RU2044393C1

RU2044393C1 - Voltage rectifier without transformer

Info

Publication number: RU2044393C1
Authority: RU
Inventors: Б.С. Сергеев
Original assignee: Акционерное общество Научно-производственной фирмы "Сим-Сим"
Priority date: 1992-09-14
Filing date: 1992-09-14
Publication date: 1995-09-20

Abstract

FIELD: rectifiers with alternating 220 V source voltage. SUBSTANCE: device has staged voltage scaling circuit, which has diode-capacitor gates. capacitors are connected in series, they are charged when positive value of sine of alternating voltage is maximal in wires 5, 7. These capacitors are discharged to power supply inputs of power pulse circuit when alternating voltage sine is negative. additional transistor provides possibility to decrease power required for control of output transistor. this also decreases power dissipated by this transistor. EFFECT: increased functional capabilities. 4 cl, 3 dwg

Description

Изобретение относится к электротехнике, а именно к преобразовательной технике к устройствам преобразования электрической энергии переменного напряжения, например промышленных сетей, в постоянные напряжения для питания систем автоматики или радиоэлектроники. The invention relates to electrical engineering, in particular to a converting technique to devices for converting electrical energy of alternating voltage, for example, industrial networks, into constant voltage for power supply of automation systems or radio electronics.

Известны бестрансформаторные преобразователи напряжения, у которых переменное первичное напряжение выпрямляется мостовым выпрямителем, а затем осуществляется преобразование постоянного напряжения в требуемые выходные с гальванической развязкой импульсным высокочастотным транзисторным силовым каскадом [1] Недостатком таких преобразователей является невысокая надежность работы и недостаточная энергетическая эффективность. Это обусловлено неоптимальной областью безопасной работы современных высоковольтных силовых транзисторов, использующихся в силовых импульсных каскадах, а также невысокими коэффициентами усиления этих транзисторов. Known transformerless voltage converters in which an alternating primary voltage is rectified by a bridge rectifier, and then the DC voltage is converted to the required output with galvanic isolation by a pulsed high-frequency transistor power cascade [1] The disadvantage of such converters is the low reliability and lack of energy efficiency. This is due to the non-optimal area of safe operation of modern high-voltage power transistors used in power pulse cascades, as well as the low gain of these transistors.

Применяются также бестрансформаторные преобразователи напряжения, у которых напряжение питания силового импульсного каскада снижается при помощи импульсного или линейного стабилизатора [2] Недостатком подобных преобразователей является сложность схемы и невысокая надежность работы, так как достаточно высокая частота преобразования в импульсном стабилизаторе требует решения вопросов соблюдения норм безопасной работы силового транзистора этого стабилизатора. В случае использования линейного стабилизатора энергетическая эффективность такого технического решения невысока. Transformerless voltage converters are also used, in which the supply voltage of the power pulse cascade is reduced by a pulse or linear stabilizer [2] The disadvantage of such converters is the complexity of the circuit and low reliability, since a sufficiently high conversion frequency in the pulse stabilizer requires solving safety issues power transistor of this stabilizer. In the case of using a linear stabilizer, the energy efficiency of such a technical solution is low.

Наиболее близким к предлагаемому как по схемотехнике, так и по сущности происходящих процессов является преобразователь, содержащий каскадные диодно-конденсаторные ячейки, соединяемые последовательно или параллельно при помощи выходного транзистора и которые осуществляют снижение первичного напряжения до достаточно низких величин [3] Недостатком этого преобразователя является сложность из-за наличия специальной схемы управления выходным транзистором и мостового сетевого выпрямителя, а также невысокая надежность работы вследствие использования высокой частоты переключения. The closest to the proposed both in circuit design and in essence of the processes is a converter containing cascade diode-capacitor cells connected in series or in parallel using an output transistor and which reduce the primary voltage to sufficiently low values [3] The disadvantage of this converter is the complexity due to the presence of a special control circuit for the output transistor and a bridge network rectifier, as well as low reliability due to Using high frequency switching.

Целью изобретения является повышение надежности работы за счет упрощения схемы и облегчения режимов работы элементов. The aim of the invention is to increase the reliability by simplifying the circuit and facilitating modes of operation of the elements.

