RU2025764C1

RU2025764C1 - Method of controlling pulse-type stabilizer

Info

Publication number: RU2025764C1
Authority: RU
Inventors: Б.П. Соустин; В.И. Иванчура; Ю.В. Краснобаев; А.В. Манаков
Original assignee: Соустин Борис Порфирьевич; Иванчура Владимир Иванович; Краснобаев Юрий Вадимович; Манаков Александр Владимирович
Priority date: 1988-07-29
Filing date: 1988-07-29
Publication date: 1994-12-30

Abstract

FIELD: secondary electric power sources. SUBSTANCE: method provides high static accuracy of fast operation pulse voltage stabilizer due to forming pulses, controlling a control member in dependance upon an error signal integral. Influence of the error signal integral upon quantity of transient characteristics is eliminated by selection of coefficient K_ζ of signal amplification and by limiting a range of possible change of summed signal integral. The summed signal is being formed by adding a signal, proportional to a current of a capacitor of DLC-filter and multiplied by a coefficient 1/C, and the error signal, multiplied by a coefficient K_ζ. EFFECT: enhanced static accuracy at controlling the stabilizer. 1 cl, 2 dwg

Description

Изобретение относится к электротехнике, в частности к преобразовательной технике, и может быть использовано при построении быстродействующих импульсных стабилизаторов напряжения (ИСН) для автономных систем электропитания. The invention relates to electrical engineering, in particular to converting technology, and can be used in the construction of high-speed switching voltage stabilizers (ISN) for autonomous power supply systems.

Известен способ стабилизации выходного напряжения ИСН [1], согласно которому стабилизацию выходного напряжения ИСН осуществляют путем измерения выходного напряжения, сравнения его с эталонным напряжением, частотной коррекции полученного сигнала рассогласования изодромным звеном и формирования частотно-скорректированным сигналом рассогласования импульсов управления регулирующим элементом ИСН по принципу широтно-импульсной модуляции (ШИМ). A known method of stabilizing the output voltage of the ISN [1], according to which the stabilization of the output voltage of the ISN is carried out by measuring the output voltage, comparing it with the reference voltage, frequency correction of the received mismatch signal by the isodromic link and generating a frequency-corrected signal of the mismatch of control pulses of the control element of the ISN according to the latitudinal principle pulse modulation (PWM).

Наиболее близким к предлагаемому и выбранным в качестве прототипа является способ стабилизации выходного напряжения импульсного стабилизатора [2], согласно которому стабилизацию выходного напряжения быстродействующего импульсного стабилизатора, содержащего индуктивно-емкостный фильтр, регулирующий элемент, широтно-импульсный модулятор (ШИМ), осуществляют путем измерения тока конденсатора фильтра и выходного напряжения, вычисления интеграла суммарного сигнала, формирования импульсов управления регулирующим элементом по принципу ШИМ, сигналом, полученным в результате суммирования инверсных значений сигнала, равного току конденсатора, и сигнала управления по напряжению, взятых соответственно с коэффициентами K_i и K_u, причем
K_i=

; K

=

K_i , где L и С - соответственно индуктивность и емкость и емкость индуктивно-емкостного фильтра; U_л ^I - скорость изменения пилообразного напряжения ШИМ; Е - входное напряжение; Т - период, t_u - статическая длительность импульса (паузы в случае модуляции переднего фронта импульса).Closest to the proposed and selected as a prototype is a method of stabilizing the output voltage of a pulse stabilizer [2], according to which the stabilization of the output voltage of a high-speed pulse stabilizer containing an inductive-capacitive filter, a control element, a pulse-width modulator (PWM) is carried out by measuring current filter capacitor and output voltage, calculation of the integral of the total signal, the formation of control pulses of the regulatory element according to the principle MI, a signal obtained by summing the inverse values of the signal equal to the current of the capacitor, and the voltage control signal, respectively, combined with the coefficients K _i and K _u, wherein
K _i =

; K

=

K _i , where L and C are the inductance and capacitance and capacitance of the inductive-capacitive filter, respectively; U _l ^I - the rate of change of the sawtooth PWM voltage; E is the input voltage; T is the period, t _u is the static pulse duration (pauses in the case of modulation of the leading edge of the pulse).

