RU2053549C1 - Device for modeling system of radar testing thin nonmagnetic layers - Google Patents
Device for modeling system of radar testing thin nonmagnetic layers Download PDFInfo
- Publication number
- RU2053549C1 RU2053549C1 SU5025984A RU2053549C1 RU 2053549 C1 RU2053549 C1 RU 2053549C1 SU 5025984 A SU5025984 A SU 5025984A RU 2053549 C1 RU2053549 C1 RU 2053549C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- input
- output
- pulse
- phase shift
- adder
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к вычислительной технике, предназначено для моделирования формы огибающей отраженных от слоев радиосигналов при неразрешении их по критерию Релея и может быть использовано как техническое средство обучения, а также при исследовании реальных радиолокационных систем зондирования тонких слоев. The invention relates to computer technology, is intended to simulate the shape of the envelope of the radio signals reflected from the layers when not resolving them according to the Rayleigh criterion and can be used as a technical training tool, as well as in the study of real radar sensing systems for thin layers.
Целью изобретения является автоматизированное уточнение коэффициента формы огибающей эхо-сигналов при их неразрешении по критерию Релея в зависимости от сдвига фаз радиоимпульсов, отраженных от границ слоев, а также характеристик шумовой составляющей среды. The aim of the invention is the automated refinement of the shape factor of the envelope of the echo signals when they are not resolved by the Rayleigh criterion depending on the phase shift of the radio pulses reflected from the boundaries of the layers, as well as the characteristics of the noise component of the medium.
Функциональная схема устройства представлена на фиг.1; временные диаграммы сигналов на выходах блоков устройства на фиг.2. Functional diagram of the device shown in figure 1; timing diagrams of the signals at the outputs of the blocks of the device in figure 2.
Устройство содержит генератор 1 тактовых импульсов, два полосовых фильтра 2-1, 2-2, генератор 3 шума, сумматор 4, ключевой элемент 5, три ждущих мультивибратора 6-1.6-3, четыре фильтра нижних частот 7-1.7-4, два модулятора 8-1, 8-2, фазовращатель 9, регулятор амплитуды 10, три амплитудных детектора 11-1.11-3, блок деления 12, блок 13 оценки сдвига фаз, генератор 14 синусоидальных колебаний, два блока дифференцирования 15-1, 15-2, триггер Шмитта 16, два формирователя импульсов 17-1, 17-2, счетчик импульсов 18, цифроаналоговый преобразователь 19, умножитель 20, блок 21 оценки среднеквадратичного напряжения, управляемый фильтр 22. The device contains a clock generator 1, two bandpass filters 2-1, 2-2, a noise generator 3, an adder 4, a key element 5, three standby multivibrators 6-1.6-3, four low-pass filters 7-1.7-4, two modulators 8-1, 8-2, a phase shifter 9, an amplitude regulator 10, three amplitude detectors 11-1.11-3, a division unit 12, a phase shift estimation unit 13, a
Вход управления фильтра 22 является входом задания ширины спектра шумового сигнала устройства, выход генератора 3 шума соединен с информационным входом управляемого фильтра 22, выход которого подключен к входу блока 21 оценки среднеквадратичного напряжения и к входу ключа 5, выход которого соединен с первым входом сумматора 4. The control input of the filter 22 is the input of the spectral width of the noise signal of the device, the output of the noise generator 3 is connected to the information input of the managed filter 22, the output of which is connected to the input of the rms voltage estimator 21 and to the input of the switch 5, the output of which is connected to the first input of the adder 4.
Выход сумматора 4 через цепочку последовательно соединенных первого амплитудного детектора 11-1, первого блока дифференцирования 15-1, триггера Шмитта 16, второго блока дифференцирования 15-2 подключен к входу первого формирователя импульсов 17-1, выход которого соединен со счетным входом счетчика импульсов 18. Вход сброса счетчика импульсов 18 подключен к выходу второго формирователя импульсов 17-2. Выходы счетчика импульсов 18 соединены с входами цифроаналогового преобразователя 19, выход которого подключен к первому входу умножителя 20, выход которого является выходом сигнала, пропорционального уточненному коэффициенту формы огибающей эхо-сигнала устройства. Выходом сигнала, пропорционального шумовой составляющей среды является выход блока оценки 21 среднеквадратичного напряжения. The output of the adder 4 through a chain of series-connected first amplitude detector 11-1, the first differentiation unit 15-1, the Schmitt trigger 16, the second differentiation unit 15-2 is connected to the input of the first pulse shaper 17-1, the output of which is connected to the counting input of the pulse counter 18 The reset input of the pulse counter 18 is connected to the output of the second pulse shaper 17-2. The outputs of the pulse counter 18 are connected to the inputs of the digital-to-analog converter 19, the output of which is connected to the first input of the multiplier 20, the output of which is the output of a signal proportional to the specified coefficient of the shape of the envelope of the echo signal of the device. The output of the signal proportional to the noise component of the medium is the output of the evaluation unit 21 of the rms voltage.