Цель достигается тем, что управление выходным транзистором, осуществляющим переключение диодно-конденсаторных ячеек, выполняется сетевым первичным напряжением при помощи вспомогательного транзистора. Кроме того, для ограничения амплитуды коротких коммутационных импульсов тока разряда конденсаторов ячеек вводится дроссель с блокирующим диодом. Для дальнейшего повышения энергетической эффективности преобразователя в схему введены форсирующие транзистор и конденсатор, осуществляющие ускорение начального открывания выходного транзистора. The goal is achieved in that the output transistor, which switches the diode-capacitor cells, is controlled by the primary primary voltage using an auxiliary transistor. In addition, to limit the amplitude of the short switching pulses of the discharge current of the capacitors of the cells, a choke with a blocking diode is introduced. To further increase the energy efficiency of the converter, a boost transistor and a capacitor are introduced into the circuit, accelerating the initial opening of the output transistor.

На фиг. 1-3 приведены схемы бестрансформаторных преобразователей напряжения, которые соответствуют: фиг.1 п.1 формулы изобретения; фиг.2 п.2 и 3 формулы; фиг.3 п.4. In FIG. 1-3 are diagrams of transformerless voltage converters that correspond to: FIG. 1, claim 1; figure 2 claims 2 and 3 of the formula; figure 3 p. 4.

Бестрансформаторный преобразователь напряжения по схеме фиг.1 содержит N диодно-конденсаторных ячеек, где ячейки с первой по (N-1)-ю содержат зарядные 1.1,1.(N-1) диоды, разрядные 2.1,2.(N-1) диоды, выходные 3.1,3.(N-1) диоды и конденсаторы 4.1,4.(N-1), а N-я ячейка состоит из зарядного 1.N диода и конденсатора 4.N. Анод зарядного диода 1.1 первой ячейки соединен с первой сетевой шиной 5 и первым выводом открывающего резистора 6. Аноды разрядных диодов 2.1,2.(N-1) подключены к второй сетевой шине 7 и отрицательному питающему входу 8 силового импульсного каскада 9. The transformerless voltage Converter according to the scheme of figure 1 contains N diode-capacitor cells, where the cells from the first to (N-1) -th contain charging 1.1.1. (N-1) diodes, discharge 2.1.2. (N-1) diodes, output 3.1.3. (N-1) diodes and capacitors 4.1.4. (N-1), and the Nth cell consists of a charging 1.N diode and a capacitor 4.N. The anode of the charging diode 1.1 of the first cell is connected to the first network bus 5 and the first output of the opening resistor 6. The anodes of the discharge diodes 2.1,2. (N-1) are connected to the second network bus 7 and the negative power input 8 of the power pulse cascade 9.