Известный способ позволяет достичь более высокого быстродействия стабилизатора. The known method allows to achieve a higher speed stabilizer.

Целью изобретения является повышение качества выходного напряжения быстродействующего стабилизатора в статических режимах работы. При этом под повышением качества выходного напряжения понимается уменьшение величины статической ошибки. The aim of the invention is to improve the quality of the output voltage of a high-speed stabilizer in static modes. Moreover, by improving the quality of the output voltage is meant a decrease in the value of the static error.

С этой целью для управления быстродействующим импульсным стабилизатором, содержащим соединенные последовательно между входным и выходным выводами регулирующий элемент и DLC-фильтр, измеряют ток конденсатора DLC-фильтра и выходное напряжение, получают сигнал рассогласования, умножают сигнал, равный измеренному току конденсатора DLC-фильтра, на коэффициент 1/с, умножают сигнал рассогласования на коэффициент К _ζ , формируют суммарный сигнал путем суммирования сигналов, полученных в результате умножения, интегрируют суммарный сигнал, формируют сигнал управления по напряжению, умножают сигнал, равный измеренному току конденсатора DLC-фильтра, и сигнал управления по напряжению на коэффициенты K_i и K_u соответственно, суммируют инверсные значения полученных сигналов и формируют результирующим сигналом импульсы управления регулирующим элементом по принципу ШИМ, причем
K_i=

; K

=

K_i , где L и С - соответственно индуктивность и емкость DLC-фильтра; U_л ^' - скорость изменения пилообразного опорного напряжения ШИМ; Е - входное напряжение; Т и t_u - соответственно период и статическая длительность импульса управления или паузы при модуляции соответственно заднего или переднего фронта импульса. Кроме того, сигнал рассогласования получают путем сравнения выходного и опорного напряжений, коэффициент K_ζвыбирают из условия K_ζ < 1 /(R_cC + T), где R_c - внутреннее сопротивление конденсатора DLC-фильтра, а сигнал управления по напряжению формируют из указанного интеграла суммарного сигнала, ограничивая диапазон его возможного изменения по значениям максимальных отклонений в динамических режимах, не приводящих к прерыванию модуляции.To this end, to control a high-speed pulse stabilizer containing a control element and a DLC filter connected in series between the input and output terminals, the DLC filter capacitor current and output voltage are measured, an error signal is obtained, the signal equal to the measured current of the DLC filter capacitor is multiplied by coefficient 1 / s, multiply the error signal by the coefficient K _ζ , form the total signal by summing the signals obtained as a result of multiplication, integrate the total signal, forming the voltage control signal is multiplied, the signal equal to the measured current of the DLC filter capacitor is multiplied, and the voltage control signal by the coefficients K _i and K _u, respectively, the inverse values of the received signals are summed and the control signal generates control pulses by the PWM principle, and
K _i =

; K

=

K _i , where L and C are the inductance and capacitance of the DLC filter, respectively; U _l ^' - the rate of change of the sawtooth PWM voltage reference; E is the input voltage; T and t _u are, respectively, the period and static duration of the control pulse or pause during modulation, respectively, of the trailing or leading edge of the pulse. In addition, the mismatch signal is obtained by comparing the output and reference voltages, the coefficient K _{ζ is} selected from the condition K _ζ <1 / (R _c C + T), where R _c is the internal resistance of the DLC filter capacitor, and the voltage control signal is formed from the specified integral of the total signal, limiting the range of its possible change by the values of the maximum deviations in dynamic modes that do not lead to interruption of the modulation.

По предлагаемому способу высокая статическая точность быстродействующего ИСН обеспечивается за счет формирования управляющего сигнала в функции интеграла сигнала рассогласования по напряжению. При этом однако возможно влияние интеграла сигнала рассогласования по напряжению, являющегося дополнительным информационным сигналом, на быстродействующий закон управления ИСН, известный из прототипа. According to the proposed method, high static accuracy of a high-speed ISN is ensured by forming a control signal as a function of the voltage mismatch signal integral. However, it is possible that the integral of the voltage mismatch signal, which is an additional information signal, can affect the high-speed control law of the SPI known from the prototype.