Выход генератора 1 тактовых импульсов соединен с входами первого 6-1 и второго 6-2 ждущих мультивибраторов и входом второго формирователя импульсов 17-2. Выход первого ждущего мультивибратора 6-1 подключен к входу первого фильтра 7-1 нижних частот, выход которого соединен с первым входом первого модулятора 8-1, выход которого подключен к входу первого полосового фильтра 2-1, выход которого соединен с входом фазовращателя 9, выход которого подключен к первому входу блока 13 оценки сдвига фаз, второму входу сумматора 4 и входу второго амплитудного детектора 11-2. The output of the clock generator 1 is connected to the inputs of the first 6-1 and second 6-2 waiting multivibrators and the input of the second pulse shaper 17-2. The output of the first standby multivibrator 6-1 is connected to the input of the first low-pass filter 7-1, the output of which is connected to the first input of the first modulator 8-1, the output of which is connected to the input of the first band-pass filter 2-1, the output of which is connected to the input of the phase shifter 9, the output of which is connected to the first input of the phase shift estimation unit 13, the second input of the adder 4 and the input of the second amplitude detector 11-2.
Выход второго амплитудного детектора 11-2 соединен с входом второго фильтра 7-2 нижних частот, выход которого подключен к входу делителя блока деления 12, выход которого соединен с вторым входом умножителя 20. Выход второго ждущего мультивибратора 6-2 подключен к входу третьего ждущего мультивибратора 6-3, выход которого соединен с входом синхронизации блока 13 оценки сдвига фаз и входом третьего фильтра 7-3 нижних частот, выход которого подключен к первому входу второго модулятора 8-2, выход которого соединен с входом второго полосового фильтра 2-2, выход которого подключен к входу регулятора 10 амплитуды, выход которого соединен с вторым входом блока 13 оценки сдвига фаз, третьим входом сумматора 4 и входом третьего амплитудного детектора 11-3. Выход третьего амплитудного детектора 11-3 подключен к входу четвертого фильтра 7-4 нижних частот, выход которого соединен с входом делимого блока деления 12. Выход генератора 14 синусоидальных колебаний подключен к вторым входам первого 8-1 и второго 8-2 модуляторов. The output of the second amplitude detector 11-2 is connected to the input of the second low-pass filter 7-2, the output of which is connected to the input of the divider of the division unit 12, the output of which is connected to the second input of the multiplier 20. The output of the second standby multivibrator 6-2 is connected to the input of the third standby multivibrator 6-3, the output of which is connected to the synchronization input of the phase shift estimation unit 13 and the input of the third low-pass filter 7-3, the output of which is connected to the first input of the second modulator 8-2, the output of which is connected to the input of the second band-pass filter 2-2, the output of which is connected to the input of the amplitude controller 10, the output of which is connected to the second input of the phase shift estimation unit 13, the third input of the adder 4 and the input of the third amplitude detector 11-3. The output of the third amplitude detector 11-3 is connected to the input of the fourth low-pass filter 7-4, the output of which is connected to the input of the divisible division unit 12. The output of the
Устройство работает следующим образом. The device operates as follows.
Импульсы с выхода генератора 1 тактовых импульсов поступают на вход запуска ждущих мультивибраторов 6-1 и 6-2, а также на вход второго формирователя 17-2. Выходным импульсом формирователя 17-2 в каждом такте производится сброс двоичного счетчика импульсов 18 в нулевое положение. The pulses from the output of the generator 1 clock pulses are fed to the start input of the waiting multivibrators 6-1 and 6-2, as well as to the input of the second shaper 17-2. The output pulse of the shaper 17-2 in each cycle is the reset of the binary pulse counter 18 to the zero position.
Выходной импульс прямоугольной формы с выхода ждущего мультивибратора 6-1 имеет длительность Т, меньшую полупериода следования импульсов с выхода генератора 1 тактовых импульсов (фиг.2,а). The output pulse of a rectangular shape from the output of the waiting multivibrator 6-1 has a duration T less than the half-cycle of the pulses from the output of the clock generator 1 (Fig. 2, a).
