RU2111526C1

RU2111526C1 - Relay current regulator

Info

Publication number: RU2111526C1
Authority: RU
Inventors: Лемке Райнхард; Дитрих Хэльбиг Карл
Original assignee: Сименс Юбертрагунгссюстеме ГмбХ
Priority date: 1991-09-11
Filing date: 1992-09-10
Publication date: 1998-05-20
Also published as: DE4130213A1; DE4130213C2

Abstract

FIELD: power supplies for sign code converters in pulse-code modulation instruments. SUBSTANCE: switching element in relay regulator is fired through coupling capacitor by comparator. This is achieved by application of saw-tooth voltage to its sign-inverting input and application of control voltage to its direct input. Control voltage is derived from switching element of current measuring unit which is inserted in current circuit. Comparator serves as pulse-width modulator which provides arbitrary small width of pulses. EFFECT: increased functional capabilities. 5 cl, 4 dwg

Description

Изобретение относится к релейному регулятору тока, который применяется, например, в ИКМ-приборах в устройствах дальней связи в качестве стабилизированных источников тока в схемах занятости в c-проводах. The invention relates to a relay current regulator, which is used, for example, in PCM devices in long-distance communication devices as stabilized current sources in employment circuits in c-wires.

Известна схема занятости с релейным регулятором тока [1], который состоит из последовательной схемы с полевым транзистором или биполярным транзистором и с дросселем, а также из расположенного между точкой их соединения и массой диода. Релейный регулятор тока расположен в цепи тока, содержащей сопротивление нагрузки из c-провода, омические сопротивления и реле, токоизмерительное устройство и рабочий источник напряжения. Схема запуска выполнена в виде RS-триггера (триггера с раздельными входами) со следующим за ним источником тока. В результате запуска с этим источником тока около -60 В получается высокий расход мощности. Переключающий транзистор отключают только тогда, когда ток нагрузки, который измеряется токовой зеркальной схемой, с помощью компаратора возвращает RS-триггер в исходное состояние. Это означает, что переключающий транзистор, по меньшей мере, в фазе установления включается не синхронно относительно тактового сигнала. Следствием являются интермодуляционные помехи, которые усиливаются за счет случайных искажений, возникающих в результате бинарных свойств RS-триггера. A known employment circuit with a relay current controller [1], which consists of a serial circuit with a field effect transistor or bipolar transistor and a choke, as well as located between the connection point and the mass of the diode. The relay current regulator is located in the current circuit containing the load resistance from the c-wire, ohmic resistances and relays, a current-measuring device and a working voltage source. The trigger circuit is made in the form of an RS-trigger (a trigger with separate inputs) with a current source following it. Starting with this current source at around -60 V results in high power consumption. The switching transistor is turned off only when the load current, which is measured by the current mirror circuit, using the comparator returns the RS-trigger to its original state. This means that the switching transistor, at least in the establishment phase, is switched on non-synchronously with respect to the clock signal. The result is intermodulation interference, which is amplified due to random distortions resulting from the binary properties of the RS trigger.

Известен другой, имеющий низкие потери релейный регулятор тока со схемой управления [2]. Она содержит операционный усилитель в качестве первого триггера, который через конденсатор связи соединен с затвором полевого транзистора в релейном регуляторе тока. На инвертирующем входе операционного усилителя приложено суммарное напряжение из пилообразного напряжения с частотой 64 кГц и поставляемого токоизмерительным устройством регулирующего напряжения. С неинвертирующим входом операционного усилителя связана вспомогательная схема с вторым триггером, поставляющая стартовый сигнал для релейного регулятора. Кроме того она контролирует ток нагрузки к конденсатору связи. Если во время фазы включения полевого транзистора в конденсатор связи не течет никакой ток нагрузки, то второй триггер распознает это состояние, блокирует его с помощью конденсатора на обоих входах операционного усилителя в течение определенного времени и отключает первый триггер. Another known low-loss relay current controller with a control circuit [2]. It contains an operational amplifier as a first trigger, which is connected through a coupling capacitor to the gate of a field-effect transistor in a current relay controller. At the inverting input of the operational amplifier, the total voltage of the sawtooth voltage with a frequency of 64 kHz and the control voltage supplied by the current-measuring device is applied. An auxiliary circuit is connected to the non-inverting input of the operational amplifier with a second trigger, which supplies the start signal for the relay controller. In addition, it controls the load current to the coupling capacitor. If during the phase of switching on the field-effect transistor no load current flows into the coupling capacitor, the second trigger recognizes this state, blocks it with a capacitor at both inputs of the operational amplifier for a certain time, and turns off the first trigger.

