 is the increased dynamic instability caused by changes in the control voltage. The elimination of these shortcomings while maintaining the stability of work and high static and dynamic accuracy of a pulsed DC voltage modulator is achieved by introducing an internal current control loop for the current of the switching elements. The essence of the innovation is to separate the functions of working out various destabilizing factors between the internal and external control loops, while the external control loop — the primary winding 3 of the two-winding inductor 2, the isolation capacitor 6, the external feedback circuit 14, the

resistors

12 and 13 of the input voltage divider I — provides constancy of the average value of the regulated output voltage, and the internal control loop -

windings

3 and 4 of the double-winding inductor 2, the regulating transistor 1, I block s throttle 5, a resistive current sensor 9,

resistors

15 and 16 of the internal voltage divider II, the second input of the summing amplifier 11 feedback - works perturbations due to load current changes and the parameters of the elements 8 of the pulse width modulator 10.

Действие внутреннего контура регулирования направлено на поддержание пропорциональной зависимости между током нагрузки 8 и напряжением рассогласования на первом входе суммирующего усилителя 11 обратной связи. Если эта зависимость выдерживается, то внутренний контур регулирования не влияет на регулирование выходного напряжения модулятора. Если же выходной ток не следует линейно за напряжением рассогласования, то сигнал с выхода внутреннего делителя напряжения II либо уменьшает, либо увеличивает величину этого тока, что существенно упрощает задачу параллельной работы импульсных модуляторов постоянного напряжения на общую нагрузку, так как внутренний контур регулирования непосредственно и мгновенно реагирует на изменения управляющего напряжения, выходного тока и напряжения питания, что повышает качество регулирования выходного напряжения. The action of the internal control loop is aimed at maintaining a proportional relationship between the load current 8 and the mismatch voltage at the first input of the summing feedback amplifier 11. If this dependence is maintained, then the internal control loop does not affect the regulation of the output voltage of the modulator. If the output current does not follow the mismatch voltage linearly, the signal from the output of the internal voltage divider II either decreases or increases the value of this current, which greatly simplifies the task of parallel operation of pulsed DC voltage modulators for the total load, since the internal control loop is directly and instantly responds to changes in control voltage, output current and supply voltage, which improves the quality of regulation of the output voltage.

Для защиты регулирующего транзистора 1 и блокирующего диода 5 импульсного модулятора постоянного напряжения необходимо не только ограничить ток, проходящий через них, но и уменьшить коэффициент заполнения. С этой целью в предлагаемом устройстве с выхода резистивного датчика 9 тока сигнал поступает также на вход цепи из последовательно соединенных резистора 17 и опорного элемента 18. Если этот сигнал превышает наперед заданную величину, то на выходе опорного элемента 18 возникает сигнал, приводящий к резкому увеличению глубины обратной связи по внутреннему контуру регулирования. При этом суммирующий усилитель 11 обратной связи переходит в состояние, соответствующее уменьшению коэффициента заполнения. Так как резистивный датчик 9 тока реагирует на мгновенные значения тока, а последний имеет как постоянную составляющую, пропорциональную току нагрузки, так и линейно нарастающую составляющую, обусловленную наличием магнитных элементов, то при неизменном напряжении пробоя опорного элемента 18 (например, стабилитрона) и увеличении тока нагрузки сверх номинальной величины, импульсный модулятор постоянного напряжения перейдет из режима регулирования выходного напряжения в режим токоограничения, характеризуемый большим выходным сопротивлением. Подобные внешние характеристики позволяют наращивать мощность в нагрузке путем простого параллельного соединения модуляторов на общую выходную шину без применения специальных мер распределения токов по каждому модулятору. To protect the control transistor 1 and the blocking diode 5 of the pulsed DC voltage modulator, it is necessary not only to limit the current passing through them, but also to reduce the duty cycle. To this end, in the proposed device, from the output of the resistive current sensor 9, the signal also enters the circuit input from the series-connected resistor 17 and the support element 18. If this signal exceeds a predetermined value in advance, then a signal arises at the output of the support element 18, resulting in a sharp increase in depth feedback on the internal control loop. In this case, the summing feedback amplifier 11 goes into a state corresponding to a decrease in the duty cycle. Since the resistive current sensor 9 responds to instantaneous current values, and the latter has both a constant component proportional to the load current and a linearly increasing component due to the presence of magnetic elements, at a constant breakdown voltage of the supporting element 18 (for example, a zener diode) and increasing current loads above the nominal value, the pulsed DC voltage modulator will switch from the regulation mode of the output voltage to the current limiting mode, characterized by a large output resistance HAND. Such external characteristics make it possible to increase the power in the load by simply connecting the modulators in parallel to a common output bus without using special measures of the distribution of currents across each modulator.