В каждом такте импульс с выхода мультивибратора 6-1 поступает на вход фильтра 7-1 нижних частот. Управляя параметрами фильтра 7-1, оператор может изменять форму его выходного импульса, сглаживая фронт и срез входного импульса или трансформируя его в треугольную форму. In each cycle, the pulse from the output of the multivibrator 6-1 goes to the input of the low-pass filter 7-1. By controlling the parameters of the filter 7-1, the operator can change the shape of its output pulse, smoothing the front and slice of the input pulse or transforming it into a triangular shape.
На фиг.2б показаны в такте I прямоугольный импульс со сглаженными фронтом и срезом, в такте II импульс, близкий по форме к гауссовой, в такте III импульс, близкий по форме к треугольной. On figb shown in step I, a rectangular pulse with a smoothed front and slice, in step II, a pulse close in shape to a Gaussian, in step III a pulse close in shape to a triangular.
Выходной импульс ждущего мультивибратора 6-2 оператор может регулировать по длительности в пределах от 0 до Т. По заднему фронту этого импульса запускается ждущий мультивибратор 6-3, длительность выходного импульса которого постоянна и равна Т. The output pulse of the standby multivibrator 6-2, the operator can adjust in duration ranging from 0 to T. On the trailing edge of this pulse, the standby multivibrator 6-3 is started, the duration of the output pulse of which is constant and equal to T.
Выходной импульс ждущего мультивибратора 6-3 поступает на вход фильтра 7-3 нижних частот. Управляя параметрами фильтра 7-3, оператор приближает форму выходного импульса фильтра 7-3 к форме импульса, установленного на выходе фильтра 7-1 (см. фиг.2,в). The output pulse of the waiting multivibrator 6-3 goes to the input of the low-pass filter 7-3. By controlling the parameters of the filter 7-3, the operator approximates the shape of the output pulse of the filter 7-3 to the shape of the pulse installed at the output of the filter 7-1 (see figure 2, c).
На выходе модуляторов 8-1 и 8-2 получаем в каждом такте амплитудно-модулированные импульсы, частота заполнения которых выбирается так, чтобы в пределах длительности видеоимпульса Т укладывалось приблизительно 10 периодов колебаний несущей частоты (фиг.2,г,д). At the output of modulators 8-1 and 8-2, we obtain amplitude-modulated pulses in each cycle, the filling frequency of which is selected so that within the duration of the video pulse T, approximately 10 periods of oscillation of the carrier frequency fit (FIG. 2, d, e).
Выходные сигналы модуляторов 8-1 и 8-2 поступают соответственно на входы полосовых фильтров 2-1 и 2-2, где отфильтровываются комбинационные частоты. В результате на выходах полосовых фильтров 2-1 и 2-2 получаем радиоимпульсы с огибающей заданной формы (фиг.2,г,д). The output signals of the modulators 8-1 and 8-2 are respectively supplied to the inputs of the bandpass filters 2-1 and 2-2, where the combination frequencies are filtered. As a result, at the outputs of the bandpass filters 2-1 and 2-2, we obtain radio pulses with an envelope of a given shape (Fig. 2, d, d).
Начальные фазы несущих частот радиоимпульсов на выходах полосовых фильтров 2-1 и 2-2 произвольны. Для установки заданного значения сдвига фаз радиоимпульсов используется фазовращатель 9, которым управляет оператор. The initial phases of the carrier frequencies of the radio pulses at the outputs of the bandpass filters 2-1 and 2-2 are arbitrary. To set a preset value of the phase shift of the radio pulses, a phase shifter 9 is used, which is controlled by the operator.
Оценка сдвига фаз производится с помощью блока 13, который может представлять, например, двухлучевой осциллограф типа С1-83. Вход синхронизации осциллографа соединяется с выходом ждущего мультивибратора 6-3. The phase shift is estimated using block 13, which can represent, for example, a two-beam oscilloscope of type C1-83. The oscilloscope synchronization input is connected to the output of the standby multivibrator 6-3.
Радиоимпульсы с выхода фазовращателя 9 поступают на объединенные второй вход сумматора 4 и вход второго амплитудного детектора 11-2. На выходе амплитудного детектора 11-2 выделяется в каждом такте огибающая радиоимпульса, которая поступает на вход второго фильтра 7-2 нижних частот. The radio pulses from the output of the phase shifter 9 are fed to the combined second input of the adder 4 and the input of the second amplitude detector 11-2. At the output of the amplitude detector 11-2, an envelope of the radio pulse is allocated in each clock cycle, which enters the input of the second low-pass filter 7-2.