В результате такого типа управления операционного усилителя получаются следующие недостатки. As a result of this type of control of the operational amplifier, the following disadvantages are obtained.

Запускающий импульс для полевого транзистора получает в результате контроля заряда конденсатора связи, в частности при больших включаемых нагрузках форму e-функции. Это приводит к затянутому выходному сигналу, который неизбежно связан с нежелательным повышением мощности потерь в полевом транзисторе. As a result of monitoring the charge of the coupling capacitor, the trigger pulse for the field-effect transistor, in particular for large switched-on loads, takes the form of an e-function. This leads to a prolonged output signal, which is inevitably associated with an undesirable increase in the power loss in the field effect transistor.

Момент времени включения и выключения операционного усилителя определяется регулирующим напряжением и вспомогательной схемой. Частота переключений поэтому является автономной и несинхронной относительно возбуждающего пилообразное напряжение 64-кГц-такта. Получающиеся в результате биения приводят к интермодуляционным помехам и таким образом к искаженной помехами передаче речевого сигнала в низкочастотной части ИКМ-прибора. The time on and off of the operational amplifier is determined by the regulating voltage and auxiliary circuit. The switching frequency is therefore autonomous and non-synchronous with respect to the exciting sawtooth voltage of a 64-kHz clock cycle. The resulting beats lead to intermodulation interference and thus to distorted speech transmission of the speech signal in the low-frequency part of the PCM device.

Путем блокировки в выключенном состоянии получается то, что действующий в качестве широтно-импульсного модулятора операционный усилитель не может выдавать узких импульсов. Для релейного регулятора за счет этого тогда получается, в частности, при малых нагрузках нарастание подлежащего регулированию выходного тока. By locking in the off state, it turns out that the operational amplifier acting as a pulse-width modulator cannot produce narrow pulses. For the relay controller, this results in, in particular, at low loads, an increase in the output current to be regulated.

В основе указанного в пункте 1 формулы изобретения лежит задача достижения в релейном регуляторе тока запуска переключательного элемента с возможно меньшими потерями и исключения случайных искажений выходного сигнала и тем самым интермодуляционных помех в низкочастотной области. The basis of the claims indicated in paragraph 1 is based on the task of achieving a switching element in the relay current regulator with the lowest possible losses and eliminating random distortions of the output signal and thereby intermodulation interference in the low-frequency region.

