RU2091979C1 - Method of control of three-phase voltage inverter from busbars and device required to realize it - Google Patents
Method of control of three-phase voltage inverter from busbars and device required to realize it Download PDFInfo
- Publication number
- RU2091979C1 RU2091979C1 RU95109367A RU95109367A RU2091979C1 RU 2091979 C1 RU2091979 C1 RU 2091979C1 RU 95109367 A RU95109367 A RU 95109367A RU 95109367 A RU95109367 A RU 95109367A RU 2091979 C1 RU2091979 C1 RU 2091979C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- phase
- input
- outputs
- current
- output
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к полупроводниковой преобразовательной технике и может быть использовано в тяговом асинхронном электроприводе с частотно-токовым управлением. The invention relates to a semiconductor converter technique and can be used in a traction asynchronous electric drive with frequency-current control.
Известны способ и устройство управления преобразователей с широтно-импульсной модуляцией сигнала (патент США N 4629959, МКИ H 02 P 7/42, публ. 16.12.86 "Method and apparatus for controlling PWM inverter", приоритет Японии, заявка N 57-152622 от 03.09.1982, Hitachi, Ltd.). A known method and control device for converters with pulse-width modulated signal (US patent N 4629959, MKI H 02
Согласно указанному способу формируют токовые сигналы для управления токами отдельных фаз ШИМ-преобразователя. Для этого детектируют выходные токи отдельных фаз ШИМ-преобразователя и обеспечивают формирование выходных токов сигналов, характеризующих выходные токи. Формируют для отдельной фазы ШИМ-сигналы в соответствии с величиной и полярностью ошибки по току между токовыми управляющими и выходными управляющими сигналами. According to the specified method, current signals are generated to control the currents of the individual phases of the PWM converter. For this, the output currents of the individual phases of the PWM converter are detected and the output currents of the signals characterizing the output currents are generated. For a separate phase, PWM signals are generated in accordance with the magnitude and polarity of the current error between the current control and output control signals.
Указанный способ управления реализуется устройством, которое содержит задатчик тока, контроллер скорости, усилители рассогласования сигналов, компараторы и выходные каскады, а также два датчика тока и датчик скорости, установленный на валу асинхронного электродвигателя с короткозамкнутым ротором. The specified control method is implemented by a device that contains a current controller, a speed controller, signal mismatch amplifiers, comparators and output stages, as well as two current sensors and a speed sensor mounted on the shaft of an squirrel-cage induction motor.
Рассмотренные способ и устройство управления позволяют обеспечить способ двухполярной широтно-импульсной модуляции сигнала. При этом слежение за качеством тока нагрузки осуществляется на всем периоде частоты питания асинхронного двигателя одновременно во всех трех фазах. The considered method and control device provide a method for bipolar pulse width modulation of the signal. At the same time, monitoring the quality of the load current is carried out over the entire period of the power frequency of the induction motor simultaneously in all three phases.
Однако реализация такого способа и устройства управления преобразователем в тяговом электроприводе при мощности 150-400 кВт является весьма проблематичной. Это связано с малым значением индуктивности фазы асинхронного двигателя. Поскольку частота переключения вентилей преобразователя в таких системах обратно-пропорциональна индуктивности нагрузки при прочих равных условиях, то при использовании такого способа в тяговом электроприводе резко возрастают потери в инверторе вследствие повышенной частоты переключений, а также вступают в силу ограничения по времени коммутации, что приводит к снижению КПД преобразователя в целом и увеличению минимального реализуемого тока фазы. However, the implementation of such a method and a converter control device in a traction electric drive with a power of 150-400 kW is very problematic. This is due to the small value of the phase inductance of the induction motor. Since the switching frequency of the converter valves in such systems is inversely proportional to the load inductance, ceteris paribus, when using this method in the traction electric drive, the inverter losses sharply increase due to the increased switching frequency, and also the switching time limits come into force, which leads to a decrease The efficiency of the converter as a whole and the increase in the minimum realized phase current.
Техническая задача состоит в снижении потерь в преобразователе путем снижения частоты переключений вентилей, в результате чего повышается КПД преобразователя и расширяется диапазон регулирования тока. The technical problem is to reduce losses in the converter by reducing the switching frequency of the valves, which increases the efficiency of the converter and extends the range of current regulation.
Задачу авторы предлагают решить способом управления трехфазным инвертором с ШИМ, согласно которому формируют фазовые сигналы задания тока; формируют сигналы, пропорциональные мгновенным значениям фазных токов нагрузки; формируют сигналы ошибки путем сравнения в каждой фазе сигнала задания тока и сигнала, пропорционального мгновенному значению тока нагрузки одноименной фазы; определяют знаки сигналов ошибки; в моменты перехода мгновенных фазных значений напряжения питания через нуль формируют импульсные фазовые сигналы; в соответствии с этими сигналами и сигналами, определяющими знак ошибки, формируют сигналы управления вентилями инвертора на 1/6 части периода питающего напряжения в каждой положительной и в каждой отрицательной полуволне тока каждой фазы нагрузки поочередно. При этом начальный момент слежения за током в каждой фазе одинаков. The authors propose to solve the problem by controlling a three-phase inverter with a PWM, according to which the phase signals of the current are generated; generate signals proportional to the instantaneous values of the phase currents of the load; generate error signals by comparing, in each phase, the current reference signal and the signal proportional to the instantaneous value of the load current of the same phase; determine the signs of error signals; at the instant of transition of instantaneous phase values of the supply voltage through zero, pulse phase signals are generated; in accordance with these signals and signals determining the error sign, the inverter valve control signals are generated on 1/6 of the supply voltage period in each positive and in each negative half-wave of the current of each load phase in turn. In this case, the initial moment of monitoring the current in each phase is the same.
Данный способ авторы предлагают реализовать с помощью устройства управления инвертором напряжения с ШИМ, подключенным входом к источнику постоянного тока, а выходом к асинхронному электродвигателю с короткозамкнутым ротором. The authors propose to implement this method using a voltage inverter control device with a PWM, connected by an input to a direct current source, and by an output to a squirrel-cage induction motor.
