RU2025044C1 - Method of digital measurement of temperature and device for its realization - Google Patents

Method of digital measurement of temperature and device for its realization Download PDF

Info

Publication number
RU2025044C1
RU2025044C1 SU4846027A RU2025044C1 RU 2025044 C1 RU2025044 C1 RU 2025044C1 SU 4846027 A SU4846027 A SU 4846027A RU 2025044 C1 RU2025044 C1 RU 2025044C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
input
output
voltage
pulse
frequency
Prior art date
Application number
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Владимир Сергеевич Михалевич
Владислав Тимофеевич Кондратов
Александр Васильевич Палагин
Юрий Алексеевич Скрипник
Валерий Федорович Евстратов
Original Assignee
Институт кибернетики им.В.М.Глушкова АН Украины
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Институт кибернетики им.В.М.Глушкова АН Украины filed Critical Институт кибернетики им.В.М.Глушкова АН Украины
Priority to SU4846027 priority Critical patent/RU2025044C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2025044C1 publication Critical patent/RU2025044C1/en

Links

Images

Abstract

FIELD: information, conversion and measurement technology. SUBSTANCE: method consists in conversion of temperature-sensitive resistance of p-n junction of semiconductor pickup corresponding to measured temperature to voltage with first value of current
Figure 00000006
through it, in conversion of obtained voltage to first frequency of electric signal and in conversion of it to code, in additional conversion of resistance of p-n function of semiconductor pickup corresponding to measured temperature to voltage with second value of current
Figure 00000007
through it, in later conversion of resistance of p-n junction corresponding to zero temperature to voltage and in conversion of voltage to corresponding second and third frequencies of electric signals and in their conversion to code. Result of digital measurement is found by formula
Figure 00000008
, with
Figure 00000009
being proportionality factor, where Uo is value of reference voltage; n is constant coefficient equal to 10...25; K is Boltzmann constant; q is charge of electron;
Figure 00000010
are values of currents through p-n junction; f1, f2 and f3 are correspondingly values of first, second and third frequencies. Device for digital measurement of temperature of relaxation oscillations has source of reference voltage, nine resistors, capacitor, semiconductor pickup with p-n junction, transistor key, pulse former, operational amplifier, signal precessing unit, two matching units, communication line, two flip-flops, former of clearing pulse, two automatic switches, unit of number setting and reversible pulse counter connected in certain way. EFFECT: enhanced accuracy of measurements. 4 cl, 3 dwg

Description

Изобретение относится к технике измерения температуры различных сред с помощью полупроводниковых приборов с p-n-переходами и может быть использовано для дистанционных измерений с повышенной точностью и надежностью. The invention relates to techniques for measuring the temperature of various media using semiconductor devices with p-n junctions and can be used for remote measurements with increased accuracy and reliability.

Целью изобретения является повышение точности путем исключения влияния нестабильности электрофизических параметров полупроводиниковых диодов, параметров интегратора и канала связи на результат преобразования. The aim of the invention is to improve accuracy by eliminating the influence of the instability of the electrophysical parameters of semiconductor diodes, the parameters of the integrator and the communication channel on the conversion result.

На фиг. 1 приведена схема устройства для преобразования температуры в частоту релаксационных колебаний; на фиг.2 - схема блока обработки, входящего в устройство; на фиг. 3 - эпюры напряжения, поясняющие работу устройства. In FIG. 1 shows a diagram of a device for converting temperature into a frequency of relaxation oscillations; figure 2 - diagram of the processing unit included in the device; in FIG. 3 - voltage plots explaining the operation of the device.

Устройство (фиг. 1) содержит генератор опорного напряжения 1, первый, второй, третий, четвертый, пятый, шестой, седьмой, восьмой и девятый резисторы 2-10, полупроводниковый датчик 11, транзисторный ключ 12, интегрирующий конденсатор 13, операционный усилитель 14, первый и второй триггеры 18, 19, формирователь импульсов сброса 20, реверсивный счетчик импульсов 21, задатчик числа 22, формирователь импульсов 23, первый и второй блоки согласования 24, 25, линия связи 26, блок обработки сигналов 27. Элемент 5, 12-14, 23 образуют преобразователь напряжения в частоту (ПНЧ). The device (Fig. 1) contains a reference voltage generator 1, first, second, third, fourth, fifth, sixth, seventh, eighth and ninth resistors 2-10, a semiconductor sensor 11, a transistor switch 12, an integrating capacitor 13, an operational amplifier 14, the first and second triggers 18, 19, the reset pulse generator 20, the reversible pulse counter 21, the number generator 22, the pulse generator 23, the first and second matching units 24, 25, the communication line 26, the signal processing unit 27. Element 5, 12-14 , 23 form a voltage to frequency converter (VLF).

Блок обработки (фиг. 2) сигналов содержит формирователь счетных импульсов 28, частотный детектор 29, дифференцирующую цепь 30, первый и второй элементы И-НЕ 31 и 32, первый и второй задатчики чисел 33 и 34, первый и второй реверсивные счетчики импульсов 35 и 36, триггер 37, логический элемент И 38, первый и второй формирователи 39 и 40 управляющих импульсов, счетчик импульсов 41, регистр 42, преобразователь частота-код 43, цифровое отсчетное устройство 44, блок формирования результирующего кода 45 и общую шину 46. The signal processing unit (Fig. 2) contains a counting pulse generator 28, a frequency detector 29, a differentiating circuit 30, the first and second NAND elements 31 and 32, the first and second number adjusters 33 and 34, the first and second reversible pulse counters 35, and 36, trigger 37, logic element And 38, first and second control pulse generators 39 and 40, pulse counter 41, register 42, frequency-to-code converter 43, digital readout device 44, result code generation unit 45, and common bus 46.