Исходя из релейного регулятора тока, содержащего включенные в цепь сопротивления нагрузки и рабочего источника напряжения последовательно соединенные токоизмерительное устройство, дроссель и переключательный элемент, управляемый конденсатором связи, а также диод, расположенный между массой и точкой соединения переключательного элемента и дросселя, и компаратор, инвертирующий вход которого подключен к выходу генератора пилообразного напряжения, а выход соединен с конденсатором связи, существенными признаками изобретения являются следующие признаки: предусмотрен усилитель, вход которого подключен к выходу токоизмерительного устройства, а выход - к неинвертирующему входу компаратора, генератор пилообразного напряжения выполнен в виде RC-звена и тактовым входом соединен с выходом логической схемы И-НЕ, первый вход которой через инвертор соединен с выходом триггера, выполненного на операционном усилителе и транзисторе, а второй служит для приема такта, причем инвертирующий вход триггера соединен с выходом токоизмерительного устройства, а неинвертирующий - с опорным напряжением, и напряжение на инвертирующем входе триггера меньшее, чем опорное напряжение на неинвертирующем входе триггера дает на его выходе состояние низкого логического уровня. Proceeding from the relay current regulator, containing a current-measuring device, a choke and a switching element controlled by a coupling capacitor included in the load resistance circuit and a working voltage source, as well as a diode located between the ground and the connection point of the switching element and the choke, and a comparator inverting the input which is connected to the output of a sawtooth voltage generator, and the output is connected to a coupling capacitor, the essential features of the invention are The following signs: an amplifier is provided, the input of which is connected to the output of the current-measuring device, and the output is connected to the non-inverting input of the comparator, the sawtooth voltage generator is made in the form of an RC link and the clock input is connected to the output of the NAND circuit, the first input of which is connected to the output of the trigger, made on the operational amplifier and the transistor, and the second serves to receive the clock, and the inverting input of the trigger is connected to the output of the current-measuring device, and non-inverting is connected to the reference voltage, and the voltage at the inverting input of the trigger is less than the reference voltage at the non-inverting input of the trigger gives a low logic level output.

Изобретение основано на знании того, что управление переключательным элементом должно производиться аналоговым разностным сигналом, а не из бинарного переключателя. Переключательный элемент включается синхронно с возрастающим фронтом управляющего сигнала и выключается самое позднее с падающим фронтом управляющего сигнала. Пилообразное напряжение выбирается в результате выбранного вида ввода так, что его амплитуда становится более положительной, чем самое положительное появляющееся управляющее напряжение, и, таким образом, выключающим фронтом тактового сигнала производится надежное отключение переключательного элемента и принудительная синхронизация. Путем приложения управляющего напряжения к неинвертирующему входу и пилообразного напряжения к инвертирующему входу компаратора он действует в качестве широтно-импульсного модулятора, который может реализовать самые узкие ширины импульсов. The invention is based on the knowledge that the switching element must be controlled by an analog differential signal, and not from a binary switch. The switching element turns on synchronously with the rising edge of the control signal and turns off at the latest with the falling edge of the control signal. The sawtooth voltage is selected as a result of the selected type of input so that its amplitude becomes more positive than the most positive emerging control voltage, and thus, the switching element is switched off reliably and the clock is switched off by the switching edge of the clock signal. By applying a control voltage to the non-inverting input and a sawtooth voltage to the inverting input of the comparator, it acts as a pulse-width modulator, which can realize the narrowest pulse widths.

На фиг. 1 изображен известный релейный регулятор тока со схемой управления согласно изобретению; на фиг. 2 показана импульсная диаграмма для пояснения способа функционирования схемы управления; на фиг. 3 представлен известный переключательный элемент с полевым транзистором; на фиг. 4 - известный переключательный элемент с биполярным транзистором. In FIG. 1 shows a known relay current controller with a control circuit according to the invention; in FIG. 2 is a pulse diagram for explaining a method of operating a control circuit; in FIG. 3 shows a known switching element with a field effect transistor; in FIG. 4 is a known switching element with a bipolar transistor.

Релейный регулятор тока содержит дроссель 15, переключательный элемент 18 и диод 14. Он расположен в цепи тока с сопротивлением нагрузки 5, селектором 6 в устройстве связи, диодом 7, токоизмерительным устройством 9 и рабочим источником напряжения, причем между диодом 7 и токоизмерительным устройством 9 включен относительно массы конденсатор 8. Схема управления содержит диоды 1 и 21, источник тока 2, логическую схему И 3, сопротивления 10, 13, 16 и 23, триггер 11, усилитель 17, конденсаторы 20 и 24, компаратор 22, логическую схему И-НЕ 25, инвертор 26 и защитную схему 28. The relay current controller contains a choke 15, a switching element 18 and a diode 14. It is located in a current circuit with a load resistance 5, a selector 6 in the communication device, a diode 7, a current-measuring device 9 and a working voltage source, and between the diode 7 and the current-measuring device 9 is included relative to the mass of the capacitor 8. The control circuit contains diodes 1 and 21, the current source 2, the logic circuit And 3, the resistance 10, 13, 16 and 23, the trigger 11, the amplifier 17, the capacitors 20 and 24, the comparator 22, the logic circuit AND 25, inverter 26 and protective circuits 28.