Устройство содержит датчик скорости, установленный на валу двигателя; два датчика тока, включенные в одну из двух фаз обмотки статора двигателя каждый; задатчик сигналов тока, контроллер скорости, три фазовых усилителя рассогласования сигналов, три компаратора и три выходных каскада, каждый из которых подключен к паре вентилей соответствующей фазы инвертора. Выход датчика скорости подключен к одному входу контроллера скорости, к другому входу которого подключен задатчик тока. Первые два выхода контроллера скорости подключены к усилителям рассогласования сигналов таким образом, что они соединены каждый с положительным входом соответствующего усилителя первых двух фаз и с одним из двух отрицательных входов усилителя третьей фазы. А с каждым из двух положительных входов третьего усилителя соединен выход соответствующего датчика тока. Кроме того, указанные выходы датчиков тока подключены, каждый к отрицательному входу соответственно первого и второго усилителя рассогласования сигналов. А выход каждого из трех указанных усилителей подключен к соответствующему фазному компаратору. The device includes a speed sensor mounted on the motor shaft; two current sensors included in one of the two phases of the stator winding of the motor each; a current signal adjuster, a speed controller, three phase signal mismatch amplifiers, three comparators and three output stages, each of which is connected to a pair of valves of the corresponding inverter phase. The output of the speed sensor is connected to one input of the speed controller, the current input of which is connected to another input. The first two outputs of the speed controller are connected to signal mismatch amplifiers in such a way that they are each connected to the positive input of the corresponding amplifier of the first two phases and to one of the two negative inputs of the third phase amplifier. And with each of the two positive inputs of the third amplifier, the output of the corresponding current sensor is connected. In addition, these outputs of the current sensors are connected, each to the negative input of the first and second signal mismatch amplifiers, respectively. And the output of each of these three amplifiers is connected to the corresponding phase comparator.
Дополнительно в устройство введено постоянное запоминающее устройство, к первым трем входам которого подключены соответствующие вторые три выхода контроллера скорости. К другим трем входам его подключены соответственно выходы компараторов. А выходы запоминающего устройства подключены каждый к соответствующему фазовому выходному каскаду. Additionally, a permanent storage device is introduced into the device, the corresponding second three outputs of the speed controller are connected to the first three inputs of which. The other three inputs are connected respectively to the outputs of the comparators. And the outputs of the storage device are each connected to a corresponding phase output stage.
Новым в предлагаемом способе является то, что одновременно с формированием фазовых сигналов задания тока и сигналов, пропорциональных мгновенным значениям фазных токов нагрузки, формируют в моменты перехода мгновенных фазных значений питающего напряжения через нуль импульсные фазные сигналы. И в соответствии с этими сигналами и с сигналами, определяющими знак ошибки между фазными сигналами задания тока и сигналами, пропорциональными мгновенным значениям фазных токов нагрузки, формируют сигналы управления вентилями. Причем эти сигналы формируют только на 1/6 части периода питающего напряжения в каждой положительной и в каждой отрицательной полуволне тока каждой фазы нагрузки поочередно, а начальный момент слежения за током в каждой фазе одинаков. New in the proposed method is that simultaneously with the formation of phase signals for setting the current and signals proportional to the instantaneous values of the phase currents of the load, pulse phase signals are generated at the instant of transition of the instantaneous phase values of the supply voltage through zero. And in accordance with these signals and with signals determining the sign of error between the phase signals for setting the current and signals proportional to the instantaneous values of the phase currents of the load, the valve control signals are generated. Moreover, these signals form only on 1/6 of the period of the supply voltage in each positive and in each half wave of the current of each phase of the load in turn, and the initial moment of monitoring the current in each phase is the same.
Новым в предлагаемом устройстве является то, что в него введено постоянное запоминающее устройство, с одной стороны подключенное к контроллеру скорости, а с другой стороны к компараторам. А выходы этого запоминающего устройства подключены к соответствующему фазовому выходному касаду каждый. New in the proposed device is that it introduced a permanent storage device, on the one hand connected to a speed controller, and on the other hand to comparators. And the outputs of this storage device are connected to the corresponding phase output cascade each.
Это позволяет снизить частоту коммутаций тока в вентилях инвертора и тем самым снизить потери от переключений вентилей, а также расширить диапазон регулирования тока. This allows you to reduce the frequency of current switching in the inverter valves and thereby reduce the losses from switching the valves, as well as expand the range of current regulation.
На основании вышеизложенного можно сделать вывод, что предлагаемые способ и устройство связаны между собой единым изобретательским замыслом. Сравнение заявляемых технических решений с прототипами позволяет установить соответствие их критерию "новизны". Кроме того, сказанное позволяет сделать вывод о наличии причинно-следственной связи между совокупностью существенных признаков и достигаемым техническим результатом. Based on the foregoing, we can conclude that the proposed method and device are interconnected by a single inventive concept. Comparison of the claimed technical solutions with prototypes allows us to establish compliance with their criterion of "novelty." In addition, the above allows us to conclude that there is a causal relationship between the totality of essential features and the achieved technical result.
На фиг. 1 приведена схема заявляемого устройства, с помощью которого реализуется заявляемый способ управления вентилями инвертора с ШИМ; на фиг. 2 диаграмма заданных и фактических токов фаз двигателя, трехфазная последовательность импульсных сигналов и диаграмма фазных управляющих сигналов тиристорами инвертора; на фиг. 3 диаграмма заданного и фактического тока фазы А в зоне слежения α; на фиг. 4 схема включения тиристоров инвертора в интервале слежения за током фазы А двигателя; на фиг. 5 структурная схема контроллера скорости. In FIG. 1 shows a diagram of the inventive device, with the help of which the inventive method for controlling the valves of an inverter with PWM is implemented; in FIG. 2 diagram of the set and actual currents of the phases of the motor, a three-phase sequence of pulse signals and a diagram of the phase control signals of the inverter thyristors; in FIG. 3 is a diagram of the set and actual phase A current in the tracking zone α; in FIG. 4 diagram of the inclusion of inverter thyristors in the interval for monitoring the current of phase A of the motor; in FIG. 5 is a block diagram of a speed controller.