Катоды выходных диодов 3.1,3.(N-1) соединены с эмиттером выходного транзистора 10 р-n-р-типа проводимости и с первым выводом запирающего резистора 11. Катоды зарядных 1.1,1.(N-1) диодов соединены с анодами соответствующих выходных 3.1,3.(N-1) диодов и с первыми выводами конденсаторов 4.1,4. (N-1) соответственно, вторые выводы которых подключены к катодам разрядных 2.1,2.(N-1) диодов соответственно. Кроме того, катоды разрядных диодов 2.1, 2. (N-1) соединены соответственно с анодами зарядных 1.2,1.N диодов последующих ячеек, а катод зарядного диода 1.N подключен к первому выводу конденсатора 4.N, коллектору выходного транзистора 10, второму выводу запирающего резистора 11 и к положительному питающему входу 12 силового импульсного каскада 9. Второй вывод конденсатора 4.N соединен с второй сетевой шиной 7. Точка соединения катода диода 2.(N-1) и анода диода 1.N подключена через коллекторный резистор 13 к коллектору вспомогательного транзистора 14 р-n-р-типа проводимости, эмиттер которого соединен с базой выходного транзистора 10, а база с вторым выводом открывающего резистора 6. Силовой импульсный каскад 9 для наглядности изложения изображен в виде транзисторного однотактного преобразователя постоянного напряжения, где силовой транзистор 15, управляемый блоком 16 управления, соединен через первичную обмотку 17 силового трансформатора 18 с положительным 12 и отрицательным 8 питающими входами. В общем виде тип силового импульсного каскада не влияет на рассматриваемые процессы работы бестрансформаторного преобразователя напряжения. The cathodes of the output diodes 3.1.3. (N-1) are connected to the emitter of the output transistor 10 p-n-p-type conductivity and to the first output of the locking resistor 11. The cathodes of the charging 1.1,1. (N-1) diodes are connected to the anodes of the corresponding output 3.1.3. (N-1) diodes and with the first conclusions of capacitors 4.1.4. (N-1), respectively, whose second terminals are connected to the cathodes of the discharge 2.1.2. (N-1) diodes, respectively. In addition, the cathodes of the discharge diodes 2.1, 2. (N-1) are connected respectively to the anodes of the charging diodes 1.2,1.N of the subsequent cells, and the cathode of the charging diode 1.N is connected to the first output of the capacitor 4.N, the collector of the output transistor 10, the second output of the locking resistor 11 and the positive supply input 12 of the power pulse stage 9. The second output of the capacitor 4.N is connected to the second network bus 7. The connection point of the cathode of diode 2. (N-1) and the anode of diode 1.N is connected through a collector resistor 13 to the collector of the auxiliary transistor 14 pnp type n conductivity, the emitter of which is connected to the base of the output transistor 10, and the base to the second output of the opening resistor 6. The pulse power cascade 9 is depicted as a transistor single-cycle DC-DC converter, where the power transistor 15, controlled by the control unit 16, is connected through the primary winding 17 power transformer 18 with positive 12 and negative 8 power inputs. In general, the type of power pulse cascade does not affect the operation processes under consideration of the transformerless voltage converter.

Схема бестрансформаторного преобразователя напряжения по фиг.2 отличается тем, что коллектор выходного транзистора 10 соединен с первым выводом дросселя 19 и с катодом блокирующего диода 20, анод которого подключен к второй сетевой шине 7, а второй выход дросселя 19 соединен с положительным питающим входом 12 силового импульсного каскада 9, вторым выводом открывающего резистора 11 и точкой соединения катода зарядного диода 1.N и первого вывода конденсатора 4.N. The diagram of the transformerless voltage converter of FIG. 2 is characterized in that the collector of the output transistor 10 is connected to the first output of the inductor 19 and to the cathode of the blocking diode 20, the anode of which is connected to the second network bus 7, and the second output of the inductor 19 is connected to the positive power input 12 of the power pulse stage 9, the second output of the opening resistor 11 and the connection point of the cathode of the charging diode 1.N and the first output of the capacitor 4.N.

В схеме бестрансформаторного преобразователя напряжения по фиг.3, кроме описанных связей и элементов, коллектор транзистора 14 через коллекторный резистор 13 соединен с первым выводом форсирующего конденсатора 21 и эмиттером форсирующего транзистора 22 р-n-р-типа проводимости, коллектор которого подключен к точке соединения катода диода 2.(N-1), анода диода 1.N и второго вывода конденсатора 4.(N-1), а база через базовый резистор 23 соединена с катодом диода 1.N. Второй вывод конденсатора 21 подключен к аноду диода 3.(N-1). In the diagram of the transformerless voltage converter of Fig. 3, in addition to the described connections and elements, the collector of the transistor 14 is connected through the collector resistor 13 to the first output of the boost capacitor 21 and the emitter of the boost transistor 22 pnp conductivity, the collector of which is connected to the connection point the cathode of the diode 2. (N-1), the anode of the diode 1.N and the second terminal of the capacitor 4. (N-1), and the base is connected through the base resistor 23 to the cathode of the diode 1.N. The second terminal of the capacitor 21 is connected to the anode of the diode 3. (N-1).

Бестрансформаторный преобразователь по схеме фиг.1 работает следующим образом. Рассмотрим установившиеся процессы работы. В исходном состоянии, если не учитывать пульсаций постоянного напряжения, конденсаторы 4.1,4.N заряжены примерно до одинакового напряжения, равного выходному напряжению каскадного делителя напряжения, численно оцениваемого частным от деления амплитудного мгновенного напряжения на сетевых шинах 5 и 7 на количество ячеек каскадного делителя N. Transformerless converter according to the scheme of figure 1 works as follows. Consider the established work processes. In the initial state, if we do not take into account the ripple of the DC voltage, the capacitors 4.1,4.N are charged to approximately the same voltage equal to the output voltage of the cascade voltage divider, numerically estimated as the quotient of dividing the amplitude instantaneous voltage on the busbars 5 and 7 by the number of cells of the cascade divider N .