В предложенном техническом решении в качестве чувствительного к температуре параметра используют сопротивление p-n-перехода полупроводникового датчика, включенного в зарядную RC цепь ПНЧ. При прохождении тока через p-n-переход на последнем создается падение напряжения, зависящее от температуры среды, в которую помещен датчик. В результате частота релаксационных колебаний зависит от температуры. При малых значениях температуры получают малое значение падения напряжения на переходе, что не всегда обеспечивает заряд конденсатора до требуемого уровня в заданном частотном диапазоне генератора. В этой связи падение напряжения усиливают или используют дополнительное опорное напряжение, обеспечивая, тем самым, увеличение тока заряда конденсатора. Усиление разности (или суммы) опорного напряжения и падения напряжения позволяет выбрать требуемый частотный диапазон преобразования температуры в частоту и обеспечить необходимую чувствительность преобразования. In the proposed technical solution, the resistance of the pn junction of the semiconductor sensor included in the charging RC frequency converter circuit is used as a temperature-sensitive parameter. When the current passes through the p-n junction, a voltage drop is created at the latter, depending on the temperature of the medium in which the sensor is placed. As a result, the frequency of relaxation oscillations depends on temperature. At low temperatures, a small value of the voltage drop across the junction is obtained, which does not always provide the capacitor charge to the required level in a given frequency range of the generator. In this regard, the voltage drop is amplified or an additional reference voltage is used, thereby providing an increase in the charge current of the capacitor. The amplification of the difference (or sum) of the reference voltage and voltage drop allows you to select the desired frequency range for converting temperature to frequency and provide the necessary conversion sensitivity.

Сущность предложенного способа заключается в следующем. The essence of the proposed method is as follows.

Формируют релаксационное колебание частоты f1 путем заряда интегрирующего конденсатора током, пропорциональным разности между опорным напряжением Uo и падением напряжения Uп1=Iд1 .rд на p-n-переходе (с сопротивлением rд) полупроводникового датчика от первого значения тока Iд1, протекающего через переход, до момента равенства нарастающего значения падения напряжения Vк1=Кус(Vo-Vп1) (где Кус - коэффициент усиления) на конденсаторе заданному значению Vоп.A relaxation oscillation of the frequency f 1 is formed by charging an integrating capacitor with a current proportional to the difference between the reference voltage U o and the voltage drop U p1 = I d1 . r d at the pn junction (with resistance r d) of the semiconductor sensor from the first current value I d1 flowing through the junction to the moment of the equality of the increasing value of the voltage drop V k1 = K us (V o -V p1 ) (where K us is the gain ) on the capacitor to the set value of V op .

При постоянной времени заряда конденсатора τ =RC, где С - емкость конденсатора, R - сопротивление цепи, обеспечивающей ток заряда Iк1, разность опорного напряжения Vо и падения напряжения Vп1 достигнет (при Кус=1) значения Vоп за время
T1=

Figure 00000011
=
Figure 00000012
(1)
Значение частоты f1 релаксационных колебаний определится выражением f1=
Figure 00000013
(2)
Известно что связь между током Iд1 через p-n переход и приложенным напряжением на нем определяется уравнением вольт-амперной характеристики перехода
I
Figure 00000014
= Io· e
Figure 00000015
(e
Figure 00000016
) (3) где Iд1 - ток через p-n-переход;
Io . e-B/Tx - ток насыщения, зависящий от абсолютной температуры Тх;
Io - ток насыщения при Tx _____→ ∞;
В - коэффициент, зависящий от материала полупроводника и ширины зоны перехода;
q - заряд электрона;
К - постоянная Больцмана;
Vп1 - падение напряжения на переходе.At a constant time of the charge of the capacitor τ = RC, where C is the capacitance of the capacitor, R is the resistance of the circuit providing the charge current I k1 , the difference between the reference voltage V о and the voltage drop V p1 will reach (at K us = 1) the value of V op in time
T 1 =
Figure 00000011
=
Figure 00000012
(1)
The value of the frequency f 1 relaxation oscillations is determined by the expression f 1 =
Figure 00000013
(2)
It is known that the relationship between the current I d1 through the pn junction and the applied voltage on it is determined by the equation of the current-voltage characteristic of the junction
I
Figure 00000014
= I o · e
Figure 00000015
(e
Figure 00000016
) (3) where I d1 is the current through the pn junction;
I o . e -B / Tx is the saturation current, depending on the absolute temperature T x ;
I o is the saturation current at T x _____ → ∞;
B is a coefficient depending on the material of the semiconductor and the width of the transition zone;
q is the electron charge;
K is the Boltzmann constant;
V p1 - voltage drop at the junction.

Учитывая, что при изменении температуры в диапазоне Тх>300К значение отношения КТх/q >> 26 мВ, уравнение (3) можно представить в виде
I

Figure 00000017
= Io· e
Figure 00000018
e
Figure 00000019
(4).Given that when the temperature changes in the range T x > 300K, the value of the ratio CT x / q >> 26 mV, equation (3) can be represented as
I
Figure 00000017
= I o · e
Figure 00000018
e
Figure 00000019
(4).

Падение напряжения на p-n-переходе определится с учетом (4) выражением
U

Figure 00000020
=
Figure 00000021
(5)
Учитывая, что ток насыщения Io>Iд1, падение напряжения представим выражением с положительным логарифмом
U
Figure 00000022
=
Figure 00000023
-
Figure 00000024
ln (Io/I
Figure 00000025
) Tx (6).The voltage drop at the pn junction is determined taking into account (4) by the expression
U
Figure 00000020
=
Figure 00000021
(5)
Given that the saturation current I o > I d1 , the voltage drop is represented by the expression with a positive logarithm
U
Figure 00000022
=
Figure 00000023
-
Figure 00000024
ln (I o / I
Figure 00000025
) T x (6).

Из выражения (6) видно, что падение напряжения на p-n-переходе линейно уменьшается от температуры Тх. При этом крутизна вольт-амперной характеристики определяется значением ln(Io/Iд1) , а начальное значение - параметром В.From the expression (6) it is seen that the voltage drop at the pn junction decreases linearly with temperature T x . Moreover, the slope of the current-voltage characteristic is determined by the value ln (I o / I d1 ), and the initial value is determined by parameter B.

Ток через p-n-переход Iд1, выбирают предельно малым, исходя из начального участка вольт-амперной характеристики выбранного полупроводникового датчика (диода), что исключает дополнительный нагрев перехода относительно контролируемой температуры Тх.The current through the pn junction I d1 is selected as extremely small, based on the initial portion of the current-voltage characteristic of the selected semiconductor sensor (diode), which eliminates additional heating of the junction relative to the controlled temperature T x .

В соответствии с выражениями (2) и (6) частота разряда интегрирующего конденсатора определяется падением напряжения Vп1 на p-n-переходе и линейно зависит от температуры. Подставляя (6) в (2), получим выражение
f1=

Figure 00000026
Figure 00000027
Uo-
Figure 00000028
+
Figure 00000029
ln (Io/I1 ) Tx
Figure 00000030
, (7) связывающее частоту релаксационных колебаний с температурой, параметрами RC-цепи и вольт-амперной характеристикой p-n-перехода.In accordance with expressions (2) and (6), the discharge frequency of the integrating capacitor is determined by the voltage drop V p1 at the pn junction and depends linearly on temperature. Substituting (6) in (2), we obtain the expression
f 1 =
Figure 00000026
Figure 00000027
U o -
Figure 00000028
+
Figure 00000029
ln (I o / I 1 ) T x
Figure 00000030
, (7) relating the frequency of relaxation oscillations to temperature, RC circuit parameters, and the current – voltage characteristic of the pn junction.