Проследим реализацию предлагаемого способа управления трехфазным инвертором с ШИМ с помощью предлагаемого устройства (фиг.1). We follow the implementation of the proposed method of controlling a three-phase inverter with a PWM using the proposed device (figure 1).
Указанное устройство управления инвертором 1 напряжения с ШИМ, подключенным на входе (зажимы +, -) к источнику 2 постоянного тока, а на выходе (фазы a, b, c) к асинхронному электродвигателю 3 с короткозамкнутым ротором, содержит датчик 4 скорости, установленный на валу двигателя 3; два датчика 5 и 6 тока, включенные каждый в одну из двух фаз обмотки статора двигателя 3 (датчик 5 в фазу А, датчик 6 в фазу В). Кроме того, предлагаемое устройство содержит задатчик 7 сигналов тока, контроллер 8 скорости, три фазовых усилителя 9, 10 и 11 (фазы А, В, С) рассогласования сигналов; три компаратора 12, 13 и 14 и три выходных каскада 15, 16 и 17, каждый из которых выходами 18 и 19; 20 и 21; 22 и 23 подключен к паре вентилей 24 и 27; 25 и 28; 26 и 29 соответствующей фазы А, В, С инвертора (выходной каскад 15 выходами 18 и 19 подключен к вентилям 24 и 27 фазы А, выходной каскад 16 выходами 20 и 21 к вентилям 25 и 28 фазы В, выходной каскад 17 выходами 22 и 23 к вентилям 26 и 29 фазы С). The specified control device of the
Выход 30 датчика скорости 4 подключен к одному (одноименному) входу 30 контроллера 8 скорости, к другому входу 31 которого подключен задатчик 7 сигналов тока. The output 30 of the
Первые два выхода 32 и 33 контроллера 8 скорости подключены к усилителям 9, 10 и 11 рассогласования сигналов таким образом, что они соединены каждый с положительным входом 34 и 35 соответствующего усилителя 9 и 10 первых двух фаз А и В (выход 32 с положительным входом 34 усилителя 9 фазы А, выход 33 с положительным входом 35 усилителя 10 фазы В и с одним из двух отрицательных входов ( 36 и 37) усилителя 11 третьей фазы С ( выход 32 с отрицательным входом 36, а выход 33 с отрицательным входом 37). А с каждым из двух положительных входов 38 и 39 третьего усилителя 11 соединен одноименный выход соответствующего датчика 5 и 6 тока ( с положительным входом 38 выход 38 датчика 5, с положительным входом 39 выход 39 датчика 6). The first two
Кроме того, указанные выходы 38 и 39 датчиков 5 и 6 тока подключены каждый к отрицательному входу 40 (41) соответственно первого 9 и второго 10 усилителя рассогласования сигналов (выход 38 датчика 5 к отрицательному входу 40 усилителя 9, а выход 39 датчика 6 к отрицательному входу 41 усилителя 10). In addition, these outputs 38 and 39 of the current sensors 5 and 6 are each connected to the negative input 40 (41) of the first 9 and second 10 signal mismatch amplifiers (output 38 of the sensor 5 to the negative input 40 of the amplifier 9, and the output 39 of the sensor 6 to the negative input 41 of the amplifier 10).
Выход 42 (43 и 44) каждого из трех 9 (10 и 11) указанных усилителей подключен к соответствующему компаратору 12( 13 и 14). The output 42 (43 and 44) of each of the three 9 (10 and 11) of these amplifiers is connected to the corresponding comparator 12 (13 and 14).
Дополнительно в него введено постоянное запоминающее устройство 45 (ПЗУ). К первым трем входам 46, 47 и 48 ПЗУ 45 подключены соответствующие вторые три выхода 46, 47 и 48 контроллера 8 скорости. К другим трем входам 49, 50 и 51 его подключены соответственно выходы одноименные компараторов 12, 13 и 14. А выходы 52, 53 и 54 запоминающего устройства 45 подключены каждый к соответствующему фазовому выходному каскаду 15, 16 и 17. Additionally, a permanent storage device 45 (ROM) is introduced therein. The first three
Контроллер 8 скорости включает в себя сумматоры 55 и 55 сигналов, счетчик 56 импульсов, второе 57, третье 58 и четвертое 59 постоянные запоминающие устройства, два цифроаналоговых преобразователя 60 и 61, два аналоговых ключа 62 и 63, инвертирующий усилитель 64 и функциональный преобразователь 65. Вход 66 последнего 65 является вторым входом 31 контроллера 8 скорости, а выход 67 указанного функционального преобразователя 65 подключен к первому входу 67 сумматора 55 сигналов. Второй вход 68 его является первым входом 30 контроллера 8 скорости. Выход 69 сумматора 55 сигналов подключен к счетному входу 69 счетчика 56 импульсов с коэффициентом счета, определяемым числом импульсов от датчика скорости и числом пар полюсов двигателя. Выход 70 указанного счетчика 56 подключен к входам 70, 71 и 72 соответственно второго 57, третьего 58 и четвертого 59 запоминающих устройств. Первые три выхода 73, 74 и 75 второго 57 запоминающего устройства являются вторыми тремя выходами 46, 47 и 48 контроллера 8 скорости трехфазные импульсные последовательности сигналов тока и скорости. Кроме того, два других выхода 76 и 77 второго 57 запоминающего устройства подключены каждый к управляющему входу 76 и 77 одного из двух аналоговых ключей 62 и 63. В каждом из последних второй вход 78 и 79 прямого сигнала соединен с входом 80 инвертирующего усилителя 64 и входом 66 функционального преобразователя 65. Третий вход 81 и 82 инверсного сигнала каждого из аналоговых ключей 62 и 63 подключен к выходу 83 инвертирующего усилителя 64. Выходы 84 и 85 указанных аналоговых ключей 62 и 63 соединены каждый с первым входом 84 и 85 соответственно одного из двух цифроаналоговых преобразователей 60 и 61. Второй вход 86 первого 60 из них подключен к выходу 86 третьего 58 запоминающего устройства. Второй вход 87 второго 61 из них подключен к выходу 87 четвертого 59 запоминающего устройства. А выходы 88 и 89 обоих цифроаналоговых преобразователей 60 и 61 являются соответственно первыми 32 и 33 двум выходами контроллера 8 скорости. The