Когда мгновенное значение напряжения на сетевых шинах 5 и 7 равно максимальному (амплитудному), конденсаторы 4.1,4.N заряжаются до максимального значения напряжения через зарядные диоды 1.1,1.N. При этом ячейки каскадного делителя оказываются включенными последовательно между собой. После начала снижения напряжения от амплитудного значения диоды запираются, так как суммарное напряжение на последовательно включенных конденсаторах 4.1,4.N становится больше текущего значения напряжения на сетевых шинах 5 и 7. Транзисторы 10 и 14 при этом заперты, так как напряжение, прикладываемое к их базоэмиттерным переходам, имеет запирающую полярность. Ток, протекающий через резистор 11, образует запирающее напряжение на базоэмиттерном переходе транзистора 10. Выбором числа последовательно включенных диодов 3.(N-1) можно изменять величину запирающего напряжения. When the instantaneous voltage value on the network buses 5 and 7 is equal to the maximum (amplitude), the capacitors 4.1,4.N are charged to the maximum voltage value through the charging diodes 1.1,1.N. In this case, the cells of the cascade divider turn out to be connected in series with each other. After the onset of voltage reduction from the amplitude value, the diodes are locked, since the total voltage on the series-connected capacitors 4.1,4.N becomes greater than the current voltage value on the network buses 5 and 7. The transistors 10 and 14 are locked, since the voltage applied to them base-emitter transitions, has a locking polarity. The current flowing through the resistor 11 forms a blocking voltage at the base emitter junction of the transistor 10. By selecting the number of diodes 3 connected in series 3. (N-1), the value of the blocking voltage can be changed.

Далее сетевое напряжение на шинах 5 и 7 уменьшается и полярность его меняется на обратную. Однако транзисторы 10 и 14 остаются запертыми, так как полярность напряжения на базе транзистора 14 запирающая до тех пор, пока напряжение на сетевых шинах 5 и 7 не сравняется с напряжением на конденсаторе 4. N, то есть с напряжением на питающих входах 12 и 8 силового импульсного каскада 9. Further, the mains voltage on the buses 5 and 7 decreases and its polarity is reversed. However, the transistors 10 and 14 remain locked, since the polarity of the voltage at the base of the transistor 14 is locked until the voltage on the network buses 5 and 7 is equal to the voltage on the capacitor 4. N, that is, the voltage at the power inputs 12 and 8 of the power pulse stage 9.

Когда напряжения сравняются, открываются базоэмиттерные переходы транзисторов 14 и 10 и базовый ток транзистора 10 протекает через открытый транзистор 14 от напряжения на конденсаторе 4.(N-1). Величина тока определяется резистором 13. Таким образом, базовый ток транзистора 10 создается не напряжением на сетевых шинах 5 и 7, а уменьшенным в N раз напряжением на конденсаторе 4.(N-1). Так как напряжение на этом конденсаторе не имеет плавной синусоидальной формы, а постоянно, то фронт напряжения, образующего базовый ток транзистора 10, может быть гораздо более крутым из-за того, что схемотехнически транзисторы 10 и 14 включены по схеме составного транзистора. Это определяет меньшее время включения транзистора 10, а, значит, и меньшую рассеиваемую им мощность на этапах переключения. When the voltages equal, the base-emitter junctions of the transistors 14 and 10 open and the base current of the transistor 10 flows through the open transistor 14 from the voltage across the capacitor 4. (N-1). The magnitude of the current is determined by the resistor 13. Thus, the base current of the transistor 10 is not created by the voltage on the busbars 5 and 7, but by a voltage N reduced by a factor of N (4) (N-1). Since the voltage on this capacitor does not have a smooth sinusoidal shape, but is constant, the front of the voltage forming the base current of the transistor 10 can be much steeper due to the fact that the transistors 10 and 14 are connected by a compound transistor circuit. This determines a shorter turn-on time of the transistor 10, and, therefore, less power dissipated by it at the switching stages.