Влияние интеграла сигнала рассогласования на качество переходных процессов в "малом" можно устранить, выбрав коэффициент усиления сигнала рассогласования K_ζ < 1/(R_cC + T). Влияние интеграла сигнала рассогласования на качество переходных процессов, при значительных возмущающих воздействиях, вызывающих прерывание модуляции, устраняется за счет ограничения диапазона возможного изменения интеграла суммарного сигнала.The influence of the integral of the mismatch signal on the quality of transients in the "small" can be eliminated by choosing the gain of the mismatch signal K _ζ <1 / (R _c C + T). The influence of the mismatch signal integral on the quality of transients, with significant disturbing effects causing interruption of the modulation, is eliminated by limiting the range of possible changes in the integral of the total signal.

На фиг. 1 приведена схема устройства управления ИСН, поясняющая формирование управляющего сигнала; на фиг. 2 - схема устройства, реализующего предлагаемый способ. In FIG. 1 is a diagram of an ISN control device explaining the formation of a control signal; in FIG. 2 is a diagram of a device that implements the proposed method.

В состав схемы (фиг. 1) входит усилитель 1 с коэффициентом усиления K_i, подключенный входом к информационному входу 2 и выходом через инвертирующий вход первого сумматора 3 к входу ШИМ 4. Второй усилитель 5 с коэффициентом усиления 1/С подключен входом к информационному входу 2, а выходом через второй сумматор 6 и соединенные последовательно интегратор 7 с ограниченным диапазоном изменения выходного сигнала и третий усилитель 8 с коэффициентом усиления K_u к второму инвертирующему входу первого сумматора 3. Четвертый усилитель 9, имеющий коэффициент усиления K_ζ , входом подключен к второму информационному входу 10, а выходом - к второму входу второго сумматора 6. Выход ШИМ 4 соединен с управляющим входом регулирующего элемента (РЭ) ИСН.The structure of the circuit (Fig. 1) includes an amplifier 1 with a gain K _i connected by an input to the information input 2 and output through the inverting input of the first adder 3 to the PWM input 4. The second amplifier 5 with a gain of 1 / C is connected by an input to the information input 2, and the output through the second adder 6 and connected in series integrator 7 with a limited range of the output signal and the third amplifier 8 with a gain K _u to the second inverting input of the first adder 3. The fourth amplifier 9, having a coefficient gain factor K _ζ , the input is connected to the second information input 10, and the output is to the second input of the second adder 6. The PWM output 4 is connected to the control input of the control element (RE) ISN.

Определяют величину коэффициента усиления сигнала рассогласования по напряжению K_ζ исходя из условия малого влияния сигнала рассогласования в динамических режимах работы ИСН на сигнал управления ИСН. Это условие может быть записано в виде
Х₂ < Х₁, (1) где Х₁ = ΔI_c/C; X₂ = ΔU˙ K_ζ - Δ I_c - приращение тока конденсатора ИСН, вызванное возмущающим воздействием; ΔU_c - сигнал рассогласования по напряжению.The magnitude of the gain of the error signal K _{ζ is} determined based on the condition of a small influence of the error signal in the dynamic operating modes of the ISN on the control signal of the ISN. This condition can be written as
X ₂ <X ₁ , (1) where X ₁ = ΔI _c / C; X ₂ = ΔU˙ K _ζ - Δ I _c - increment of the current of the capacitor ISN, caused by a disturbing effect; ΔU _c - voltage mismatch signal.