Частоту (7) релаксационных колебаний измеряют и запоминают. Затем увеличивают ток через p-n-переход на 5...10% от первоначального значения Iд1, т. е. до значения Iд2=(0,05...0,1)Iд1 (8), которое практически не изменяет теплового состояния p-n-перехода. Значение тока Iд2целесообразно устанавливать таким, чтобы изменение частоты релаксационных колебаний соответствовало бы увеличению изменяемой температуры на значение То температуры окружающей среды, т.е. на 20оС.The frequency (7) of relaxation oscillations is measured and stored. Then, the current through the pn junction is increased by 5 ... 10% of the initial value I d1 , i.e., to the value I d2 = (0.05 ... 0.1) I d1 (8), which practically does not change thermal state of the pn junction. It is advisable to set the current value I d2 in such a way that the change in the frequency of relaxation oscillations would correspond to an increase in the changeable temperature by an ambient temperature value To, i.e. at 20 o C.

При этом падение напряжения на p-n-переходе датчика равно Vп2=Iд2 .rд, а заряд интегрирующего конденсатора будет осуществляться напряжением Vк2= Кус(Vo-Vп2) или Uк2 = Uo - Uп2 при Кус=1.In this case, the voltage drop at the pn junction of the sensor is V p2 = I d2 . r d , and the charge of the integrating capacitor will be carried out by the voltage V k2 = K us (V o -V p2 ) or U k2 = U o - U p2 when K us = 1.

Частота релаксационных колебаний из-за изменения крутизны преобразования уменьшится до значения
f2=

Figure 00000031
Figure 00000032
Uo-
Figure 00000033
+
Figure 00000034
ln (Io/I
Figure 00000035
) Tx
Figure 00000036
(9)
Измеряют и запоминают установившееся значение частоты релаксационных колебаний.The frequency of relaxation oscillations due to changes in the steepness of the transformation will decrease to a value
f 2 =
Figure 00000031
Figure 00000032
U o -
Figure 00000033
+
Figure 00000034
ln (I o / I
Figure 00000035
) T x
Figure 00000036
(9)
The steady-state value of the frequency of relaxation oscillations is measured and stored.

Затем формируют релаксационное колебание с частотой f3 путем непосредственного заряда интегрирующего конденсатора током Iд3, пропорциональным заданной разности напряжений между опорным напряжением Vo и его n-й частью (Vп3= Vo/n), которая составляет 90-95% от значения разности напряжений, соответствующей верхнему пределу преобразуемой температуры. Значение частоты релаксационных колебаний определится выражением
f3=

Figure 00000037
=
Figure 00000038
Figure 00000039
(10).Then, a relaxation oscillation is formed with a frequency f 3 by directly charging the integrating capacitor with a current I d3 proportional to a given voltage difference between the reference voltage V o and its nth part (V p3 = V o / n), which is 90-95% of the value voltage difference corresponding to the upper limit of the converted temperature. The frequency of relaxation oscillations is determined by the expression
f 3 =
Figure 00000037
=
Figure 00000038
Figure 00000039
(10).

Значение температуры Тх определяют путем совместного решения уравнений (7), (9) и (10):
Tx=

Figure 00000040
Figure 00000041
=
Figure 00000042
Figure 00000043
Figure 00000044
, (11) где Vo - опорное напряжение;
n=10...20 коэффициент деления;
q - заряд электрона;
К - постоянная Больцмана;
a= Iд2/Iд1 = (1,05 ... 1,1) ;
Iд1 и Iд2 - первое и второе значения токов через p-n-переход;
f1, f2 и f3 - измеренные значения частот релаксационных колебаний.The temperature value T x is determined by the joint solution of equations (7), (9) and (10):
T x =
Figure 00000040
Figure 00000041
=
Figure 00000042
Figure 00000043
Figure 00000044
, (11) where V o is the reference voltage;
n = 10 ... 20 division coefficient;
q is the electron charge;
K is the Boltzmann constant;
a = I d2 / I d1 = (1.05 ... 1.1);
I d1 and I d2 - the first and second values of the currents through the pn junction;
f 1 , f 2 and f 3 are the measured values of the frequencies of relaxation oscillations.

Из выражения (11) видно, что результат определения температуры не зависит от параметров В и Io p-n-перехода, параметров времязадающей цепи, т. е. от R и C. В результате этого достигается повышение точности преобразования температуры в частоту и определения ее истинного значения.From expression (11) it can be seen that the result of determining the temperature does not depend on the parameters B and I o pn junction, the parameters of the timing circuit, i.e., on R and C. As a result, an increase in the accuracy of converting temperature to frequency and determining its true values.

Действительно, относительное изменение частоты
δf =

Figure 00000045
=
Figure 00000046
=
Figure 00000047
Figure 00000048
ln a (12) также не зависит от параметров В, Io, Vп, R и С.Indeed, the relative change in frequency
δf =
Figure 00000045
=
Figure 00000046
=
Figure 00000047
Figure 00000048
ln a (12) is also independent of the parameters B, I o , V p , R and C.

Работа устройства заключается в следующем. The operation of the device is as follows.

После включения источника питания (на фиг.1 он не показан) на выходе источника 1 опорного напряжения появится стабильное напряжение. Выходное напряжение Vо с выхода делителя напряжения, состоящего из последовательно соединенных резисторов 3 и 4, поступает через токоограничивающий резистор 5 на инвертирующий вход операционного усилителя 14. На прямой вход операционного усилителя 14 поступает напряжение с выхода делителя напряжения, образованного резистором 6 (или 7) и полупроводниковым датчиком 11 (или резистором 10) и подключенного к источнику 1 опорного напряжения.After turning on the power source (not shown in FIG. 1), a stable voltage appears at the output of the reference voltage source 1. The output voltage V о from the output of the voltage divider, consisting of series-connected resistors 3 and 4, enters through the current-limiting resistor 5 to the inverting input of the operational amplifier 14. The direct input of the operational amplifier 14 receives the voltage from the output of the voltage divider formed by the resistor 6 (or 7) and a semiconductor sensor 11 (or resistor 10) and a reference voltage connected to the source 1.