После открывания транзистора 10 конденсаторы 4.1,4.N соединяются параллельно через выходные диоды 3.1,3.(N-1), коллекторно-эмиттерный переход транзистора 10 и разрядные диоды 2.1,2.(N-1). Так как конденсатор 4.N во время последовательного соединения конденсаторов разряжается на питающие входы 12 и 8 силового импульсного каскада 9, то на остальных конденсаторах 4.1,4. (N-1) к моменту их разряда будет большее напряжение и они разряжаются на подзаряд конденсатора 4.N и в нагрузку. After opening the transistor 10, the capacitors 4.1,4.N are connected in parallel through the output diodes 3.1,3. (N-1), the collector-emitter junction of the transistor 10 and the discharge diodes 2.1,2. (N-1). Since the capacitor 4.N during a series connection of the capacitors is discharged to the supply inputs 12 and 8 of the power pulse stage 9, then on the remaining capacitors 4.1.4. (N-1) at the time of their discharge there will be a higher voltage and they are discharged to recharge the 4.N capacitor and to the load.

На протяжении рассматриваемого этапа времени сетевое синусоидальное напряжение продолжает уменьшаться, проходя через минимум (то есть через максимум отрицательной полуволны синусоиды). После прохождения минимума напряжение сетевых шин 5 и 7 начинает увеличиваться, имея пока отрицательную полярность. Throughout this stage of time, the mains sinusoidal voltage continues to decrease, passing through a minimum (that is, through a maximum of the negative half-wave of a sinusoid). After passing the minimum, the voltage of the network buses 5 and 7 begins to increase, while having a negative polarity.

Когда отрицательное напряжение сети, увеличиваясь, достигнет значения напряжения на входах 12 и 8 силового каскада 9, транзисторы 14 и 10 закроются, так как к их базоэмиттерным переходам приложится обратное напряжение. Конденсаторы 4.1,4.(N-1) оказываются отключенными от силового импульсного каскада 9, а конденсатор 4.N будет поддерживать неизменность напряжения на питающих входах 12 и 8 силового импульсного каскада 9. При этом выходные 3.1,3.(N-1) диоды и разрядные 2.1,2.(N-1) диоды запираются. Это состояние поддерживается неизменным до тех пор, пока сетевое напряжение не достигнет уровня положительного напряжения, равного сумме напряжений на последовательно включенных конденсаторах 4.1.4.N. When the negative voltage of the network, increasing, reaches the voltage value at the inputs 12 and 8 of the power stage 9, the transistors 14 and 10 will close, since the reverse voltage will be applied to their base-emitter junctions. Capacitors 4.1,4. (N-1) turn out to be disconnected from the power pulse cascade 9, and the capacitor 4.N will maintain the voltage at the supply inputs 12 and 8 of the power pulse cascade 9. The output 3.1.3. (N-1) diodes and bit 2.1.2. (N-1) diodes are locked. This state is maintained unchanged until the mains voltage reaches a positive voltage level equal to the sum of the voltages on the series-connected capacitors 4.1.4.N.

После превышения напряжением сети указанного суммарного напряжения открываются зарядные диоды 1.1,1.(N-1) и конденсаторы 4.1,4.N начинаются заряжаться напряжением сети на протяжении этапа времени достижения максимума положительного значения напряжения сети. After exceeding the specified total voltage by the mains voltage, the charging diodes 1.1.1. (N-1) and capacitors 4.1.4.N open and are charged with the mains voltage during the time it takes to reach the maximum positive value of the mains voltage.

Далее процессы заряда и разряда конденсаторов продолжаются аналогично. Further, the processes of charge and discharge of capacitors continue similarly.