При быстродействующем управлении максимальное отклонение выходного напряжения ИСН приходится на момент времени, отстоящий от момента приложения ступенчатого возмущающего воздействия на величину Т, равную периоду преобразования [1]. Следовательно, максимальная величина сигнала рассогласования Δ U определяется
ΔU =

+ R_с· ΔI_с (2)
Подставив выражение (2) в выражение, определяющее Х₂, а значения Х₁и Х₂ в выражение (1), получают
K

+ R_с· ΔI

<

(3) или
K_ζ <

. (4)
Условие (4) определяет значения K_ζ , при которых сохраняется быстродействие и устойчивость ИСН.In case of high-speed control, the maximum deviation of the output voltage of the SPI falls at the time instant, which is distant from the moment of application of the step perturbing influence, by the value of T equal to the conversion period [1]. Therefore, the maximum value of the mismatch signal Δ U is determined
ΔU =

+ R _s ΔI _s (2)
Substituting expression (2) into the expression defining X ₂ , and the values of X ₁ and X ₂ into expression (1), get
K

+ R _with ΔI

<

(3) or
K _ζ <

. (4)
Condition (4) determines the values of K _ζ at which the performance and stability of the SPI are maintained.

При значительных возмущающих воздействиях (коммутация емкостной и активно-емкостной нагрузок), вызывающих прерывание модуляции и значительные отклонения выходного напряжения, интегрирование сигнала рассогласования приводит к существенным отклонениям интеграла суммарного сигнала от установившихся значений и соответственно входного сигнала ШИМ от зоны пилообразного напряжения ШИМ. При этом из-за значительных отклонений интеграла суммарного сигнала и входного сигнала ШИМ модуляция возобновляется не в момент равенства выходного напряжения ИСН стабильному значению, а с запаздыванием, что увеличивает время переходного процесса и ухудшает качество выходного напряжения. Устранить явление запаздывания возобновления модуляции относительно момента равенства выходного напряжения ИСН стабильному значению можно за счет ограничения ширины диапазона возможного изменения интеграла суммарного сигнала, не допуская значительных его отклонений от установившихся значений. При этом длительность переходного процесса уменьшается по мере уменьшения ширины диапазона возможного изменения интеграла суммарного сигнала. С другой стороны, ширина диапазона возможного изменения интеграла суммарного сигнала должна быть достаточной для того, чтобы ограничение изменения интеграла суммарного сигнала не происходило при всех возможных статических и динамических режимах работы стабилизатора, в которых не происходит прерывание модуляции. With significant disturbing influences (switching capacitive and active-capacitive loads), causing interruption of the modulation and significant deviations of the output voltage, the integration of the error signal leads to significant deviations of the integral of the total signal from the steady-state values and, accordingly, the input PWM signal from the band of the sawtooth PWM voltage. At the same time, due to significant deviations of the integral of the total signal and the input PWM signal, the modulation is resumed, not at the moment the output voltage of the ISN is equal to a stable value, but with a delay, which increases the transient time and affects the quality of the output voltage. It is possible to eliminate the delay in the resumption of modulation with respect to the instant that the output voltage of the ISI is equal to a stable value by limiting the width of the range of possible changes in the integral of the total signal, avoiding significant deviations from the steady-state values. In this case, the duration of the transient process decreases as the width of the range of a possible change in the integral of the total signal decreases. On the other hand, the width of the range of possible changes in the integral of the total signal should be sufficient so that the restriction of changes in the integral of the total signal does not occur at all possible static and dynamic modes of operation of the stabilizer, in which modulation is not interrupted.