На выходе операционного усилителя 14 формируются релаксационные колебания частоты f путем периодического заряда интегрирующего конденсатора 13 током, пропорциональным разности напряжений между указанными делителями напряжений, до момента равенства нарастающего значения падения напряжения Vк на конденсаторе 13 заданному значению Vоп. При достижении равенства ключ 12 срабатывает и конденсатор 13 разряжается. Процесс заряда-разряда конденсатора 13 циклически повторяется.At the output of the operational amplifier 14, relaxation oscillations of the frequency f are formed by periodically charging the integrating capacitor 13 with a current proportional to the voltage difference between the indicated voltage dividers, until the increasing value of the voltage drop V to the capacitor 13 is equal to the predetermined value V op . When equality is reached, key 12 is activated and capacitor 13 is discharged. The charge-discharge process of the capacitor 13 is cyclically repeated.

С помощью формирователя 23 релаксационные колебания частоты f нормируются по амплитуде и длительности и поступают на вычитающий вход реверсивного счетчика импульсов 21. На вход предустановки счетчика 21 поступает код числа No= (m1+m2) < <N1, где N1 - емкость реверсивного счетчика импульсов; m1 - число импульсов; характеризующих переходной процесс, в пакете колебаний; m2 - число импульсов, частота следования которых подлежит измерению. Так, если No=5+10=15, то после поступления на реверсивный счетчик 21 No=15 импульсов на входе переполнения "Р" появится сигнал переполнения, который осуществляет перезапись кода No в счетчик 21 и переводит первый триггер 18 в противоположное состояние, при котором в новое состояние установится и второй триггер 19. Задним фронтом сигнала с выхода второго триггера 19 запускается формирователь 20 импульса сброса. Выходной сигнал формирователя 20 устанавливает триггеры 18 и 19 в исходное состояние.Using the shaper 23, the relaxation oscillations of the frequency f are normalized in amplitude and duration and are fed to the subtracting input of the reverse pulse counter 21. The code number N o = (m 1 + m 2 ) <<N 1 , where N 1 - capacity of the reverse pulse counter; m 1 is the number of pulses; characterizing the transition process in a package of oscillations; m 2 is the number of pulses whose repetition rate is to be measured. So, if N o = 5 + 10 = 15, then after a pulse is received at the reverse counter 21 N o = 15 pulses, the overflow signal “P” will appear overflow signal, which overwrites the code N o into the counter 21 and translates the first trigger 18 to the opposite a state in which a second trigger 19 is also set in a new state. A trailing edge of the signal from the output of the second trigger 19 triggers a reset pulse generator 20. The output signal of the shaper 20 sets the triggers 18 and 19 to their original state.

При этом первый, второй и третий переключатели 15, 16 и 17 устанавливаются в положения, указанные на фиг.1, при которых прямой вход операционного усилителя 14 будет подключен к делителю напряжения, состоящему из резистора 6 и датчика 11. В результате заряд конденсатора 13 будет осуществляться током Iк1, пропорциональным разности опорного напряжения Vо (на выходе делителя из резисторов 3 и 4) и падения напряжения Vп1 на p-n-переходе полупроводникового датчика 11 за счет тока Iд1=Vo/R1, где R1 - сопротивление резистора 7. Значение частоты релаксационных колебаний на выходе операционного усилителя 14 (или формирователя 23) определится выражением (2).In this case, the first, second and third switches 15, 16 and 17 are set to the positions indicated in FIG. 1, in which the direct input of the operational amplifier 14 will be connected to a voltage divider consisting of a resistor 6 and a sensor 11. As a result, the charge of the capacitor 13 will be carried out by a current I k1 proportional to the difference in the reference voltage V о (at the output of the divider from resistors 3 and 4) and the voltage drop V p1 at the pn junction of the semiconductor sensor 11 due to the current I d1 = V o / R 1 , where R 1 is the resistance resistor 7. The value of the frequency of relaxation frigged the output of the operational amplifier 14 (or shaper 23) defined by the expression (2).

Выходной сигнал операционного усилителя 14 поступает через формирователь импульсов 23 на входы первого блока согласования 24 и вычитающий вход реверсивного счетчика импульсов 21. Сигнал с выхода блока согласования 24 через линию связи 26 и блок согласования 25 поступает на вход блока 27 обработки сигналов. В реверсивном счетчике импульсов 21 осуществляется подсчет импульсов, поступающих на его вход с частотой f1 (7). Поскольку на информационные входы предустановки реверсивного счетчика импульсов 21 поступает с выхода задатчика числа 22 код числа No, то на выходе "-Р" cчетчика 21 появится сигнал переполнения по истечении No импульсов. Этот сигнал поступает на управляющий вход предустановки "V" реверсивного счетчика импульсов 21 и на счетный вход первого триггера 18. Последний переводится в состояние, при котором второй и третий переключатели 16 и 17 устанавливаются в положения, противоположные указанному на фиг.1. В результате к прямому входу операционного усилителя 14 подключится делитель напряжения, состоящий из резистора 7 и датчика 11.The output signal of the operational amplifier 14 is supplied through a pulse shaper 23 to the inputs of the first matching unit 24 and subtracting the input of the reversible pulse counter 21. The signal from the output of matching unit 24 through the communication line 26 and matching unit 25 is input to the signal processing unit 27. In the reverse counter of pulses 21, the counting of pulses arriving at its input with a frequency f 1 (7) is carried out. Since the number N o code is supplied to the information inputs of the preset of the reversible pulse counter 21 from the output of the setter number 22, an overflow signal will appear at the output of the "-P" counter 21 after the expiration of N o pulses. This signal is fed to the control input of the preset "V" of the reverse pulse counter 21 and to the counting input of the first trigger 18. The latter is transferred to a state in which the second and third switches 16 and 17 are set to the positions opposite to that indicated in Fig. 1. As a result, a voltage divider consisting of a resistor 7 and a sensor 11 is connected to the direct input of the operational amplifier 14.

Сопротивление резистора 6 выбирают таким, чтобы обеспечить через p-n-переход датчика 11 протекание тока Iд2=(1,05...1,1)Iд1= =Vo/R2 (где R2 - сопротивление резистора 7), т. е. тока, отличающегося от первоначального значения на 5. ..10%, которое практически не изменяет теплового сопротивления p-n-перехода.The resistance of the resistor 6 is chosen so as to ensure through the pn junction of the sensor 11 the current flow I d2 = (1.05 ... 1.1) I d1 = V o / R 2 (where R 2 is the resistance of the resistor 7), t i.e., a current that differs from the initial value by 5. ..10%, which practically does not change the thermal resistance of the pn junction.