Заряд конденсатора 4.N за время одного цикла работы, то есть за один период частоты переменного напряжения сети, происходит дважды. То есть, несмотря на однополупериодный режим работы конденсаторов 4.1,4.(N-1), конденсатор 4. N работает в квазидвухполупериодном режиме работы: первый этап его заряда осуществляется во время заряда группы последовательно включенных конденсаторов, а второй при разряде конденсаторов 4.1,4.(N-1) на силовой импульсный каскад 9 и конденсатор 4.N. Это способствует снижению пульсаций напряжения на питающих входах 12 и 8 и дает возможность использовать меньшие емкости конденсаторов. The charge of the capacitor 4.N during one cycle of operation, that is, for one period of the frequency of the alternating voltage of the network, occurs twice. That is, despite the full-time operation of capacitors 4.1.4. (N-1), the capacitor 4. N operates in a quasi-two-half-time operation: the first stage of its charge is carried out during the charge of a group of series-connected capacitors, and the second when the capacitors are discharged 4.1.4 . (N-1) to the power pulse stage 9 and the capacitor 4.N. This helps to reduce voltage ripple at the supply inputs 12 and 8 and makes it possible to use smaller capacitors.

Наличие постоянного напряжения на питающих входах 12 и 8 обеспечивает работу силового импульсного каскада 9. Транзистор 15, управляемый блоком 16 управления, преобразует постоянное напряжение в импульсный ток коллектора, трансформируемый трансформатором 18 в нагрузку. The presence of a constant voltage at the supply inputs 12 and 8 ensures the operation of the power pulse stage 9. The transistor 15, controlled by the control unit 16, converts the constant voltage into the pulse current of the collector, transformed by the transformer 18 into a load.

Таким образом, в рассматриваемом устройстве управление выходным транзистором осуществляется от напряжения, меньшего, чем напряжение сети и с более крутыми фронтами включения. Это дает возможность повысить энергетическую эффективность работы устройства, снизить потребляемую мощность и повысить надежность работы преобразователя. Thus, in the device under consideration, the output transistor is controlled from a voltage lower than the mains voltage and with steeper switching edges. This makes it possible to increase the energy efficiency of the device, reduce power consumption and increase the reliability of the converter.

Бестрансформаторный преобразователь по схеме фиг.2 работает следующим образом. Максимум амплитуды тока, протекающего через выходной транзистор, имеет место при его включении, когда конденсаторы 4.1,4.(N-1) разряжаются на частично разряженный конденсатор 4.N. Длительность импульса этого тока составляет обычно 2-5% от цикла включенного состояния транзистора 10. Ограничение амплитуды выполняет дроссель 19, индуктивность которого практически должна быть невелика. Для исключения режима непрерывных токов дросселя в переходных режимах включения, выключения или коммутации тока нагрузки используется блокирующий диод 20, обеспечивающий разряд тока, накопленного в индуктивности дросселя 19. Transformerless converter according to the scheme of figure 2 works as follows. The maximum amplitude of the current flowing through the output transistor occurs when it is turned on, when the capacitors 4.1.4. (N-1) are discharged to a partially discharged capacitor 4.N. The pulse duration of this current is usually 2-5% of the on state of the transistor 10. The amplitude is limited by the inductor 19, the inductance of which should be practically small. To exclude the mode of continuous inductor currents in transient modes of switching on, off, or switching the load current, a blocking diode 20 is used, which provides a discharge of the current accumulated in the inductance of the inductor 19.

Таким образом, введение дросселя 19 и диода 20 дает возможность ограничить ток через транзистор 10 и обеспечить отсутствие коммутационных перенапряжений на этом транзисторе при возникновении режима непрерывных токов дросселя 19, который может вызвать коммутационные перенапряжения на коллекторе транзистора 10. Thus, the introduction of the inductor 19 and the diode 20 makes it possible to limit the current through the transistor 10 and to ensure the absence of switching overvoltages on this transistor when a continuous current mode of the inductor 19 occurs, which can cause switching overvoltages on the collector of the transistor 10.

Бестрансформаторный преобразователь напряжения по схеме фиг.3 работает следующим образом. Transformerless voltage Converter according to the scheme of figure 3 works as follows.