Назначением фильтра 7-2 является выделение постоянной составляющей, пропорциональной максимальному значению амплитуды огибающей радиоимпульса, поступающего с выхода фазовращателя 9. The purpose of the filter 7-2 is the allocation of a constant component proportional to the maximum value of the amplitude of the envelope of the radio pulse coming from the output of the phase shifter 9.
Аналогичную функцию выполняет четвертый фильтр 7-4 нижних частот, выделяя максимум огибающей радиоимпульса с выхода регулятора 10 амплитуды радиоимпульса. Установку амплитуды радиоимпульса на выходе амплитудного регулятора 10 производит оператор. При этом значение амплитуды радиоимпульса моделирует потери энергии волны на границах слоя, а также в слое при прохождении волны туда и обратно. A similar function is performed by the fourth low-pass filter 7-4, highlighting the maximum envelope of the radio pulse from the output of the regulator 10 of the amplitude of the radio pulse. The amplitude of the radio pulse at the output of the amplitude regulator 10 is set by the operator. In this case, the value of the amplitude of the radio pulse simulates the loss of wave energy at the boundaries of the layer, as well as in the layer during the passage of the wave back and forth.
Толщина слоя отображается на временном положении радиоимпульсов, отраженных от верхней и нижней границ слоя (фиг.2,г,д). Причем, изменяя длительность выходного импульса ждущего мультивибратора 6-2, оператор может моделировать толщину слоя путем изменения задержки τ второго радиоимпульса относительно первого. The thickness of the layer is displayed on the temporary position of the radio pulses reflected from the upper and lower boundaries of the layer (Fig.2, g, d). Moreover, by changing the duration of the output pulse of the waiting multivibrator 6-2, the operator can simulate the layer thickness by changing the delay τ of the second radio pulse relative to the first.
Отношение а максимальных амплитуд радиоимпульсов с выходов фильтров 7-2 и 7-4 нижних частот, моделирующих отражения от границ слоя, вычисляется в блоке деления 12. The ratio a of the maximum amplitudes of the radio pulses from the outputs of the low-pass filters 7-2 and 7-4, simulating reflections from the layer boundaries, is calculated in the division block 12.
Одновременно радиоимпульсы с выхода фазовращателя 9 и выхода регулятора амплитуды 10 поступают соответственно на второй и третий входы сумматора 4. Рассмотрим вначале случай, когда оператор с помощью ключевого элемента 5 отключает первый вход сумматора 4 от выхода управляемого фильтра 22, т.е. случай отсутствия шумовой составляющей среды. At the same time, the radio pulses from the output of the phase shifter 9 and the output of the amplitude regulator 10 are respectively supplied to the second and third inputs of the adder 4. Let us first consider the case when the operator, using the key element 5, disconnects the first input of the adder 4 from the output of the controlled filter 22, i.e. the case of the absence of a noise component of the medium.
Тогда в зависимости от сдвига фаз радиоимпульсов будем получать сложное колебание, огибающая которого может принимать различную форму. При этом следует отметить, что при отсутствии разрешения по критерию Релея, когда радиоимпульсы накладываются друг на друга без интервала между ними, важное значение приобретает сдвиг их фаз. Then, depending on the phase shift of the radio pulses, we will receive a complex oscillation, the envelope of which can take a different shape. It should be noted that in the absence of resolution by the Rayleigh criterion, when radio pulses overlap each other without an interval between them, the shift of their phases becomes important.
На фиг.2,е показаны: в такте I наличие "провала" в огибающей суммарного сигнала при сдвиге фаз между радиоимпульсами, равном 180о, в такте II отсутствие "провала" при сдвиге фаз, равном 0о, в такте III наличие небольших всплесков и "плато" между ними при сдвиге фаз, равном 90о.Figure 2 e shows: the presence in cycle I "dip" in the envelope of the sum signal with the phase shift between the radio pulses, equal to about 180, in cycle II absence of "failure" when the phase shift is equal to about 0, in the presence of small stroke III bursts and a "plateau" between them with a phase shift of 90 about .