Источник тока 2 содержит транзисторы 2a и 2b а также сопротивление 2c. Токоизмерительное устройство 9 содержит известную токовую зеркальную схему с транзисторами 9a и 9b и сопротивлениями 9c и 9d. Триггер 11 содержит операционный усилитель 11a и транзистор 11b. Защитная схема 28 содержит диоды 28a и 28b и сопротивление 28c. The current source 2 contains transistors 2a and 2b as well as resistance 2c. The current-measuring device 9 comprises a known current mirror circuit with transistors 9a and 9b and resistances 9c and 9d. The trigger 11 comprises an operational amplifier 11a and a transistor 11b. The protective circuit 28 comprises diodes 28a and 28b and a resistance 28c.

Если селектор 6 включен для этой схемы в качестве прерывателя, тогда транзисторы 2a и 9b заперты. К инвертирующему входу триггера 11 попадает теперь через сопротивление 10 напряжение +5 В. Это имеет следствием то, что транзистор 11b в триггере 11 запирается и что на выход триггера 11 и на связанный с ним вход логической схемы И 3 попадает напряжение +5 В или соответственно состояние высокого логического уровня H. Если теперь к другому входу 4 логической схемы И 3 приложен сигнал также в форме состояния высокого логического уровня H, тогда он появляется и на выходе логической схемы И 3. If selector 6 is turned on as a chopper for this circuit, then transistors 2a and 9b are locked. The voltage of +5 V now gets to the inverting input of trigger 11 through resistance 10. This results in the fact that the transistor 11b in the trigger 11 is locked and that the output of trigger 11 and the input of the logical circuit And 3 connected to it gets +5 V or respectively a state of a high logic level H. If now a signal is also applied to another input 4 of the logic circuit And 3 in the form of a state of a high logic level H, then it appears at the output of the logic circuit And 3.

Если теперь селектор 6 включен на проход, то ток протекает через сопротивление нагрузки 5, селектор 6, диод 1, транзистор 2b и сопротивление 2c. Транзистор 2a работает в качестве датчика тока и через образованный транзистором 2a и сопротивлением 10 делитель напряжения напряжение на инвертирующем входе триггера 11 падает меньше, чем на +2,4 В. Так как это меньше, чем опорное напряжение +2,4 В на неинвертирующем входе 12 триггера 11, то транзистор 11b становится проводящим и приводит выход триггера 11 на потенциал массы, что дает состояние низкого логического уровнять L. С одной стороны, в результате этого состояние на выходе логической схемы И 3 изменяется на состояние низкого логического уровня L и электрический ток через источник тока 2 заканчивается, с другой стороны, состояние низкого логического уровня L на входе инвертора 26 обуславливает состояние высокого логического уровня H на его выходе. Если к входу 27 приложен 64-кГц-такт a согласно фиг. 2, тогда этот такт a может пройти логическую схему И-НЕ 25. RC-звено 23, 24 согласно фиг.2 преобразует 64-кГц-такт а в пилообразное напряжение b, которое попадает на инвертирующий вход компаратора 22. Переключательный элемент 18 открывается и через него, сопротивление нагрузки 5, селектор 6, диод 7, транзистор 9a, сопротивление 9c, дроссель 15 и рабочий источник напряжения 19 течет электрический ток. Теперь транзистор 9b становится также проводящим и на инвертирующем входе триггера 11 возникает напряжение, которое удерживает состояние высокого логического уровня L на выходе триггера. Это напряжение одновременно усиливается в регулирующем усилителе 16, 17 и подается на неинвертирующий вход компаратора 22. If now selector 6 is connected to the passage, then the current flows through the load resistance 5, selector 6, diode 1, transistor 2b and resistance 2c. Transistor 2a acts as a current sensor and through the voltage divider formed by transistor 2a and resistance 10, the voltage at the inverting input of trigger 11 drops less than +2.4 V. Since this is less than the reference voltage +2.4 V at the non-inverting input 12 of the trigger 11, the transistor 11b becomes conductive and leads the output of the trigger 11 to the mass potential, which gives a state of low logic level L. On the one hand, as a result of this, the state at the output of the logic circuit And 3 changes to the state of a low logic level L and the electric current through the current source 2 ends, on the other hand, the state of the low logic level L at the input of the inverter 26 causes the state of the high logic level H at its output. If a 64 kHz clock cycle a is applied to input 27 of FIG. 2, then this clock cycle a can go through the NAND 25 logic circuit. The RC link 23, 24 according to FIG. 2 converts the 64-kHz clock cycle a into a sawtooth voltage b, which goes to the inverting input of the comparator 22. The switching element 18 opens and through it, load resistance 5, selector 6, diode 7, transistor 9a, resistance 9c, inductor 15 and working voltage source 19, an electric current flows. Now the transistor 9b also becomes conductive and a voltage arises at the inverting input of the trigger 11, which holds the state of the high logic level L at the output of the trigger. This voltage is simultaneously amplified in the control amplifier 16, 17 and is supplied to the non-inverting input of the comparator 22.