Кроме того, параллельно каждому тиристору 24-29 инвертора 1 фиг. 1 подключен свой обратный диод 90-95, а на входе инвертора 1 включен конденсатор 96 фильтра. In addition, parallel to each thyristor 24-29 of the
Датчик 4 скорости фиг. 1 общеизвестен и приведен, например, в техническом проекте ИДБМ. 566434 001 "Вагон метрополитена с тяговым асинхронным приводом. Комплект электрооборудования", М-Л, 1983. The
В качестве датчиков 5 и 6 тока может быть применен модуль LEMT 500- S швейцарской фирмы LEM см. каталог "The answer is LEM" (Pioneering power electronies N 1, in innovation and production of isolated current and voltage transducters. 920131/2 LEM SA. Case postale 785121 Grand-Laney 1, Geneve, Switzerland. As sensors 5 and 6 of the current, the LEMT 500-S module of the Swiss company LEM can be used; see the catalog "The answer is LEM" (Pioneering
Задатчик 7 сигнала может быть выполнен по схеме, приведенной в книге Башарин А. В. Новиков В.А. Соколовский Г. Г. Управление электроприводами. - Учебное пособие для вузов. Л. Энергоатомиздат, 1982. The
Схема контроллера 8 скорости приведена в техническом проекте ИДБМ. 566434 001 Вагон метрополитена с тяговым асинхронным приводом комплект электрооборудования, М. Л, 1983. The circuit of the
Усилители 9, 10 и 11 рассогласования могут быть выполнены на базе стандартных ОУ, например, К 140УД6 или аналогичных им, см. справочник Аналоговые и цифровые интегральные микросхемы под ред. С. В. Якубовского. М. Радио и связь, 1984. Mismatch amplifiers 9, 10, and 11 can be performed on the basis of standard op amps, for example, K 140UD6 or similar, see the manual Analog and Digital Integrated Circuits, ed. S.V. Yakubovsky. M. Radio and Communications, 1984.
Компараторы 12, 13 и 14 могут быть выполнены на базе интегрального компаратора, например, К554САЗ. Comparators 12, 13 and 14 can be made on the basis of an integrated comparator, for example, K554CAZ.
Схема выходных каскадов 15, 16 и 17 приведена в техническом проекте ИДБМ 566434.001 Вагон метрополитена с тяговым асинхронным приводом. Комплект электрооборудования, М. Л. 1983. The scheme of output stages 15, 16 and 17 is given in the technical design IDBM 566434.001 Subway car with traction asynchronous drive. A set of electrical equipment, M. L. 1983.
ПЗУ 45 может быть выполнено на базе интегральной схемы КР 556РТ5, см. справочник Аналоговые и цифровые интегральные микросхемы под ред. С. В. Якубовского. М. Радио и связь, 1984. ROM 45 can be performed on the basis of the integrated circuit КР 556РТ5, see the reference book Analog and Digital Integrated Circuits, ed. S.V. Yakubovsky. M. Radio and Communications, 1984.
Схемное решение сумматора 55 известно и может быть использовано из технического проекта ИДБМ. 566434.001 Вагон метрополитена с тяговым асинхронным приводом. Комплект электрооборудования, М. Л. 1983. The circuit design of the
Счетчик 56 импульсов может быть выполнен на базе микросхем К555ИЕ10. Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы. Справочник. Челябинск: Металлургия, 1988. The
Постоянные запоминающие устройства 57, 58 и 59, цифроаналоговые преобразователи 60 и 61, аналоговые ключи 62 и 63, инвертирующий усилитель 64 приведены в справочнике Аналоговые и цифровые интегральные схемы /под ред. С. В. Якубовского, М. Радио и связь. М. 1984. Read-
Рассмотрим работу предлагаемого устройства, реализующего предлагаемый способ управления. Consider the operation of the proposed device that implements the proposed control method.
В задатчике 7 сигналов фиг. 1 вырабатывается сигнал, пропорциональный требуемому моменту на валу двигателя 3. Этот сигнал поступает на вход 31 контроллера 8 скорости. На вход 30 контроллера 8 скорости с одноименного выхода датчика 4 скорости поступает сигнал, пропорциональный скорости вращения ротора двигателя 3. В контроллере 8 скорости сигнал, поступающий по входу 31, преобразуется в два сигнала: один из них пропорционален заданному абсолютному скольжению. В результате после преобразований в контроллере 8 скорости на его выходах 32 и 33 появляются сигналы, пропорциональные фазным мгновенным значениям заданного тока: на выходе 32 isza заданный ток фазы А, на выходе 33 iszb заданный ток фазы В двигателя 3. При этом частота заданного тока, сформированного в контроллере 8 скорости, определяется суммой сигнала, пропорционального заданному абсолютному скольжению, и сигнала 30, пропорционального скорости вращения ротора. In the
Как и в прототипе, в данном устройстве измеряются и формируются токи только двух фаз А и В, а ток третьей фазы С определяется по известному соотношению:
iA + iB +iC 0
откуда
iC -iA iB.As in the prototype, in this device, the currents of only two phases A and B are measured and formed, and the current of the third phase C is determined by the known ratio:
iA + iB +
where from
iC -iA iB.
В системах частотно-токового управления электроприводом наиболее часто применяются импульсные датчики скорости. На выходе такого датчика частота импульсов в "К" раз превышает частоту вращения вала двигателя "К" число прорезей или зубцов на диске датчика. Например, если вал вращается с частотой 1 Гц 1 об/с, то при 96 зубцах выходная частота равна К•fr 96 Гц, где fr частота вращения вала ротора двигателя.In systems of frequency-current control of an electric drive, pulse speed sensors are most often used. At the output of such a sensor, the pulse frequency "K" times the frequency of rotation of the motor shaft "K" the number of slots or teeth on the sensor disk. For example, if the shaft rotates with a frequency of 1 Hz 1 r / s, then with 96 teeth the output frequency is equal to K • f r 96 Hz, where f r the frequency of rotation of the rotor shaft of the motor.