Таким образом, в данном устройстве, моделируя отражение радиоволн от тонких немагнитных слоев, можно получать огибающую радиосигнала различной формы, зависящей от сдвига фаз между суммируемыми радиоимпульсами. Thus, in this device, simulating the reflection of radio waves from thin non-magnetic layers, it is possible to obtain an envelope of a radio signal of various shapes, depending on the phase shift between the summed radio pulses.
Шумовая составляющая среды вносит дополнительные искажения в форму огибающей суммарного радиосигнала, что показано на фиг.2,ж. The noise component of the medium introduces additional distortion into the shape of the envelope of the total radio signal, as shown in figure 2, g.
Моделирование шумовой составляющей среды производится с помощью блоков 3, 22 и 5. В блоке оценки 21 производится оценка среднеквадратичного напряжения шума, подаваемого на первый вход сумматора 4. Modeling of the noise component of the medium is carried out using blocks 3, 22, and 5. In the evaluation unit 21, the rms voltage of the noise supplied to the first input of the adder 4 is estimated.
Ширину спектра шумового сигнала и его верхнюю и нижнюю граничные частоты устанавливает оператор с помощью управляемого фильтра 22. The width of the spectrum of the noise signal and its upper and lower boundary frequencies are set by the operator using a managed filter 22.
Выходной сигнал амплитудного детектора 11-1, представляющий собой огибающую суммарного радиосигнала, поступает на первый блок дифференцирования 15-1. The output signal of the amplitude detector 11-1, which is the envelope of the total radio signal, is fed to the first differentiation unit 15-1.
Выходной сигнал блока дифференцирования 15-1 принимает нулевые значения в моменты времени, соответствующие экстремумам огибающей, которые обозначены на фиг. 2, ж крестиками. Характер выходного сигнала блока дифференцирования 15-1 показан на фиг.2,з. Этот сигнал поступает на вход триггера Шмитта 16 с порогом срабатывания Uпор.The output signal of the differentiation unit 15-1 takes zero values at time instants corresponding to the extrema of the envelope, which are indicated in FIG. 2, crosses. The nature of the output signal of the differentiation unit 15-1 is shown in figure 2, h. This signal is fed to the input of the Schmitt trigger 16 with a threshold U pore .
На выходе триггера Шмитта 16 формируется сигнал с крутыми фронтами и срезами (фиг.2,и), который поступает на вход второго блока дифференцирования 15-2. At the output of the Schmitt trigger 16, a signal is formed with steep edges and slices (Fig.2, and), which is fed to the input of the second differentiation block 15-2.
На выходе второго блока дифференцирования 15-2 в моменты появления фронтов и срезов входного сигнала формируются короткие импульсы, число которых равно числу экстремумов плюс единица в огибающей сигнала на выходе амплитудного детектора 11-1 в каждом такте. Указанные импульсы биполярны. At the output of the second differentiation block 15-2, short pulses are formed at the moments of fronts and slices of the input signal, the number of which is equal to the number of extrema plus a unit in the envelope of the signal at the output of the amplitude detector 11-1 in each cycle. The indicated impulses are bipolar.
Импульсы с выхода второго блока дифференцирования 15-2 поступают на вход первого формирователя 17-1, на выходе которого получаем униполярные импульсы, которые поступают на вход двоичного счетчика 18. The pulses from the output of the second differentiation block 15-2 are fed to the input of the first driver 17-1, at the output of which we get unipolar pulses that are fed to the input of the binary counter 18.
Зафиксированное в каждом такте число импульсов в счетчике 18 в виде двоичного параллельного кода поступает на цифроаналоговый преобразователь 19, где преобразуется в соответствующее постоянное напряжение. The number of pulses recorded in each cycle in the counter 18 in the form of a binary parallel code is fed to a digital-to-analog converter 19, where it is converted to the corresponding constant voltage.
Выходное напряжение преобразователя 19 поступает на один вход умножителя 20, на второй вход которого поступает напряжение с выхода блока деления 12, отображающее отношение а максимальных амплитуд радиоимпульсов, моделирующих отражение от границ слоя. The output voltage of the converter 19 is supplied to one input of the multiplier 20, the second input of which receives voltage from the output of the division unit 12, which displays the ratio of the maximum amplitudes of the radio pulses simulating reflection from the layer boundaries.
Таким образом, на выходе умножителя 20 в конце каждого такта будем получать автоматизированное уточнение коэффициента формы огибающей эхо-сигнала в виде
β (N + 1) a, где N число экстремумов в огибающей эхо-сигнала.Thus, at the output of the multiplier 20 at the end of each clock cycle, we will receive an automated refinement of the shape factor of the envelope of the echo signal in the form
β (N + 1) a, where N is the number of extrema in the envelope of the echo signal.