При прохождении тока Iд2 через p-n-переход датчика 11 увеличится падение напряжения Vп2 на последнем. В результате заряд конденсатора 13 станет проводиться под действием тока Iд2, пропорционального разности опорного напряжения Vо, и падения напряжения Vп2. В этом случае частота релаксационных колебаний на выходе операционного усилителя 14 из-за изменения крутизны преобразования уменьшится до значения f2 (9). С выхода формирователя импульсов 23 сигнал с частотой f2 также поступает через согласующие блоки 24, 35 и линию связи 26 на блок 27 обработки сигналов. С другой стороны этот же сигнал поступает и на счетный вход реверсивного счетчика импульсов 21. Через No импульсов на выходе переполнения "-Р" реверсивного счетчика импульсов 21 появится сигнал, который осуществляет перезапись числа No в счетчик 21 и устанавливает первый триггер 18 в исходное состояние. При этом второй и третий переключатели 16 и 17 переводятся в положения, указанные на фиг. 1, а второй триггер 19 переводится в противоположное состояние, при котором первый переключатель 15 установится в положение, противоположное указанному на фиг.1.With the passage of current I d2 through the pn junction of the sensor 11, the voltage drop V p2 at the last will increase. As a result, the charge of the capacitor 13 will be carried out under the action of a current I d2 proportional to the difference in the reference voltage V о and the voltage drop V p2 . In this case, the frequency of relaxation oscillations at the output of the operational amplifier 14 due to changes in the steepness of the conversion will decrease to a value of f 2 (9). From the output of the pulse shaper 23, a signal with a frequency of f 2 also enters through the matching blocks 24, 35 and the communication line 26 to the signal processing unit 27. On the other hand, the same signal is also fed to the counting input of the reverse pulse counter 21. Through N o pulses at the overflow output "-P" of the reverse pulse counter 21, a signal appears that overwrites the number N o into counter 21 and sets the first trigger 18 to the original state. In this case, the second and third switches 16 and 17 are translated into the positions indicated in FIG. 1, and the second trigger 19 is translated into the opposite state, in which the first switch 15 is set to the position opposite to that shown in FIG.

В результате к прямому входу операционного усилителя 14 будет подключен делитель напряжения, состоящий из последовательно включенных образцовых резисторов 8 и 10. Выходной сигнал Vп3 этого делителя напряжения поступает на прямой вход операционного усилителя 11. При этом коэффициент деления делителя напряжения выбирают равным n, т.е. Vп3=Vo/n, где n=10...20.As a result, a voltage divider consisting of series-connected reference resistors 8 and 10 will be connected to the direct input of the operational amplifier 14. The output signal V p3 of this voltage divider is fed to the direct input of the operational amplifier 11. The division factor of the voltage divider is chosen equal to n, t. e. V p3 = V o / n, where n = 10 ... 20.

Заряд конденсатора 13 будет осуществляться током Iд3, пропорциональным стабильной разности напряжений между опорным напряжением Vo и его n-й частью (т. е. Vп3), которая составляет 90...95% значения разности напряжений, соответствующей верхнему пределу преобразуемой температуры.The capacitor 13 will be charged by a current I d3 proportional to the stable voltage difference between the reference voltage V o and its nth part (i.e., V p3 ), which is 90 ... 95% of the voltage difference corresponding to the upper limit of the converted temperature .

В указанном положении переключателей 16, 17 и 15 на выходе операционного усилителя 14 формируются релаксационные колебания частоты f3 (10). Эти колебания нормируются по амплитуде и длительности в формирователе импульсов 23. Его выходной сигнал также поступает на вычитающий вход реверсивного счетчика импульсов 19 и через блоки согласования 24, 25 и линию связи 26 на блок 27 обработки сигналов. Через No импульсов триггеры 18 и 19 и переключатели 15, 16 и 17 устанавливаются в исходное состояние, а за это время в блоке 27 осуществляется обработки результатов измерений значений частот f1, f2 и f3 согласно выражения (11). В качестве блока обработки сигналов 27 может быть использован серийно выпускаемый микропроцессорный частотомер, запрограммированный на последовательную обработку пакетов колебаний трех частот: f1, f2 и f3.In the indicated position of the switches 16, 17 and 15 at the output of the operational amplifier 14, relaxation oscillations of the frequency f 3 are formed (10). These oscillations are normalized by amplitude and duration in the pulse shaper 23. Its output signal is also fed to the subtracting input of the reversible pulse counter 19 and through matching blocks 24, 25 and communication line 26 to the signal processing unit 27. Through N o pulses, the triggers 18 and 19 and the switches 15, 16 and 17 are set to their initial state, and during this time, in block 27, the results of measurements of the frequencies f 1 , f 2 and f 3 are processed according to expression (11). As a signal processing unit 27, a commercially available microprocessor frequency meter programmed for sequential processing of vibration packets of three frequencies: f 1 , f 2 and f 3 can be used.

В качестве блока 27 обработки сигналов целесообразно использовать специализированный арифметический блок, работающий по жесткой логике. As the block 27 of the signal processing, it is advisable to use a specialized arithmetic unit that operates on strict logic.

Рассмотрим работу специализированного блока 27 обработки сигналов. Сигналы с частотами f1, f2 и f3 поочередно поступают через второй блок согласования 25 на вход формирователя 28 коротких импульсов и вход частотного детектора 29 (фиг.2). Формирователь 28 коротких импульсов восстанавливает форму сигналов (амплитуду и длительность), искаженных при прохождении их через линию связи 26 и блоки согласования 24 и 25 (фиг.3, а).Consider the operation of a specialized signal processing unit 27. The signals with frequencies f 1 , f 2 and f 3 alternately arrive through the second matching unit 25 to the input of the shaper 28 of the short pulses and the input of the frequency detector 29 (figure 2). Shaper 28 short pulses restores the shape of the signals (amplitude and duration), distorted when passing through the communication line 26 and the matching blocks 24 and 25 (Fig.3, a).