Ширина и расположение диапазона возможного изменения интеграла суммарного сигнала по отношению к зоне пилообразного опорного напряжения зависят от параметров ИСН, диапазона изменения входного напряжения, величины выбранного коэффициента K_ζ , вида модуляции (передний или задний фронт). Поэтому для определения ширины и расположения диапазона возможного изменения интеграла суммарного сигнала целесообразно проведение моделирования процессов в ИСН на ЦВМ или исследование процессов на макете ИСН по следующей методике. Задают минимальное (по условиям ТЗ) входное напряжения ИСН. Периодически изменяют (коммутируют) активную нагрузку ИСН. Последовательно увеличивают величину коммутируемой нагрузки до момента прерывания модуляции. В этом режиме определяют минимальное и максимальное амплитудные значения интеграла суммарного сигнала. Задают максимальное (по условиям ТЗ) входное напряжение ИСН. Опять периодически изменяют активную нагрузку ИСН, последовательно увеличивают величину коммутируемой нагрузки до момента прерывания модуляции, определяют минимальное и максимальное амплитудные значения интеграла суммарного сигнала. Верхние и нижние границы зоны возможных изменений интеграла суммарного сигнала определяют соответственно наибольшим и наименьшим амплитудными полученными при определении минимального и максимального амплитудных значений интеграла суммарного сигнала. Ограничение диапазона возможного изменения интеграла суммарного сигнала в схеме (фиг. 1) достигается за счет ограниченного диапазона изменения выходного сигнала интегратора 7.The width and location of the range of possible changes in the integral of the total signal with respect to the sawtooth reference voltage zone depends on the parameters of the ISN, the range of the input voltage, the value of the selected coefficient K _ζ , the type of modulation (leading or trailing edge). Therefore, to determine the width and location of the range of possible changes in the integral of the total signal, it is advisable to simulate the processes in the SIS on a digital computer or to study the processes on the layout of the SIS according to the following procedure. Set the minimum (according to the terms of reference) input voltage of the ISN. Periodically change (commute) the active load of the ISN. Consistently increase the value of the switched load until the modulation is interrupted. In this mode, the minimum and maximum amplitude values of the integral of the total signal are determined. Set the maximum (according to the terms of reference) input voltage of the ISN. Again, the active load of the ISN is periodically changed, the value of the switched load is sequentially increased until the modulation is interrupted, the minimum and maximum amplitude values of the integral of the total signal are determined. The upper and lower boundaries of the zone of possible changes in the integral of the total signal are determined respectively by the largest and smallest amplitude obtained when determining the minimum and maximum amplitude values of the integral of the total signal. Limiting the range of possible changes in the integral of the total signal in the circuit (Fig. 1) is achieved due to the limited range of changes in the output signal of the integrator 7.

Как пример реализации предлагаемого способа может быть рассмотрена схема, приведенная на фиг. 2. ИСН (фиг. 2) содержит РЭ 11, дроссель 12, включенные последовательно между входом 13 и выходом 14 ИСН. Диод 15 подключен между общей точкой РЭ 11 и дросселем 12 и общим проводом 16 ИСН. Конденсатор 17 и датчик 18 тока соединены последовательно и подключены между выходом 14 и общим проводом 16 ИСН. Измеритель 19 сигнала рассогласования первым входом подключен к выходу 14 ИСН, а вторым входом - к выходу источника 20 эталонного напряжения. Интегратор 21 первым и вторым входами подсоединен соответственно к информационному выходу датчика 18 тока и выходу измерителя 19 сигнала рассогласования, а выходом - к входу делителя 22. Усилитель 23 инвертирующим входом подключен к информационному выходу датчика 18 тока, неинвертирующим выходом - к выходу делителя 22, а выходом - к входу ШИМ с блокирующим RS-триггером 24. Выход последнего соединен с управляющим входом РЭ 11. As an example of the implementation of the proposed method, the circuit shown in FIG. 2. ISN (Fig. 2) contains RE 11, the inductor 12, connected in series between the input 13 and the output 14 of the ISN. The diode 15 is connected between the common point RE 11 and the inductor 12 and the common wire 16 ISN. The capacitor 17 and the current sensor 18 are connected in series and connected between the output 14 and the common wire 16 of the ISN. The meter 19 of the error signal the first input is connected to the output 14 of the ISN, and the second input to the output of the source 20 of the reference voltage. The integrator 21 by the first and second inputs is connected respectively to the information output of the current sensor 18 and the output of the mismatch signal meter 19, and the output to the input of the divider 22. The amplifier 23 with an inverting input is connected to the information output of the current sensor 18, and the non-inverting output is connected to the output of the divider 22, and output - to the PWM input with a blocking RS-trigger 24. The output of the latter is connected to the control input of RE 11.