В системах частотного управления обычно требуют, чтобы абсолютное скольжение т.е. разность между частотой питания двигателя и частотой вращения вала было постоянным:
fs-fr=const или K(fs-fr)=const
Тогда, зная величину К•fr, можно, просуммировав последнюю с величиной заданного абсолютного скольжения, а точнее с величиной, ему пропорциональной, определить величину, пропорциональную частоте питания двигателя. Именно эту функцию суммирования заданного скольжения и сигнала с выхода датчика скорости выполняет сумматор 55 фиг. 5.Frequency control systems usually require absolute slip i.e. the difference between the engine power frequency and the shaft speed was constant:
f s -f r = const or K (f s -f r ) = const
Then, knowing the value of K • f r , we can summarize the latter with the value of the given absolute slip, or rather with the value proportional to it, to determine the value proportional to the frequency of the motor power. It is this function of adding the given slip and the signal from the output of the speed sensor that the
Частота импульсов на выходе сумматора 55 равна К•fs, где fs частота питания двигателя 3.The pulse frequency at the output of the
Эти импульсы поступают на счетный вход 69 счетчика 56 импульса с коэффициентом пересчета равным K, причем каждый импульс на входе 69 увеличивает содержимое счетчика 56 на единицу от 0 до К-1. К-й импульс обнуляет счетчик и процесс повторяется. Иначе говоря, на выходе 70 счетчика 56 формируется цифровой код углового положения вектора фазного напряжения двигателя с дискретностью 2π /К. These pulses are fed to the counting
Причем условно берем нулевое состояние счетчика за 0 эл. град. Кроме того, будем полагать, что в этот момент времени напряжение на фазе А двигателя напряжения сменит знак минус на плюс. Moreover, we conditionally take the zero state of the counter for 0 email. hail. In addition, we will assume that at this point in time the voltage on phase A of the voltage motor will change the minus sign to plus sign.
Чтобы сформировать трехфазную последовательность Za, Zб, Zc, подадим выходной код счетчика 56 на адресные входы 70 первого постоянного запоминающего устройства ПЗУ 57. Разряд Za этого ПЗУ 57 запрограммируем таким образом, чтобы по адресам от 0 до К/2-1 в нем была записана "1", а по адресам от К/2 до К-1 был записан "0". Разряд Zb сдвинем вправо по отношению к Za на 120 эл. град. или на К/3 шагов. Иначе говоря, в разряд Zb "1" начнем записывать, начиная с ячейки с номером К/3-1, причем количество ячеек, занятых под "1" аналогично Za, будет составлять К/2. Остальные ячейки разряда Zb занимаются нулями. Для разряда Zc поступим аналогично разряду Zb, сдвинув вправо содержимое его ячеек еще на К/3 шагов. To form a three-phase sequence Za, Zb, Zc, we apply the output code of the
Одновременно в контроллере 8 скорости формируется трехфазная импульсная последовательность сигналов Za, Zb, Zc, опережающая синусоидальную последовательность заданных токов на некоторый фиксированный угол v фиг. 2. Величина этого угла выбирается согласно паспортному значению cosΦ двигателя 3, и обычно она находится в пределах 30 эл.град. Поскольку слежение за формой тока по предлагаемому способу осуществляется на интервале, ограниченном 1/6 частью периода и дважды за период, то на фиг. 2 этот интервал слежения показан, как a = π/3 Причем в каждой фазе зона слежения α имеет место в положительной и отрицательной полуволне тока по отношению к переходу синусоиды заданного тока через нуль зоны слежения a сдвинуты на угол v, а по отношению к импульсным сигналам Z зоны a расположены точно в середине полупериода. At the same time, a three-phase pulse sequence of signals Za, Zb, Zc is formed in the
Сигналы isza и iszb заданных токов А и В поступают в усилители 9, 10 и 11 фиг.1 рассогласования сигналов: по положительному входу 34 усилителя 9 - сигнал isza, по положительному входу 35 усилителя 10 сигнал iszb, по отрицательному входу 36 и 37 усилителя 11 соответственно сигналы isza и isza. The signals isza and iszb of the specified currents A and B are received in amplifiers 9, 10 and 11 of figure 1 of the signal mismatch: on the positive input 34 of the amplifier 9 - the isza signal, on the positive input 35 of the amplifier 10 iszb signal, on the negative input 36 and 37 of the amplifier 11 respectively, isza and isza signals.
Одновременно на другие входы каждого из перечисленных усилителей 9, 10 и 11 с выходов 38 и 39 датчиков тока 5 и 6 поступают сигналы, пропорциональные текущим значениям фактического тока по фазам А и В двигателя, а именно: на отрицательный вход 40 усилителя 9 сигнал, пропорциональный фактическому току фазы А, на отрицательный вход 41 усилителя 10 сигнал, пропорциональный фактическому току фазы В, на положительные входы 38 и 39 сигналы соответственно. At the same time, the other inputs of each of the listed amplifiers 9, 10 and 11 from the outputs 38 and 39 of the current sensors 5 and 6 receive signals proportional to the current values of the actual current in phases A and B of the motor, namely: to the negative input 40 of the amplifier 9, the signal is proportional the actual current of phase A, to the negative input 41 of amplifier 10, a signal proportional to the actual current of phase B, to the positive inputs 38 and 39 of the signals, respectively.