На выходе частотного детектора 29 формируется аналоговый сигнал (фиг.3, б), характеризующий значения частоты входного сигнала и моменты времени их изменений. Дифференцирующая цепь 30 осуществляет выделение моментов времени изменения значений частот входного сигнала (фиг.3, в). С помощью формирователей импульсов 39 и 40 управления выделяются соответственно положительные и отрицательные импульсы продифференцированного выходного сигнала частотного детектора 29, которые одновременно нормируются по амплитуде, длительности и полярности (фиг.3, г и 3, д). Выходными импульсами второго формирователя 40 (см. фиг.3, г) осуществляется установка исходного состояния счетчиков импульсов 35, 36 и 41. Выходные импульсы формирователя 40 (фиг.3, д) поступают на счетчик импульсов 41, который формирует коды управления процессом обработки результатов измерений значений частот входного сигнала блока 27 обработки сигналов. Выходной код счетчика 41 через регистр 42 поступает по общей шине 46 в блок формирования результирующего кода (микроЭВМ) 45. Коды преобразованных значений частот с выхода преобразователя "частота-код" 43 поступают через общую шину 46 в память блока 45. At the output of the frequency detector 29, an analog signal is generated (Fig. 3, b), which characterizes the values of the frequency of the input signal and the time moments of their changes. The differentiating circuit 30 selects the time instants of the change in the frequency values of the input signal (FIG. 3, c). Using the pulse shapers 39 and 40 of the control, respectively, positive and negative pulses of the differentiated output signal of the frequency detector 29 are extracted, which are simultaneously normalized in amplitude, duration, and polarity (Fig. 3, g and 3, e). The output pulses of the second shaper 40 (see figure 3, d) sets the initial state of the pulse counters 35, 36 and 41. The output pulses of the shaper 40 (figure 3, d) are fed to the pulse counter 41, which generates control codes for the processing of the results measuring the frequency values of the input signal of the signal processing unit 27. The output code of the counter 41 through the register 42 is transmitted via a shared bus 46 to the block generating the resulting code (microcomputer) 45. Codes of the converted frequency values from the output of the frequency-to-code converter 43 are transmitted via a shared bus 46 to the memory of block 45.

Особенностью работы блока 27 обработки сигналов является исключение из процесса измерения части сигнала (фиг.3, е), нестабильность частоты которого обусловлена переходными процессами в преобразователе температуры в частоту. Для этого в блок 27 обработки сигналов введены триггер 37, элементы И-НЕ 31 и 32, реверсивный счетчик импульсов 36 и задатчик числа 33, соединенные согласно фиг.2. A feature of the operation of the signal processing unit 27 is the exclusion from the process of measuring part of the signal (Fig. 3, e), the frequency instability of which is caused by transients in the temperature to frequency converter. For this, a trigger 37, AND-NOT elements 31 and 32, a reversible pulse counter 36 and a dial number 33 connected in accordance with FIG. 2 are introduced into the signal processing unit 27.

Первый импульс с выхода первого формирователя 39 импульсов управления (фиг. 3, д) поступает через элемент И 38, выполняющего функцию элемента ИЛИ для сигнала логического нуля, на вход установки нуля триггера 37. Положительный потенциал на инверсном выходе триггера 37 разрешает прохождение входных импульсов через элемент И-НЕ 31 на вычитающий вход реверсивного счетчика импульсов 36, в который предварительно записан код числа m1 с помощью задатчика числа 33. Последний устанавливает то число импульсов, которое должно быть записано в счетчик 36 в течение времени окончания переходного процесса. При поступлении m1 импульсов на выходе переполнения "-Р" реверсивного счетчика импульсов 36 появится сигнал, устанавливающий триггер 37 в единицу. Прохождение импульсов через элемент И-НЕ 31 запрещается, а разрешается прохождение этих импульсов через элемент И-НЕ 32 на вход преобразователя "частота-код" 43 и вычитающий выход второго реверсивного счетчика импульсов 35. В последний записан код числа m2, характеризующий необходимое число импульсов для усреднения результатов преобразования частоты в код. При поступлении в реверсивный счетчик 35 m2 импульсов на его выходе переполнения "-Р" появится сигнал (логический нуль), который через элемент И 38 поступает на вход установки нуля триггера 37, запрещая, тем самым, дальнейшее прохождение импульсов через элемент И-НЕ 32 на вход преобразователя "частота-код" 43.The first pulse from the output of the first driver 39 of the control pulses (Fig. 3, e) is supplied through the AND 38 element, which performs the function of the OR element for a logic zero signal, to the input of the zero setting of the trigger 37. The positive potential at the inverse output of the trigger 37 allows the input pulses to pass through AND-NO element 31 to the subtracting input of the reversible pulse counter 36, in which pre-recorded code numbers 1 through m number setter 33. Last sets the number of pulses to be written into the counter 36 in Techa s the end of the transition process. When m 1 pulses arrive at the overflow output "-P" of the reverse pulse counter 36, a signal appears that sets the trigger 37 to one. The passage of pulses through an AND-HE 31 element is prohibited, and the passage of these pulses through an AND-32 element to the input of the frequency-to-code converter 43 and the subtracting output of the second reversible pulse counter 35 is allowed. The last code contains the number m 2 characterizing the required number pulses for averaging the results of frequency to code conversion. Upon receipt of a pulse of 35 m 2 pulses at the overflow output “-P”, a signal (logical zero) will appear, which through the And 38 element is fed to the zero setting input of the trigger 37, thereby prohibiting the further passage of pulses through the AND-NOT element 32 to the input of the frequency-code converter 43.

Результат преобразования частота f1 в код запоминается в памяти блока 45.The result of the conversion of the frequency f 1 to the code is stored in the memory of block 45.

Следующий (второй) отрицательный импульс с выхода первого формирователя 39 импульсов управления поступает на счетчик 41 и через элемент И 38 на вход установки нуля триггера 37. Процесс формирования измерительного интервала временим повторяется аналогичным образом. Код частоты f2 поступает в память блока 45. Третий импульс (фиг.3, д) в блоке 39 сопровождает сигнал с частотой f3 и также обеспечивает формирование измерительного интервала времени, в течение которого осуществляется преобразование в код и усреднение (по необходимости) значений частоты f3, поступивших в блок 45 с выхода преобразователя "частота-код" 43.The next (second) negative pulse from the output of the first driver 39 of the control pulses is supplied to the counter 41 and through the element 38 to the input of the zero setting of the trigger 37. The process of forming the measuring time interval is repeated in the same way. The frequency code f 2 enters the memory of block 45. The third pulse (Fig. 3, e) in block 39 accompanies a signal with a frequency of f 3 and also provides the formation of a measuring time interval during which conversion to code and averaging (if necessary) of values frequency f 3 received in block 45 from the output of the Converter "frequency-code" 43.