На неинвертирующем входе компаратора 22 приложено теперь пилообразно возрастающее от 0 до 5 В напряжение b, в то время как управляющее напряжение c на неинвертирующем входе в зависимости от регулируемой величины лежит между 0 В и +5 В. На выходе компаратора 22 появляется высокий логический уровень H, если управляющее напряжение c на неинвертирующем входе является более положительным, чем мгновенное значение пилообразного напряжения b на инвертирующем входе. И, наоборот, на его выходе появляется низкий логический уровень L, если мгновенное значение пилообразного напряжения b на инвертирующем входе является более положительным, чем значение управляющего напряжения c на неинвертирующем входе. At the non-inverting input of the comparator 22, voltage b is now sawn up, increasing from 0 to 5 V, while the control voltage c at the non-inverting input, depending on the adjustable value, lies between 0 V and +5 V. A high logic level H appears at the output of the comparator 22 if the control voltage c at the non-inverting input is more positive than the instantaneous value of the sawtooth voltage b at the inverting input. And, conversely, a low logic level L appears at its output if the instantaneous value of the sawtooth voltage b at the inverting input is more positive than the value of the control voltage c at the non-inverting input.

Защитная схема 28 своими диодами 28a и 28b при высокоомном сопротивлении 28c препятствует проявлению напряжений помех на инвертирующем входе. The protective circuit 28 with its diodes 28a and 28b at a high resistance resistance 28c prevents the manifestation of interference voltages at the inverting input.

На фиг. 2 показаны два значения управляющего напряжения c1 и c2, которые определяют конец импульсов d в то время, как их начало определяется тактом a. In FIG. 2 shows two values of the control voltage c1 and c2, which determine the end of the pulses d while their beginning is determined by the cycle a.