Кроме ПЗУ 57, выходной код счетчика 56 поступает еще на адресные входы 71 и 72 двух ПЗУ 58 А и 59 В. Так как выходной код счетчика 56 есть, по сути, код углового положения, то при помощи ПЗУ 58 и 59 легко получать коды двух синусоид, сдвинутых на 120 эл.град. записывая по каждому адресу этих ПЗУ 58 и 59 дискретные значения синуса. Естественно, что таких значений будет столько, сколько значений принимает код счетчика 56, т.е. К. Таким образом, на выходах 86 и 87 ПЗУ 58 и 59 мы имеем К значений двух синусоидальных функций, сдвинутых по фазе, в виде цифровых кодов. In addition to the
Далее при помощи двух цифроаналоговых преобразователей ЦАП 60 и 61 эти коды преобразуются в аналоговую форму, причем амплитуда этих сигналов должна быть равна величине заданного тока. Для этого аналоговый сигнал на входе 31 контроллера 8 скорости инвертируется в инвертирующем усилителе 64 с целью получения сигнала "-isz". Оба указанных сигнала, равные по модулю, но противоположные по знаку, поступают на аналоговые ключи 62 и 63. Ключи 62 и 63 подключают входы 84 и 85 опорного напряжения, соответствующего ЦАП 60 и 61 к зажимам 80 isz либо 83 "-isz" в зависимости от того, какая полуволна синусоиды формируется положительная или отрицательная. Управляются ключи 62 и 63 специальными сигналами 76 и 77 из ПЗУ 57, фронт и срез которых совпадает с переходом через нуль соответствующих цифровых синусоид. Then, using two digital-to-analog converters,
Важным обстоятельством является то, что сигналы Za, Zb, ZC будут однозначно определять фазу основной гармоники фазных напряжений двигателя. Сигналы же isza, iszb на выходах 88 и 89 ЦАП 60 и 61 определяют основную гармонику фазного тока. Однако, как известно, при активно-индуктивной нагрузке каковой в первом приближении является асинхронный двигатель основная гармоника тока отстает по фазе от напряжения. Это необходимо учитывать при программировании рассматриваемого контроллера 8 скорости. Учет должен заключаться в том, что цифровые синусоиды в ПЗУ 58 и 59 должны быть сдвинуты вправо на необходимое число шагов, минимальное значение шага в нашем случае 2π /К. На такое же число шагов должны быть сдвинуты данные в разрядах, управляющие ключами 62 и 63 по отношению к данным Za, Zb, Zc. An important circumstance is that the signals Za, Zb, ZC will uniquely determine the phase of the fundamental harmonic of the phase voltage of the motor. The signals isza, iszb at the outputs 88 and 89 of the
В частотно-токовой системе управления электроприводом должна быть определена зависимость тока двигателя от величины абсолютного скольжения. Это может быть осуществлено с применением известных критериев оптимальности например, максимума момента или с наложением требуемых условий реализации характеристик например, постоянства магнитного потока. Для электропривода, предназначеннного для эксплуатации в условиях метрополитена наиболее употребим второй случай, с применением которого и рассчитывается искомая зависимость. In the frequency-current control system of the electric drive, the dependence of the motor current on the absolute slip value must be determined. This can be done using well-known optimality criteria, for example, maximum torque, or by imposing the required conditions for the implementation of characteristics, for example, magnetic flux constancy. For an electric drive designed for operation in the subway, we most often use the second case, with the use of which the desired dependence is calculated.
Поскольку двигатель охвачен глубокой отрицательной обратной связью потоку, то в статическом режиме будет наблюдаться равенство фактического и заданного токов статора, а значит рассчитанную кривую можно в полной мере отнести и к заданному току статора. Указанная зависимость реализуется функциональным преобразователем 65. Он может быть выполнен многими способами, в том числе табличным при помощи ПЗУ. Логические функции, которые реализуются в ПЗУ 45 имеют вид:
Xa=(Zb+Zc)•Ya+Za
Xb=(Za+Zc)•Yb+Zb
Xc=(Za+Zb)•Yc+Zc
где Xa, Xb, Xc выходные сигналы 52, 53, 54 ПЗУ 45;
Ya, Yb, Yc выходные сигналы 49, 50 и 51 кампараторов 12, 13 и 14;
+ знак суммы по модулю 2;
знак инверсии;
* знак логического умножения;
+ знак логического сложения.Since the motor is covered by deep negative feedback to the flow, in the static mode, the equality of the actual and given stator currents will be observed, which means that the calculated curve can be fully attributed to the given stator current. The specified dependence is implemented by the
Xa = (Zb + Zc) • Ya + Za
Xb = (Za + Zc) • Yb + Zb
Xc = (Za + Zb) • Yc + Zc
where Xa, Xb, Xc are output signals 52, 53, 54 of ROM 45;
Ya, Yb, Yc output signals 49, 50 and 51 of the camera 12, 13 and 14;
+ sum sign modulo 2;
sign of inversion;
* sign of logical multiplication;
+ sign of logical addition.
В каждом усилителе 9, 10, 11 рассогласования определяется разность токов заданного и фактического:
Ek=[iszk(t)-isk(t)]
где К фазы А. B. C iszk текущее значение заданного тока фазы К;
isk(t) текущее значение фактического тока фазы К.In each amplifier 9, 10, 11 of the mismatch, the difference between the currents of the given and the actual is determined:
E k = [iszk (t) -isk (t)]
where K is phase A. B. C iszk is the current value of the set current of phase K;
isk (t) current value of the actual current of phase K.