Поскольку в память блока 45 значения параметров q, k, h, lna заносятся заранее, то после поступления четвертого импульса в блоке 39 (фиг.3, д) на счетчик импульсов 41 на выходе последнего появится код или команда на вычисление значения температуры по алгоритму
Tx =

Figure 00000049
Figure 00000050
Figure 00000051
, где lnR1/R2=lna=ln(I2/I1) - логарифм отношения токов, задаваемых образцовыми резисторами 6 и 8. Эта команда поступает на регистр 42, с которого считывается по запросу с блока 45. Результат вычисления отображается на цифровом отсчетном устройстве 44.Since the values of the parameters q, k, h, lna are stored in advance in the memory of block 45, then after the fourth pulse arrives in block 39 (Fig. 3, e), the code or command to calculate the temperature value by the algorithm will appear at the output of the pulse counter 41
T x =
Figure 00000049
Figure 00000050
Figure 00000051
, where lnR 1 / R 2 = lna = ln (I 2 / I 1 ) is the logarithm of the ratio of currents specified by the model resistors 6 and 8. This command is sent to register 42, from which it is read on request from block 45. The calculation result is displayed on digital reading device 44.

Claims (3)

1. Способ цифрового измерения температуры, заключающийся в преобразовании в напряжение термочувствительного сопротивления p - n-перехода полупроводникового датчика, соответствующего измеряемой температуре, при первом значении тока Ig1 через него, преобразовании полученного напряжения в первую частоту электрического сигнала и преобразовании ее в код, отличающийся тем, что, с целью повышения точности, дополнительно преобразуют в напряжение сопротивление p - n-перехода полупроводникового датчика, соответствующего измеряемой температуре, при втором значении тока Ig2 = (0,05...0,1) Ig1 через него, затем в напряжение преобразуют сопротивление p - n-перехода полупроводникового датчика, соответствующее нулевой температуре, преобразуют полученные напряжения в соответствующие вторую и третью частоты электрических сигналов и преобразуют их в код, а результат цифрового измерения определяют по формуле
Nx = A
Figure 00000052
,
при этом A =
Figure 00000053
Figure 00000054
- коэффициент пропорциональности,
где q - заряд электрона;
a = Ig2 / Ig1 ;
n - постоянный коэффициент, равный 10 - 25;
U0 - значение опорного напряжения;
K - постоянная Больцмана;
f1, f2, f3 - соответственно значения первой, второй и третьей частот электрических сигналов.1. The method of digital temperature measurement, which consists in converting the voltage of the thermosensitive resistance p - n junction of the semiconductor sensor corresponding to the measured temperature, at the first current value I g1 through it, converting the voltage to the first frequency of the electrical signal and converting it into a code that differs the fact that, in order to improve accuracy, they additionally convert the resistance of the p - n junction of the semiconductor sensor corresponding to the measured temperature to voltage For the second value of the current I g2 = (0.05 ... 0.1) I g1 through it, then the resistance of the p - n junction of the semiconductor sensor, which corresponds to zero temperature, is converted into voltage, and the resulting voltages are converted to the corresponding second and third frequencies of electrical signals and convert them into code, and the result of digital measurement is determined by the formula
N x = A
Figure 00000052
,
with A =
Figure 00000053
Figure 00000054
- proportionality coefficient,
where q is the electron charge;
a = I g2 / I g1 ;
n is a constant coefficient equal to 10 - 25;
U 0 is the value of the reference voltage;
K is the Boltzmann constant;
f 1 , f 2 , f 3 - respectively, the values of the first, second and third frequencies of electrical signals. 2. Устройство цифрового измерения температуры, содержащее полупроводниковый датчик и преобразователь напряжения в частоту, выполненный на источнике опорного напряжения, первый выход которого является шиной нулевого потенциала и подключен к первому выводу первого резистора, а второй выход подключен к первым выводам второго и третьего резисторов, второй вывод последнего из которых подключен к информационному входу транзисторного ключа, выход и управляющий вход которого подключены соответственно к первому и второму выводам конденсатора, к выходу и инвертирующему входу операционного усилителя, которые соединены соответственно с входом формирователя импульсов и с первым выводом четвертого резистора, второй вывод которого соединен с вторыми выводами первого и второго резисторов, первый вывод последнего из которых объединен с первым выводом пятого резистора, отличающееся тем, что, с целью повышения точности, в него введены блок обработки сигналов, первый и второй блоки согласования, линия связи, шестой, седьмой, восьмой и девятый резисторы, первый и второй триггеры, формирователь импульсов сброса, первый, второй и третий переключатели, задатчик числа и реверсивный счетчик импульсов, вычитающий вход которого объединен с входом первого блока согласования и подключен к выходу формирователя импульсов, установочные входы подключены к выходам задатчика числа, выход переполнения реверсивного счетчика импульсов соединен с его входом предустановки и со счетным входом первого триггера, вход установки нуля которого объединен с входом установки нуля второго триггера и подключен к выходу формирователя импульса сброса, вход которого соединен с инверсным выходом второго триггера и объединен с первым управляющим входом первого переключателя, второй управляющий вход которого соединен с прямым выходом второго триггера, первый и второй информационные входы соединены с выходами второго и третьего переключателей и подключены соответственно через полупроводниковый датчик и девятый резистор к шине нулевого потенциала, первый и второй информационные входы второго и третьего переключателей соединены соответственно с вторым выводом пятого резистора и через шестой, седьмой и восьмой резисторы - с вторым выходом источника опорного напряжения, первый и вторые управляющие входы соответственно второго и третьего переключателей попарно объединены и соединены с прямым и инверсным выходами первого триггера соответственно, инверсный выход которого соединен со счетным входом второго триггера, при этом неинвертирующий вход операционного усилителя подключен к выходу первого переключателя, а выход первого блока согласования через линию связи подключен к входу второго блока согласования, выход которого соединен с входом блока обработки сигналов. 2. A digital temperature measurement device containing a semiconductor sensor and a voltage to frequency converter made on a reference voltage source, the first output of which is a zero potential bus and connected to the first terminal of the first resistor, and the second output is connected to the first terminals of the second and third resistors, the second the output of the last of which is connected to the information input of the transistor switch, the output and control input of which is connected respectively to the first and second conclusions of the capacitor a, to the output and inverting input of the operational amplifier, which are connected respectively to the input of the pulse shaper and to the first output of the fourth resistor, the second output of which is connected to the second outputs of the first and second resistors, the first output of the last of which is combined with the first output of the fifth resistor, characterized in that, in order to increase accuracy, a signal processing unit, first and second matching blocks, a communication line, sixth, seventh, eighth and ninth resistors, first and second triggers, reset pulse changer, first, second and third switches, a number adjuster and a reversible pulse counter, the subtracting input of which is combined with the input of the first matching unit and connected to the output of the pulse shaper, the installation inputs are connected to the outputs of the number adjuster, the overflow output of the reversible pulse counter is connected to its the preset input and with the counting input of the first trigger, the zero setting input of which is combined with the zero setting input of the second trigger and connected to the output of the pulse shaper with a throw, the input of which is connected to the inverse output of the second trigger and combined with the first control input of the first switch, the second control input of which is connected to the direct output of the second trigger, the first and second information inputs are connected to the outputs of the second and third switches and connected respectively through a semiconductor sensor and the ninth a resistor to the zero potential bus, the first and second information inputs of the second and third switches are connected respectively to the second output of the fifth resistor and through the sixth, seventh and eighth resistors - with the second output of the reference voltage source, the first and second control inputs of the second and third switches, respectively, are paired and connected to the direct and inverse outputs of the first trigger, respectively, whose inverse output is connected to the counting input of the second trigger, while the non-inverting input of the operational amplifier is connected to the output of the first switch, and the output of the first block matching through a communication line is connected to the input of the second block matching d is connected to an input of the signal processing unit. 3. Устройство по п. 2, отличающееся тем, что блок обработки сигналов выполнен на блоке формирования результирующего кода, преобразователе частота - код, цифровом отсчетном устройстве и регистре, объединенных между собой через общую шину, счетчике импульсов, двух задатчиках числа, двух реверсивных счетчиках импульсов, установочные входы которых соединены с выходами соответствующих задатчиков числа, триггере, двух элементах И - НЕ, элементе И, первом и втором формирователях управляющих импульсов, формирователе счетных импульсов, дифференцирующей цепи и частотном детекторе, вход которого объединен с входом формирователя счетных импульсов и является входом блока обработки сигналов, выход частотного детектора через дифференцирующую цепь соединен с входами первого и второго формирователей управляющих импульсов, выход последнего из которых подключен к входам установки нуля реверсивных счетчиков импульсов и счетчика импульсов, выходы которого соединены с соответствующими входами регистра , счетный вход счетчика импульсов объединен с первым входом элемента И и подключен к выходу первого формирователя управляющих импульсов, второй вход элемента И подключен к выходу переполнения и входу предустановки первого реверсивного счетчика импульсов, выход элемента И соединен с входом установки нуля триггера, вход установки единицы которого подключен к выходу переполнения и входу предустановки второго реверсивного счетчика импульсов, инверсный и прямой выходы триггера соединены соответственно с первыми входами первого и второго элементов И - НЕ, выходы которых подключены соответственно к счетным входам второго и первого реверсивных счетчиков импульсов, с входом последнего из которых объединен вход преобразователя частота - код, вторые входы первого и второго элементов И - НЕ объединены и подключены к выходу формирователя счетных импульсов. 3. The device according to claim 2, characterized in that the signal processing unit is performed on the result code generating unit, the frequency-to-code converter, the digital reading device and the register, interconnected via a common bus, a pulse counter, two number meters, two reversible counters pulses, the installation inputs of which are connected to the outputs of the respective number adjusters, trigger, two AND elements - NOT, AND element, first and second control pulse shapers, counting pulse shaper, differential the frequency circuit and the frequency detector, the input of which is combined with the input of the counting pulse shaper and is the input of the signal processing unit, the frequency detector output is connected through the differentiating circuit to the inputs of the first and second control pulse shapers, the output of the last of which is connected to the zero-setting inputs of the reverse pulse counters and a pulse counter, the outputs of which are connected to the corresponding inputs of the register, the counting input of the pulse counter is combined with the first input of the And element and connected to the first shaper of control pulses, the second input of the And element is connected to the overflow output and the preset input of the first reversible pulse counter, the output of the And element is connected to the trigger zero input, the unit setting input of which is connected to the overflow output and the preset input of the second reverse pulse counter, inverse and direct trigger outputs are connected respectively to the first inputs of the first and second elements AND - NOT, the outputs of which are connected respectively to the counting inputs of the second and ervogo reversible pulse counter, to the input of the last inverter which is combined input frequency - code, the second inputs of the first and second members I - NOT combined and connected to the output of the pulse shaper counting.
SU4846027 1990-05-14 1990-05-14 Method of digital measurement of temperature and device for its realization RU2025044C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SU4846027 RU2025044C1 (en) 1990-05-14 1990-05-14 Method of digital measurement of temperature and device for its realization