За счет такого вида управления компаратора 22 на его выходе возникает зависящая от управляющего напряжения c1 и c2 широтно-импульсная модуляция (ШИМ), с помощью которой ток через сопротивление нагрузки 5 поддерживается постоянным. Самое позднее в фазе выключения 64-кГц-такта a в результате наращивания заряда конденсатора 24 получается напряжение на инвертирующем входе компаратора 22, которое является более положительным, чем возможное управляющее напряжение c на неинвертирующем входе компаратора 22. В качестве усилителей 16, 17 целесообразно применять двухтактный выходной усилитель, положительный выходной сигнал которого меньше, чем напряжение компаратора -0,7 В. В результате этого достигается надежное выключение и в фазе включения 64-кГц-такта a надежное включение компаратора 22. Таким образом могут быть достигнуты малые ширины импульсов, которые являются необходимыми для высокой стабильности тока при малых сопротивлениях нагрузки 5. Due to this type of control of the comparator 22, a pulse-width modulation (PWM) dependent on the control voltage c1 and c2 arises at its output, by which the current through the load resistance 5 is kept constant. At the latest in the turn-off phase of the 64-kHz cycle a, as a result of increasing the charge of the capacitor 24, a voltage is obtained at the inverting input of the comparator 22, which is more positive than the possible control voltage c at the non-inverting input of the comparator 22. It is advisable to use push-pull amplifiers 16, 17 output amplifier, the positive output signal of which is less than the comparator voltage of -0.7 V. As a result of this, reliable shutdown is achieved and in the phase of switching on the 64-kHz cycle a reliable switching on rotor 22. Thus, small pulse widths can be achieved, which are necessary for high current stability at low load resistances 5.

Фиг. 3 показывает известный из прототипа переключательный элемент 18'. Он содержит полевой транзистор 29, сопротивление 30 и полупроводниковый стабилитрон 31. Полевой транзистор 29 управляется через его затвор 18b. За счет полупроводникового стабилитрона 31 потенциал на затворе 18b колеблется определенно относительно приложенного к его истоку 18c потенциала -60 В. Через сопротивление 30 конденсатор связи разряжается перед затвором 18b, если через релейный регулятор тока 15, 18 не должен протекать никакой ток. FIG. 3 shows a switching element 18 ′ known from the prior art. It contains a field effect transistor 29, a resistance 30, and a semiconductor zener diode 31. The field effect transistor 29 is controlled through its gate 18b. Due to the semiconductor zener diode 31, the potential at the gate 18b oscillates definitely relative to the potential of -60V applied to its source 18c. Through the resistance 30, the coupling capacitor discharges in front of the gate 18b if no current should flow through the relay current regulator 15, 18.

Фиг. 4 показывает известный из аналога переключательный элемент 18''. Он содержит транзисторы 33 и 35 и сопротивления 32, 34 и 36. Если транзистор 33 становится проводящим, то через сопротивления 32, 34 и 36 протекает ток, который включает транзистор 35 в проводящее состояние. FIG. 4 shows a switching element 18 '' known from the analogue. It contains transistors 33 and 35 and resistances 32, 34 and 36. If the transistor 33 becomes conductive, a current flows through the resistors 32, 34 and 36, which turns the transistor 35 into a conducting state.

Claims

1. A relay current regulator, comprising a current-measuring device, a choke and a switching element controlled by a coupling capacitor included in the load resistance and working voltage source circuit, as well as a diode located between the ground and the connection point of the switching element and the choke, and a comparator inverting the input which is connected to the output of a sawtooth voltage generator, and the output is connected to a coupling capacitor, characterized in that an amplifier is provided, the input of which connected to the output of the current-measuring device, and the output to the non-inverting input of the comparator, and the sawtooth generator is made in the form of an RC link and the clock input is connected to the output of the logic circuit AND - NOT, the first input of which is connected through the inverter to the trigger output made on the operational amplifier and a transistor, and the second serves to receive the clock, and the inverting input of the trigger is connected to the output of the current-measuring device, and the non-inverting input is connected to the reference voltage, and the voltage at the inverting input rigger less than the reference voltage at the noninverting input of the flip-flop, it provides at its output a low logic level state.

2. The current regulator according to claim 1, characterized in that the switching element is made in the form of a bipolar or field effect transistor.

3. The current regulator according to claim 1, characterized in that a differential amplifier with feedback is provided as an amplifier.

4. The current regulator according to claim 1, characterized in that there is a circuit with a load resistance, a second diode and a current source and a logic circuit I, the first input of which is used to receive an enable signal, the second input is connected to the trigger output, and the output to the input turning on and off the current source, the output of the current sensor of which is connected to the inverting input of the trigger.

5. The current regulator according to claim 1, characterized in that a protective circuit is provided, the output of which is connected to the inverting input of the comparator.