Таким образом, на выходах 42, 43 и 44 усилителей 9, 10 и 11 рассогласования появляются сигналы соответственно Ea, Eb, Ec, поступающие по одноименным входам 42, 43 и 44 в компараторы 12, 13 и 14, в каждом из которых определяется знак разности, а именно:
yk=sign Eк,
где к фазы A, B, C
В результате на входы 49, 50 и 51 постоянного запоминающего устройства ПЗУ 45 поступают сигналы соответственно
ya=sign Ea, yb=sign Eb, yc=sign Ec
Кроме того, на входы 46, 47 и 48 ПЗУ 45 с одноименных выходов 46, 47 и 48 контроллера 8 скорости поступают импульсные сигналы, соответственно Za, Zb, Zc.Thus, at the outputs 42, 43, and 44 of the mismatch amplifiers 9, 10, and 11, the signals Ea, Eb, Ec, respectively, arrive at the inputs 42, 43, and 44 of the same name and into the comparators 12, 13, and 14, in each of which the sign of the difference , namely:
yk = sign Ek,
where k phase A, B, C
As a result, the inputs 49, 50 and 51 of the read-only memory ROM 45 receive signals, respectively
ya = sign Ea, yb = sign Eb, yc = sign Ec
In addition, the
В ПЗУ 45 в соответствии с заданным алгоритмом включения тиристоров 24-29 инвертора 1 из комбинации конкретных сигналов, поступающих в текущий момент времени по каналам 46, 49; 49, 50 и 48, 51 формируются сигналы 52, 53 и 54, поступающие в выходные каскады 15, 16 и 17, а с выходов указанных каскадов по каналам управления 18, 19; 20, 21 и 22, 23 тиристорами 24, 27; 25, 28; и 26, 29 соответственно фаз А, В, С поступает информация сигналы Xa, Xb, Xc о включении и выключении тиристоров. In the ROM 45, in accordance with a predetermined algorithm for turning on the thyristors 24-29 of the
Анализ комбинаций сигналов Zk и Yk, поступающих по каналам 46, 47, 48 и 49, 50 и 51 в ПЗУ, осуществляется заранее и по имеющемуся алгоритму переключений тиристоров для данного способа слежения за током позволяет определить значение Xk. Полученная таблица соответствия сигналов Zk, Yk и Xk заносится в ПЗУ 45. An analysis of the combinations of signals Zk and Yk coming through
Рассмотрим описанные процессы более подробно по диаграммам токов и сигналов управления, приведенным на фиг. 2 и 3. Let us consider the described processes in more detail from the diagrams of currents and control signals shown in FIG. 2 and 3.
Предварительно условимся считать, что "1" в сигналах Xk управления тиристорами фаз A, B, C означает открытие анодного тиристора соответствующей фазы, а "0" открытие катодного тиристора данной фазы. Preliminarily, we assume that “1” in the control signals Xk of thyristors of phases A, B, C means the opening of the anode thyristor of the corresponding phase, and “0” the opening of the cathode thyristor of this phase.
На фиг. 3 выделена зона слежения в положительную полуволну тока фазы Aisa(t). Чтобы удержать фактический ток фазы А вблизи значений заданного тока isza(t) на протяжении зоны a слежения поступаем следующим образом. На всем протяжении рассматриваемой зоны a включаем катодные тиристоры 28 и 29 фаз В и С, чему соответствуют "нули" сигналов управления Xb и Xc см. фиг. 2 и 3 - каналы управления, соответственно 21 и 23. На фиг. 4 катодные тиристоры 28 и 29 фаз В и С показаны в виде ключей, замкнутых на "минус" источника 2 питания ed. А тиристоры 24 и 27 фазы А переключаем в соответствии со знавком рассогласования ya между заданным и фактическим током в фазе. In FIG. 3, the tracking zone in the positive half-wave of the current of the Aisa (t) phase is highlighted. In order to keep the actual phase A current near the values of the given current isza (t) throughout the tracking zone a, we proceed as follows. Throughout the entire zone a, we turn on the
Например, в момент 0 фиг. 3 isa(t)<isza(t), или Ea=[iza(t)-isa(t)]>0
Поэтому должна быть подана команда по каналу 18 на открытие анодного тиристора 24 фазы А фиг.3, что соответствует верхнему положению ключа фазы А на фиг. 4. При этом через фазу А двигателя 3 потечет нарастающий ток фиг. 3. В момент 1 фактический ток isa(t) становится больше заданного isza(t), т.е. isa(t)>issa(t) и E=[isza(t)=isa(t)]<0, что приведет к гашению анодного тиристора 24 фазы А и практически одновременному открытию катодного тиристора 27 фазы А по каналу 19. При этом фазы А, В, с двигателя оказывается законченными на "минус" источника притания 2, и тем самым ток в фазе А начнет спадать (фиг. 3) до момента 2, когда Ea опять станет больше нуля Ea>0. Тиристоры 27 и 24 фазы А вновь переключаются и по фазе А до момента 3 будет вновь протекать нарастающий ток. А далее процесс будет повторяться на всей зоне слежения. Ширина зоны нечуствительности d для переключения тиристоров 24 и 27, определяется неидеальностью исполнения конкретных узлов схемы, например, гистерезис, инерционность и запаздывание компараторов.For example, at
Therefore, a command should be given through
В момент 4 (фиг. 2 и 3) произойдет смена зон слежения. Зона a слежения переместится в фазу С фиг. 2. Теперь на интервале a слежения постоянно будут включениы: анодный тиристор 24 фазы А и анодный тиристор 25 фазы В. А поддержание тока фазы С на заданном уровне будет осуществляться переключением тиристоров 26 и 29 фазы С по алгоритму, описанному выше для фазы А. At time 4 (FIGS. 2 and 3), the tracking zones will change. The tracking zone a will move to phase C of FIG. 2. Now, on the monitoring interval a, the following will be constantly turned on: the
Затем аналогичное слежение за током переходит в фазу В и, таким образом, за период выходной частоты имеют место шесть зон слежения, меняющихся циклически по определенному алгоритму (фиг. 2). Алгоритм управления внутри каждой зоны одинаков, но применяется для соответствующих тиристоров в каждой фазе. Then, a similar tracking of the current goes into phase B and, thus, for the period of the output frequency there are six tracking zones that change cyclically according to a certain algorithm (Fig. 2). The control algorithm within each zone is the same, but is applied to the corresponding thyristors in each phase.