Форсирование тока базы транзистора 10 для уменьшения времени разряда конденсаторов 4.1,4.(N-1) на заряд конденсатора 4.N и уменьшения мощности, рассеиваемой этим транзистором на рассматриваемом этапе времени, требуется на сравнительно небольшом промежутке времени, как это было сказано выше. Остающийся гораздо более длительный интервал времени не требует большего тока базы транзистора 10. Поэтому формирование форсированного импульса тока базы осуществляется от заряженного конденсатора 21, емкость которого существенно меньше емкости конденсатора 4.(N-1). При открытом транзисторе 14, когда транзистор 10 открывается, начальный ток разряда конденсатора 21 обеспечивает форсирование базового тока транзистора 10, который затем по мере разряда конденсатора 21 снижается, уменьшаясь до нуля к концу интервала времени включенного состояния транзистора 10. Заряд конденсатора 21 происходит во время заряда последовательно включенных конденсаторов 4.1,4.N от сетевого напряжения на шинах 5 и 7. Остальные процессы работы схемы не отличаются от рассмотренных выше. Forcing the base current of transistor 10 to reduce the discharge time of capacitors 4.1.4. (N-1) to charge the capacitor 4.N and reduce the power dissipated by this transistor at the considered time stage is required for a relatively short period of time, as was said above. The remaining much longer time interval does not require a larger base current of the transistor 10. Therefore, the formation of a forced pulse of the base current is carried out from a charged capacitor 21, the capacitance of which is significantly less than the capacitance of capacitor 4. (N-1). With the transistor 14 open, when the transistor 10 opens, the initial discharge current of the capacitor 21 provides forcing the base current of the transistor 10, which then decreases as the capacitor 21 discharges, decreasing to zero by the end of the on time interval of the transistor 10. The charge of the capacitor 21 occurs during charging series-connected capacitors 4.1,4.N from the mains voltage on buses 5 and 7. The remaining processes of the circuit do not differ from those discussed above.

Таким образом, введение форсирования базового тока транзистора 10 дает возможность ускорить процесс заряда конденсатора 4.N и снизить мощность, рассеиваемую этим транзистором во время коммутационных процессов. Thus, the introduction of boosting the base current of the transistor 10 makes it possible to accelerate the charge process of the capacitor 4.N and reduce the power dissipated by this transistor during switching processes.

Следовательно, предложенное устройство позволяет повысить надежность работы бестрансформаторного преобразователя напряжения за счет упрощения схемы и уменьшения рассеиваемой элементами мощности. Therefore, the proposed device can improve the reliability of the transformer-free voltage converter due to the simplification of the circuit and reduce the power dissipated by the elements.

Claims

1. TRANSFORMER-FREE VOLTAGE CONVERTER containing N diode-capacitor cells, each of which, except for the Nth, consists of charging, discharge and output diodes and a capacitor, the cathode of the charging diode is connected to the anode of the output diode and to the first output of the capacitor, the second output of which connected to the cathode of the discharge diode, and the cathodes of the output diodes of the cells, except for the Nth, are connected to the emitter of the output transistor pnp-type conductivity and to the first output of the locking resistor, the anode of the charging diode of the first cell is connected to network bus and to the first output of the opening resistor, the anodes of the charging diodes of the subsequent cells are connected to the cathodes of the discharge diodes of the previous cells from the first to (N-1) -th, respectively, the anodes of which are connected to the second network bus, to the negative power input of the power pulse cascade and the second terminal of the capacitor of the Nth cell, the first terminal of which is connected to the positive supply input of the power pulse cascade and to the collector of the output transistor, characterized in that the second terminal of the locking resistor is connected to to the collector of the output transistor connected to the positive supply input of the power pulse cascade, the second output of the opening resistor is connected to the base of the introduced auxiliary transistor of the pnp type of conductivity, the emitter of which is connected to the base of the output transistor, and the collector through the collector resistor to the anode of the charging diode of the Nth cell.

2. The voltage converter according to claim 1, characterized in that the indicated connection of the collector of the output transistor to the positive supply input of the power pulse cascade is made through the introduced inductor, the connection point of which with the specified input is connected to the connection point of the first output of the capacitor and the cathode of the Nth cell.

3. The voltage converter according to paragraphs. 1 and 2, characterized in that between the collector of the output transistor and the negative power input of the power pulse stage by the cathode and the anode, a blocking diode is respectively connected.

4. The voltage converter according to paragraphs. 1 to 3, characterized in that the indicated connection of the collector of the auxiliary transistor through the collector resistor to the anode of the charging diode of the Nth cell is made through the emitter-collector of the pnp-type conductivity forming transistor, respectively, the base of which is connected through the base resistor to the collector of the output transistor, and the emitter through the introduced boost capacitor is connected to the anode of the output diode of the N-1st cell.