Подключение делителя 22 к выходу интегратора 21 обеспечивает выполнение условия ограничения диапазона возможных изменений интеграла суммарного сигнала. При этом используется естественная выходная характеристика операционного усилителя, на котором выполнен интегратор 21. Максимальное U_макс и минимальное U_мин напряжения диапазона изменения интеграла суммарного сигнала определяются из соотношений
U_макс = К_д ^. U_{макс.оу}; U_мин = Кд ^. U_мин. _оу, где К_д - коэффициент передачи делителя 22;
U_{макс.оу} и U_мин.оу - соответственно максимальное и минимальное возможные напряжения операционного усилителя.Connecting the divider 22 to the output of the integrator 21 ensures that the conditions for limiting the range of possible changes in the integral of the total signal are satisfied. The natural output characteristic of the operational amplifier is used, on which the integrator 21 is executed. The maximum U _max and minimum U _min voltage of the range of variation of the integral of the total signal are determined from the relations
U _max = K _d ^. U _max . U _min = Cd ^. U _min _oh , where K _d - gear ratio of the divider 22;
U _max.ou and U _min.ou - respectively, the maximum and minimum possible voltage of the operational amplifier.

Для подтверждения реализуемости предлагаемого способа был изготовлен макет быстродействующего ИСН в соответствии со схемой (фиг. 2), имеющий выходное напряжение 12 В, минимальное, номинальное, максимальное напряжения 14, 20, 30В, индуктивность фильтра L = 120 мкГ, емкость фильтра С = 800 мкФ, период преобразования Т = 50 мкс. To confirm the feasibility of the proposed method, a model of a high-speed ISN was made in accordance with the scheme (Fig. 2), having an output voltage of 12 V, minimum, nominal, maximum voltage of 14, 20, 30 V, filter inductance L = 120 μG, filter capacity C = 800 μF, conversion period T = 50 μs.

Коэффициент передачи делителя 22 равен 0,05, что обеспечивает диапазон изменения интеграла суммарного сигнала ± 0,5 В (при диапазоне изменения выходного напряжения интегратора ± 10 В). Пилообразное опорное напряжение ШИМ амплитудой 0,6 В расположено симметрично относительно нулевого уровня напряжения. The transfer coefficient of the divider 22 is 0.05, which provides a range of variation of the integral of the total signal of ± 0.5 V (with a range of variation of the output voltage of the integrator ± 10 V). A sawtooth PWM reference voltage with an amplitude of 0.6 V is located symmetrically with respect to the zero voltage level.

Исследования макета ИСН показали, что статическая ошибка во всех режимах работы и температуре ± 20^оС не превышает 10 мВ, а при изменении температуры в диапазоне -40+60^оС не превышает ± 180 мВ.Studies IOS layout shown that static error in all modes of operation and temperature ± ^{20 °} C does not exceed 10 mV, and temperature changes in the range -40 to + 60 ^{° C} is not more than ± 180 mV.

Claims

METHOD FOR CONTROLLING A PULSE STABILIZER, containing a regulating element and a DLC filter connected in series between input and output terminals, consisting in measuring the current of the DLC filter capacitor and the output voltage, receiving an error signal, multiplying the signal equal to the measured current of the DLC filter capacitor, by a factor 1 / C, the error signal is multiplied by the coefficient K _ζ, the sum signal is formed by summing the signals obtained by multiplying the total integrated signal forming by the voltage control signal is multiplied by a signal equal to the measured current DLC capacitor - filter and the voltage control signal to the coefficients of K _i and K _u, summed inverse values of the received signals and generating a resulting control signal pulses of a control member on the principle of pulse-width modulation , and
K _i =

,
K

=

K _i
where L, C are the inductance and capacitance of the DLC filter, respectively;
U _p ^′ is the rate of change of the sawtooth reference voltage of the pulse-width modulator; E is the input voltage; T, t, _and , respectively, the period and static duration of the control pulse or pause during modulation of the trailing or leading edge of the pulse, characterized in that, in order to improve the quality of the output voltage in the static modes of operation of the pulse stabilizer while maintaining its high speed, the error signal is obtained by comparing the output and the reference voltage, the coefficient K _{ζ is} chosen from the condition
K _ζ <1 / (R _c C + T),
where R _c is the internal resistance of the DLC filter capacitor, and the voltage control signal is formed from the indicated integral of the total signal, limiting the range of its possible change by the values of maximum deviations in dynamic modes that do not lead to interruption of the modulation.