Алгоритм управления вентилями 24 29 в каждой фазе вне зоны слежения идентичен, и его можно проследить по фиг. 2 на интервале полного периода фазы А. The control algorithm of the
Реализация рассмотренного способа управления вентилями инвертора на 1/6 периода дважды за период позволяет сохранить способность системы к выходу на полное напряжение при 180-градусном управлении, когда напряжение на нагрузке меняется по величине и знаку на каждой 1/6 части периода. И, кроме того, такой способ управления позволяет удерживать ток в нагрузке на заданном уровне при скоростях движения, меньших номинального значения. При этом значительно уменьшаются потери в преобразователе путем снижения частоты переключений, так как модуляция занимает 1/3 периода 1/6 часть периода в положительной и 1/6 часть периода в отрицательной полуволне в каждой фазе. Если принять за 100 модуляцию на всем периоде то в среднем снижение частоты переключений в фазе фостигает 66 Кроме того, при таком способе управления скорость спадания тока по сравнению со скоростью его нарастания в зоне слежения a меньше, что позволяет дополнительно снизить частоту переключений. Исследования показали, что в электроприводах средней и большой мощности частота переключений вентилей по сравнению с двухполярной ШИМ при одинаковой частоте пульсаций тока падает с 1 кГц до 100.150 Гц. Implementation of the considered method of controlling the inverter valves for 1/6 of the period twice per period allows maintaining the ability of the system to reach full voltage at 180-degree control, when the voltage at the load changes in magnitude and sign on each 1/6 of the period. And, in addition, this control method allows you to hold the current in the load at a given level at speeds lower than the nominal value. At the same time, losses in the converter are significantly reduced by reducing the switching frequency, since the modulation takes 1/3 of the period, 1/6 of the period in the positive and 1/6 of the period in the negative half-wave in each phase. If we take modulation over 100 for the entire period, then the average decrease in the switching frequency in the phase is 66. In addition, with this control method, the current decay rate is lower than the increase rate in the tracking zone a, which further reduces the switching frequency. Studies have shown that in medium and high power drives, the switching frequency of valves compared to a bipolar PWM at the same current ripple frequency drops from 1 kHz to 100.150 Hz.
Сужение зоны слежения до 1/6 части периода вне зоны слежения a к некоторому отклонению кривой тока от заданной синусоидальной формы. Однако при этом форма тока вне зоны слежения не отличается от классической формы тока при 180-градусном способе управления, который применяется в тяговых электроприводах средней и большой мощности практически во всех случаях. А при скоростях выше номинального значения электропривод переходит на алгоритм 180-градусного управления с такой же огибающей тока. The narrowing of the tracking zone to 1/6 of the period outside the tracking zone a to a certain deviation of the current curve from a given sinusoidal shape. However, the current shape outside the tracking zone does not differ from the classical current shape with a 180-degree control method, which is used in traction electric drives of medium and high power in almost all cases. And at speeds above the nominal value, the electric drive switches to a 180-degree control algorithm with the same current envelope.
Таким образом, предлагаемый способ управления позволяет существенно снизить потери в инверторе при незначительном изменении формы тока вне зоны регулирования и является технически реализуемым в электроприводах средней и большой мощности. Thus, the proposed control method can significantly reduce losses in the inverter with a slight change in the shape of the current outside the control zone and is technically feasible in medium and high power drives.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU95109367A RU2091979C1 (en) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | Method of control of three-phase voltage inverter from busbars and device required to realize it |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU95109367A RU2091979C1 (en) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | Method of control of three-phase voltage inverter from busbars and device required to realize it |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU95109367A RU95109367A (en) | 1997-04-27 |
| RU2091979C1 true RU2091979C1 (en) | 1997-09-27 |
Family
ID=20168604
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU95109367A RU2091979C1 (en) | 1995-06-06 | 1995-06-06 | Method of control of three-phase voltage inverter from busbars and device required to realize it |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2091979C1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2628765C1 (en) * | 2013-08-21 | 2017-08-22 | Тойота Дзидося Кабусики Кайся | Electric motor control equipment |
-
1995
- 1995-06-06 RU RU95109367A patent/RU2091979C1/en active
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Патент США N 4629959, кл. H 02 P 7/42, 1986. * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2628765C1 (en) * | 2013-08-21 | 2017-08-22 | Тойота Дзидося Кабусики Кайся | Electric motor control equipment |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| RU95109367A (en) | 1997-04-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Viswanathan et al. | Commutation torque ripple reduction in the BLDC motor using modified SEPIC and three-level NPC inverter | |
| US5736825A (en) | Method and apparatus for linearizing pulse width modulation by modifying command voltges | |
| Zheng et al. | A novel direct torque control scheme for a sensorless five-phase induction motor drive | |
| Matsui et al. | Application of parallel connected NPC-PWM inverters with multilevel modulation for AC motor drive | |
| US4490661A (en) | Control system for synchronous brushless motors utilizing torque angle control | |
| Becerra et al. | Commutation of SR motors | |
| US5757636A (en) | Multi-phase inverters utilizing discontinuous PWM with dead bands | |
| Kaarthik et al. | Medium-voltage drive for induction machine with multilevel dodecagonal voltage space vectors with symmetric triangles | |
| US4467262A (en) | Polyphase motor drive system with balanced modulation | |
| Mathew et al. | A hybrid multilevel inverter system based on dodecagonal space vectors for medium voltage IM drives | |
| US5657216A (en) | Method and apparatus for linearizing pulse width modulation in overmodulation region | |
| US4306182A (en) | Polyphase motor drive system with balanced modulation | |
| US5747958A (en) | Circuit arrangement for powering a two-phase asynchronous motor | |
| Almani et al. | An improved technique for energy-efficient starting and operating control of single phase induction motors | |
| Singh et al. | Matrix converter operated hysteresis current controlled BLDC motor drive for efficient speed control and improved power quality | |
| RU2091979C1 (en) | Method of control of three-phase voltage inverter from busbars and device required to realize it | |
| Kumar et al. | Modified PWM technique for a multi-pulse converter fed multilevel inverter based IM drive | |
| CA1176703A (en) | Method for operating a frequency converter with intermediate dc link for supplying a rotating-field machine | |
| Sadhwani et al. | A comparative study of speed control methods for induction motor fed by three level inverter | |
| US4703246A (en) | Control method and apparatus for synchronous motor | |
| Shashibhushan et al. | Starting torque and torque ripple reduction using SVPWM based vector control of induction motor with nine-level cascaded multilevel inverter fed with solar PV power | |
| Chokkalingam et al. | Torque-ripple mitigation for BLDC using integrated converter connected three-level T type NPC-MLI | |
| US20050001581A1 (en) | Motor control unit | |
| US7388347B2 (en) | Method and inverter for controlling a direct current motor | |
| kumar Vishwakarma et al. | Speed Control of PV Array-Based Z-Source Inverter Fed Brushless DC Motor Using Dynamic Duty Cycle Control |