Значение коэффициента формы зависит от сдвига фаз радиоимпульсов, отраженных от границ слоя, а также от среднеквадратичного напряжения шумовой составляющей среды. The value of the shape factor depends on the phase shift of the radio pulses reflected from the boundaries of the layer, as well as on the rms voltage of the noise component of the medium.
Автоматизированное уточнение коэффициента формы в зависимости от указанных факторов позволит производить соответствующие статистические исследования, использовать устройство в качестве технического средства обучения, а также способствовать разработке соответствующих систем зондирования тонких немагнитных слоев. Automated refinement of the shape factor depending on these factors will allow for the appropriate statistical studies, use the device as a technical training tool, and also contribute to the development of appropriate sensing systems for thin non-magnetic layers.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU5025984 RU2053549C1 (en) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | Device for modeling system of radar testing thin nonmagnetic layers |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SU5025984 RU2053549C1 (en) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | Device for modeling system of radar testing thin nonmagnetic layers |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2053549C1 true RU2053549C1 (en) | 1996-01-27 |
Family
ID=21596238
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SU5025984 RU2053549C1 (en) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | Device for modeling system of radar testing thin nonmagnetic layers |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2053549C1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111029776A (en) * | 2015-06-01 | 2020-04-17 | 华为技术有限公司 | Combined phase shifter and multi-frequency antenna network system |
-
1992
- 1992-01-24 RU SU5025984 patent/RU2053549C1/en active
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Авторское свидетельство СССР N 1495812, кл. G 06F 15/20, опубл. 1989. * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111029776A (en) * | 2015-06-01 | 2020-04-17 | 华为技术有限公司 | Combined phase shifter and multi-frequency antenna network system |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP2221732A1 (en) | Signal processing | |
| RU2053549C1 (en) | Device for modeling system of radar testing thin nonmagnetic layers | |
| CN110263482A (en) | A kind of vortex impedance method for solving and device based on cross correlation algorithm | |
| CA1277759C (en) | Method and apparatus for the generation and transmission of signals for echo location and other signaling purposes, particularly in geophysical exploration | |
| RU2469348C2 (en) | Radar high-frequency frequency-modulated doppler signal simulator | |
| US4527116A (en) | Process and device for system characterization by spectral analysis | |
| US4794552A (en) | Signal synthesizer | |
| CN112630735A (en) | Doppler frequency shift generation method and device for pulse linear frequency modulation signal | |
| US4862074A (en) | Polyphase volt-hour indicating circuit | |
| Keller | SIGNAL DETECTION USING IMPULSE CROSSCORRELATION | |
| RU113370U1 (en) | AUTOMATED COMPLEX OF IMITATION OF RADAR HIGH-FREQUENCY FREQUENCY-MODULATED DOPLER SIGNAL FOR TESTS OF RADIO-TECHNICAL SYSTEMS OF AMPHIBIAN AIRCRAFT AND UNMANNED AIRCRAFT | |
| SU1659732A1 (en) | Level meter | |
| SU1721533A1 (en) | Method of forming a frequency-modulated signal and converting its parameters into a code and device thereof | |
| RU2259632C1 (en) | Method of the frequency band division of a transmitted signal and device for its realization | |
| RU1840962C (en) | Device for determination of parameters of modulation of impulse linearly frequency-modulated and phase-shift keyed signals | |
| SU1518691A1 (en) | Method and apparatus for displaying casual vibration with given spectrum of power density | |
| SU805205A1 (en) | Meter of phase-frequency characteristics of four-terminal network | |
| RU2013005C1 (en) | Autocorrelation meter of parameters of pseudorandom phase-shifted signal | |
| SU1051450A1 (en) | Phase-meter | |
| DK147428B (en) | FILTER EQUIPMENT TO REMOVE UNSUSED ECHO SIGNALS IN AN IMPULS-Doppler RADAR RECEIVER | |
| RU1817232C (en) | Digital frequency synthesizer | |
| RU2042194C1 (en) | Device for modeling radio system for information transmission by means of amplitude-pulse modulation | |
| RU2024029C1 (en) | Device for determining correlation of two phases of sine-wave signals | |
| SU809510A1 (en) | Quasirandom pulse train generator | |
| Marshall et al. | SIGNAL DETECTION USING IMPULSE CROSSCORRELATION |