В случае представления нагрузки 8 в виде активных элементов (например, ВЧ генератор при нерегулируемый инвертор) и максимальной загрузки транзисторов по току, кратность превышения тока транзисторов становится незначительной. Для обеспечения надежной защиты от перегрузок и к.з. транзисторов нагрузочного каскада в импульсном модуляторе постоянного напряжения, представленном на фиг. 2, вводится выходной делитель напряжения III на резисторах 20 и 21 между эмиттером регулирующего транзистора 1 и точкой соединения нововведенного второго резистивного датчика 19 тока и нагрузкой 8, при этом резистор 21 является переменным для задания рабочей точки этого делителя. Выходной сигнал выходного делителя напряжения III поступает на инверсный вход усилительного элемента 22 сравнения. При этом в нормальном режиме работы и при включении потенциал средней точки выходного делителя напряжения III выше нуля за счет тока от источника смещения положительной полярности (на схеме не показан) и усилительный элемент 22 сравнения с заземленным вторым входом выдает низкий уровень выходного напряжения, что не оказывает влияния на работу суммирующего усилителя 11 обратной связи и широтно-импульсного модулятора 10, благодаря блокировке развязывающим диодом 24. При коротком замыкании входного сопротивления колебательной системы, приведенного к первичной цепи нерегулируемого инвертора, например, снижается составляющая тока питания при незначительном превышении тока нагрузки на резистивном датчике 9 тока в силу нового состояния энергетического баланса между мощностью потребления и передачи в нагрузку. При этом опорный элемент 18 не пробивается и глубина обратной связи по внутреннему делителю напряжения II резко не возрастает, но смещается к нулю рабочая точка выходного делителя напряжения III. Последнее подключает повышенное напряжение усилительного элемента 22 сравнения к управляющему входу широтно-импульсного модулятора 10, блокируя через развязывающий диод 23 выход суммирующего усилителя 11 обратной связи и переводит импульсный модулятор постоянного напряжения в режим ограничения тока нагрузки 8. In the case of the representation of load 8 in the form of active elements (for example, an RF generator with an unregulated inverter) and the maximum current load of transistors, the transistor current multiplicity becomes insignificant. To provide reliable protection against overload and short circuit load stage transistors in the pulsed DC voltage modulator shown in FIG. 2, an output voltage divider III is introduced at the resistors 20 and 21 between the emitter of the control transistor 1 and the connection point of the newly introduced second resistive current sensor 19 and the load 8, while the resistor 21 is variable to set the operating point of this divider. The output signal of the output voltage divider III is fed to the inverse input of the amplifier element 22 of the comparison. Moreover, in normal operation and when turned on, the potential of the midpoint of the output voltage divider III is above zero due to the current from a bias source of positive polarity (not shown in the diagram) and the amplifier element 22 comparing with a grounded second input generates a low level of output voltage, which does not the impact on the operation of the summing feedback amplifier 11 and the pulse-width modulator 10, due to blocking by the decoupling diode 24. With a short circuit of the input resistance of the oscillatory system, nnogo to primary unregulated inverter circuit, for example, the supply current component decreases with a slight excess of the load current to a resistive current sensor 9 of the new status of the energy balance between the power consumption and transmission load. In this case, the support element 18 does not break through and the depth of feedback on the internal voltage divider II does not increase sharply, but the working point of the output voltage divider III shifts to zero. The latter connects the increased voltage of the comparison amplifier 22 to the control input of the pulse-width modulator 10, blocking the output of the summing feedback amplifier 11 through the decoupling diode 23 and puts the pulsed DC voltage modulator into load current limitation 8.