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SU4846027 RU2025044C1 (en) 1990-05-14 1990-05-14 Method of digital measurement of temperature and device for its realization

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2025044C1 true RU2025044C1 (en) 1994-12-15

Family

ID=21524692

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SU4846027 RU2025044C1 (en) 1990-05-14 1990-05-14 Method of digital measurement of temperature and device for its realization

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2025044C1 (en)

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Алексенко А.Г. и др. Применение прецизионных аналоговых ИС. М., 1981, с.123-124, рис.4.5. *
Орнатский П.П. Автоматические измерения и приборы. Киев, 1986, с.438. *

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US3875503A (en) Dual slope type resistance deviation measuring apparatus
US4089214A (en) Intake air amount detecting system
EP1279964B1 (en) Resistance measuring circuit
US3267458A (en) Digital voltmeters
US4306807A (en) Light measuring system
US3790890A (en) Device for measuring a time interval
US3760273A (en) Electronic watt hour meter
RU2025044C1 (en) Method of digital measurement of temperature and device for its realization
RU2200304C2 (en) Temperature converter
SU1560987A1 (en) Digital meter of temperature
SU920403A1 (en) Converter of temperature to frequency
RU1783400C (en) Method and device for determining temperature and humidity of air
SU523394A1 (en) Device for controlling parameters
SU468160A1 (en) Digital measuring device
SU630600A1 (en) Tunnel diode extremum current measuring arrangement
SU1151834A1 (en) Device for measuring temperature (its versions)
SU1247682A1 (en) Device for measuring temperature
SU788376A1 (en) Analogue-digital phase shift converter
SU1700390A1 (en) Temperature measuring device
SU1057881A1 (en) Device for measuring electrical signal attenuation logarithmic decrement
SU970134A1 (en) Digital temperature meter
SU1101690A1 (en) Device for measuring temperature
SU1659745A1 (en) Digital thermometer
SU657275A1 (en) Device for converting temperature into pulse recurrenge frequency
SU555342A1 (en) Device for measuring rotational speed