Таким образом, предлагаемое устройство помимо перечисленных преимуществ по надежности, практически обладает способностью улучшить качество регулирования выходного напряжения при демодуляции выходным фильтром из вторичной обмотки 4 и выходного конденсатора 7 за счет последовательного преобразования амплитудно-импульсной модуляции напряжения на разделительном конденсаторе 6 в широтно-импульсную модуляцию на входе упомянутого фильтра с одновременным расширением диапазона регулирования выходного напряжения и полосы пропускаемых частот. При этом методическая ошибка преобразования отсутствует из-за соответствия амплитуды на разделительном конденсаторе 6 значению модулирующего напряжения и нахождения этих импульсов через интервалы времени, равные периоду преобразования. Thus, the proposed device, in addition to the reliability advantages listed above, practically has the ability to improve the quality of regulation of the output voltage when demodulating the output filter from the secondary winding 4 and the output capacitor 7 by sequentially converting the amplitude-pulse voltage modulation on the isolation capacitor 6 to pulse-width modulation by the input of the above filter while expanding the range of regulation of the output voltage and bandwidth stot. In this case, the methodological conversion error is absent due to the correspondence of the amplitude on the isolation capacitor 6 to the value of the modulating voltage and the location of these pulses at time intervals equal to the conversion period.

В результате экспериментальных исследований на предприятии разработана гамма опытных образцов передатчиков трехпрограммного ПВ по госбюджетной тематике АП-12. Оконечные каскады этих передатчиков построены с пораздельным усилением и работают в эффективном импульсном режиме, при этом коллекторные модуляторы, работающие на частоте оконечных ВЧ-генераторов, представлены в виде предлагаемых устройств с параллельной работой по входу или выходу в устройствах суммирования и деления мощностей. Промышленный КПД разработанных передатчиков не хуже 0,55 при сохранении второго класса качества во всем динамическом диапазоне вещательного сигнала. Изделия прошли опытную эксплуатацию в течение 6 месяцев на городских линиях ПВ г. Тольятти. As a result of experimental studies, the company developed a gamma of prototypes of three-program PV transmitters on state budget topics AP-12. The end cascades of these transmitters are built with separate amplification and operate in an efficient pulse mode, while collector modulators operating at the frequency of terminal RF generators are presented in the form of the proposed devices with parallel operation on the input or output in the devices for summing and dividing capacities. The industrial efficiency of the developed transmitters is not worse than 0.55 while maintaining the second quality class in the entire dynamic range of the broadcast signal. The products underwent trial operation for 6 months on the city lines of PV in Togliatti.

Claims

1. A pulsed DC voltage modulator, comprising a primary winding of a two-winding inductor connected in series with a positive power terminal and a control transistor, the secondary winding of which is connected with the output of a pulsed DC voltage modulator and connected to the anode of the blocking diode by the other terminal, an isolation capacitor is connected between the anode of the blocking the diode and the collector of the control transistor, the output capacitor and the load are parallel connected between the output m and a common bus, a pulse-width modulator, the output of which is connected to the base of the control transistor, characterized in that a resistive current sensor, an external filter-type feedback circuit, a summing feedback amplifier, an input voltage divider, an internal voltage divider, are introduced into it from a series-connected resistor and a reference element, while the emitter of the control transistor is connected to a common bus through a resistive current sensor, the cathode of the blocking diode is connected to the emitter of the control nzistor, the midpoints of the input and internal voltage dividers are connected to the inverse and direct inputs of the summing feedback amplifier, respectively, whose output is connected to the control input of the pulse-width modulator, the first output of the input voltage divider is connected to the control voltage source, and the second output through an external feedback circuit communication filter type - with the anode of the blocking diode, the first output of the internal voltage divider is connected to the emitter of the control transistor, and the second output a common bus, wherein the chain of series-connected resistor and the support member is connected to a midpoint of the divider, and the emitter of regulator transistor.

2. The pulsed DC voltage modulator according to claim 1, characterized in that it is equipped with a second resistive current sensor connected between the load output and the common bus, an output voltage divider, the first output of which is connected to the output of the second resistive current sensor, the second output to the emitter a control transistor, and the midpoint of the output voltage divider is connected to the inverse input of the input comparison amplifier, the direct input of which is connected to a common bus, and the outputs of the summing feedback amplifier and amplifying through comparison element like electrodes additionally introduced two decoupling diodes are connected to the control input of the pulse width modulator.